JP3625807B2 - 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流電圧が入力されて複数の直流電圧が形成され、複数の負荷に制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
複数の負荷に直流電圧を供給する従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、図９に示すような構成の装置が用いられていた。図９に示した従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電圧Ｅｉが入力されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ２、第１のダイオード５１、第１のインダクタ３２、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ３、第２のダイオード５２、及び第１の出力コンデンサ６１が設けられている。この従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第１の出力コンデンサ６１から第１の負荷７１へ第１の出力電圧Ｖｏ１を出力する昇降圧コンバータが構成されている。また、この従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第３のスイッチ４、第３のダイオード５３、第２のインダクタ３３、及び第２の出力コンデンサ６２が設けられており、第２の出力コンデンサ６２から第２の負荷７２へ第２の出力電圧Ｖｏ２を出力する反転コンバータが構成されている。
【０００３】
図９に示した多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御回路８は第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するために、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３の各オンオフ期間比を調整して、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３をオンオフ制御している。また、制御回路８は、第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するために、第３のスイッチ４のオンオフ期間比を調整して、第３のスイッチ４をオンオフ制御している。ここに示した従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの出力仕様は、Ｖｏ２＜ＧＮＤ＜Ｖｏ１であり、２つの出力電圧の極性は異なるものとする。
【０００４】
以下、図９に示した従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を簡単に説明する。まず、制御回路８により第１のスイッチ２と第２のスイッチ３はそれぞれ同じスイッチング周期Ｔでオンオフ動作を繰返しているものとして昇降圧コンバータの動作について説明する。
第１のスイッチ２の時比率、即ち１スイッチング周期内におけるオン時間の割合をδ２、第２のスイッチ３の時比率をδ３（＜δ２）とし、第２のスイッチ３がオン状態の時は第１のスイッチ２もオン状態であるとする。第１のスイッチ２がオン状態、第２のスイッチ３がオン状態の時、入力直流電圧Ｅｉは第１のインダクタ３２に印加される。この時、第１のインダクタ３２に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄えられる。この期間はδ３・Ｔで表される。
【０００５】
次に、第２のスイッチ３がオフ状態になると、入力直流電源１から第１のスイッチ２と第１のインダクタ３２と第２のダイオード５２を介して第１の出力コンデンサ６１を充電する電流が流れる。この期間は（δ２−δ３）Ｔで表される。
さらに、第１のスイッチ２もオフ状態になると、第１のインダクタ３２に蓄えられた磁気エネルギーは、第１のダイオード５１と第２のダイオード５２を介して第１の出力コンデンサ６１を充電する電流として放出される。この期間は（１−δ２）Ｔで表される。
上記のような第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３のオンオフ動作によって、第１のインダクタ３２の磁気エネルギーは蓄積と放出を繰返しながら、第１の出力コンデンサ６１を介して第１の負荷７１へ出力電圧Ｖｏ１を供給する。第１のインダクタ３２の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する条件は、第１のインダクタ３２の電圧時間積の和がゼロになることである。計算の簡略化のためにこの回路に用いられているダイオードの順方向電圧降下を無視すると、次式（１）が成立つ。
【０００６】
δ３・Ｔ・Ｅｉ＋（δ２−δ３）Ｔ（Ｅｉ−Ｖｏ１）＝（１−δ２） Ｔ・Ｖｏ１ （１）
【０００７】
式（１）を整理して次の入出力変換特性を表す式（２）が得られる。
【０００８】
Ｖｏ１／Ｅｉ＝δ２／（１−δ３） （２）
【０００９】
式（２）の入出力変換特性から分かるように、時比率δ２及びδ３を適切に調整することにより、理論的には第１の出力電圧Ｖｏ１を任意の正電圧に設定することができる。第１のスイッチ２がオン状態に固定されるとδ２＝１であるから、式（２）は下記式（３）となる。
【００１０】
Ｖｏ１／Ｅｉ＝１／（１−δ３） （３）
【００１１】
即ち、この多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、Ｖｏ１＞Ｅｉの昇圧動作が行われる。また、第２のスイッチ３がオフ状態に固定されるとδ３＝０であるから、式（２）は下記式（４）となる。
【００１２】
Ｖｏ１／Ｅｉ＝δ２ （４）
【００１３】
即ち、この多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、Ｖｏ１＜Ｅｉの降圧動作が行われる。
【００１４】
次に、図９に示した多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける第３のスイッチ４もスイッチング周期Ｔで時比率δ４のオンオフ動作しているものとして、反転コンバータの動作について説明する。
第３のスイッチ４がオン状態の時、入力直流電圧Ｅｉは第２のインダクタ３３に印加され、第２のインダクタ３３に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄えられる。この期間はδ４・Ｔで表される。次に、第３のスイッチ４がオフ状態になると、第２のインダクタ３３に蓄えられた磁気エネルギーは、第３のダイオード５３を介して第２の出力コンデンサ６２を充電する電流となる。この期間は（１−δ４）Ｔで表される。このような第３のスイッチ４のオンオフ動作によって、第２のインダクタ３３の磁気エネルギーは蓄積と放出を繰返しながら、第２の出力コンデンサ６２を介して第２の負荷７２へ出力電圧Ｖｏ２を供給する。第２のインダクタ３２の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する条件は、第２のインダクタ３２の電圧時間積の和がゼロになることである。計算の簡略化のためにこの回路に用いられているダイオードの順方向電圧降下を無視すると、次式（５）が成立つ。
【００１５】
δ４・Ｔ・Ｅｉ＝−（１−δ４） Ｔ・Ｖｏ２ （５）
【００１６】
式（５）を整理して次の入出力変換特性を表す式（６）が得られる。
【００１７】
Ｖｏ２／Ｅｉ＝−δ４／（１−δ４） （６）
【００１８】
式（６）の入出力変換特性から分かるように、時比率δ４を適切に調整することにより、理論的には第２の出力電圧Ｖｏ２を任意の負電圧に設定することができる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように構成された従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、別々の回路構成の昇降圧コンバータと反転コンバータを用いて第１の出力電圧と第２の出力電圧という２つの制御された出力電圧を形成する構成であった。このような構成においては、出力電圧の数だけコンバータを構成しなければならず、回路が複雑化し大型化するという問題があった。特に、各コンバータにはインダクタを設けなければならず、回路全体としては複数個のインダクタが必要となり、実装面の制約が多く解決すべき課題であった。
本発明は、複数の出力電圧を１つのインダクタにより形成して、所望の出力に制御することの可能な多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を出力する入力直流電源と、インダクタと、前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続され、モード切換スイッチと転流用整流手段との直列回路からなる転流用整流回路と、前記転流用整流回路と並列に接続され、前記入力直流電圧と逆極性を有する反転出力電圧を出力する反転出力用整流平滑回路と、所定の周期でオンオフを繰り返すように前記モード切換スイッチを駆動し、前記モード切換スイッチがオンの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオフの時には前記反転出力電圧を制御するように前記第２のスイッチをオン状態にして前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動する制御回路とを有する。
さらにその制御回路は、所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、前記クロック信号の周波数を分周して、前記モード切換スイッチをオンオフするモード切換スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、前記反転出力電圧を検出して反転出力電圧制御用誤差電圧を出力する反転出力電圧検出回路と、前記モード切換スイッチ駆動信号と前記出力電圧制御用誤差電圧と前記反転出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチがオンの周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオフの周期には前記第２のスイッチをオン状態にして前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路とを有する。
このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧に対して昇降圧可能な正電圧と負電圧を、１つのインダクタで負荷へ供給することができる。
【００２１】
また、本発明の他の観点による多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を出力する入力直流電源と、インダクタと、前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、前記第２のスイッチの両端に接続され、補助スイッチを直列に接続された整流手段を有し、前記出力電圧よりも低い補助出力電圧を出力する補助整流平滑回路と、前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続される転流用整流手段と、所定の周期でオンオフを繰り返すように前記補助スイッチを駆動し、前記補助スイッチがオフの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記補助スイッチがオンの時には前記補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動する制御回路とを有する。
さらに、その制御回路は、所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、前記クロック信号の周波数を分周して、前記補助スイッチをオンオフする補助スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、前記補助出力電圧を検出して補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する補助出力電圧検出回路と、前記補助スイッチ駆動信号と前記主出力電圧制御用誤差電圧と前記補助出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記補助スイッチがオフの周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記補助スイッチがオンの周期には前記補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路とを有する。
このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧に対して昇降圧可能な２つの正電圧を、１つのインダクタで負荷へ供給することができる。
【００２２】
また、本発明の他の観点による多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を出力する入力直流電源と、インダクタと、前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、前記第２のスイッチの両端に接続され、第ｋ（ｋは１〜ｎの自然数）の補助スイッチを直列に接続された整流手段を有し、前記出力電圧よりも低い第ｋの補助出力電圧を出力する第ｋの補助出力用整流平滑回路と、前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続され、モード切換スイッチと転流用整流手段との直列回路からなる転流用整流回路と、前記転流用整流回路と並列に接続され、前記入力直流電圧と逆極性を有する反転出力電圧を出力する反転出力用整流平滑回路と、前記転流用整流回路と並列に接続され、第ｊ（ｊは１〜ｍの自然数）の反転出力用補助スイッチを直列に接続された整流手段を有し、前記反転出力電圧よりも高い第ｊの反転補助出力電圧を出力する第ｊの反転補助出力用整流平滑回路と、所定の周期でオンオフを繰り返すように前記モード切換スイッチを駆動し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第１から第ｎの補助スイッチが全てオフの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第ｋの補助スイッチがオンの時には前記第ｋの補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオフ状態では前記第２のスイッチをオン状態にするとともに、前記第１から第ｍの反転出力用補助スイッチが全てオフの時には前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動し、前記第ｊの反転出力用補助スイッチがオンの時には前記第ｊの反転補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動する制御回路とを有する。
その制御回路は、所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、前記クロック信号の周波数を分周して、前記モード切換スイッチをオンオフするモード切換スイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチのオン状態である期間内に前記第１から第ｎの各補助スイッチの全てがオフである周期といずれか一つがオン状態となる周期を有するように第１の補助スイッチ駆動信号から第ｎの補助スイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチのオフ状態である期間内に前記第１から第ｍの各反転出力用補助スイッチの全てがオフである周期といずれか一つがオン状態となる周期を有するように第１の反転出力用補助スイッチ駆動信号から第ｍの反転出力用補助スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、前記第１から第ｎの各補助出力電圧を検出して、第１から第ｎの補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する第１から第ｎの補助出力電圧検出回路と、前記反転出力電圧を検出して反転出力電圧制御用誤差電圧を出力する反転出力電圧検出回路と、前記第１から第ｍの各反転補助出力電圧を検出して、第１から第ｍの反転補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する第１から第ｍの反転補助出力電圧検出回路と、前記モード切換スイッチ駆動信号と前記出力電圧制御用誤差電圧と前記第１から第ｎの補助出力電圧制御用誤差電圧と前記反転出力電圧制御用誤差電圧と前記第１から第ｍの反転補助出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第１から第ｎの補助スイッチが全てオフ状態の周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第ｋの補助スイッチがオン状態の周期には前記第ｋの補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオフの周期には前記第２のスイッチをオン状態にするとともに、前記第１から第ｍの各反転出力用補助スイッチが全てオフ状態の周期には前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記第ｊの反転出力用補助スイッチがオン状態の周期には前記第ｊの反転補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路とを有する。
このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧に対して昇降圧可能な複数の正電圧と複数の負電圧を、１つのインダクタで負荷へ供給することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
《実施の形態１》
図１の（ａ）は本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、（ｂ）はその動作状態を示す波形図である。図１の（ａ）に示すように、本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電源１から入力直流電圧Ｅｉが入力されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ２１と、インダクタ３１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ２２とが直列回路を形成して、入力直流電源１に並列に接続されている。入力直流電源１の負極をグランドＧＮＤとして、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生する電圧は、ダイオードからなる第１の整流手段５１とコンデンサからなる第１の平滑手段６１とを有する整流平滑回路４１によって整流平滑される。整流平滑回路４１により整流平滑された電圧は、第１の出力電圧Ｖｏ１として第１の負荷７１に供給される。
【００２５】
第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点に発生する電圧は、ダイオードからなる第２の整流手段５２とコンデンサからなる第２の平滑手段６２とを有する反転出力用整流平滑回路４２によって整流平滑される。反転出力用整流平滑回路４２により整流平滑された電圧は、第２の出力電圧Ｖｏ２として第２の負荷７２に供給される。また、第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点とＧＮＤ間には、ダイオードからなる転流用整流手段５３とＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるモード切換スイッチ２３との直列回路である転流用整流回路４３が接続される。
制御回路８１は、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２を検出し、これらの第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２を安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２とモード切換スイッチ２３のそれぞれをオンオフ制御している。制御回路８１は、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２とモード切換スイッチ２３のそれぞれを所定のオン期間とオフ期間で駆動するための駆動信号Ｖｇ２１，Ｖｇ２２，Ｖｇ２３を出力する。尚、実施の形態１における出力仕様は、Ｖｏ２＜ＧＮＤ＜Ｖｏ１であり、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の極性は互いに異なるものとする。
【００２６】
以上のように構成された実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１の（ｂ）を用いて以下に説明する。図１の（ｂ）はモード切換スイッチ２３と第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作状態を示す波形図である。
まず、駆動信号Ｖｇ２３によってモード切換スイッチ２３がオン状態であると、反転用整流平滑回路４２には電力の供給が断たれる。このとき、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２はそれぞれオンオフ動作する。期間Ｔ１において、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第２のスイッチ２２→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。
次に、期間Ｔ２において、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第１の出力電圧Ｖｏ１の差電圧が印加される。
【００２７】
次に、期間Ｔ３において、第１のスイッチ２１がオフ状態になると、ＧＮＤ→モード切換スイッチ２３→転流用整流手段５３→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第１の出力電圧Ｖｏ１が印加されて磁気エネルギーは放出される。
即ち、モード切換スイッチ２３がオン状態にある期間Ｔ１〜Ｔ３では、第１のスイッチ２１とモード切換スイッチ２３と転流用整流手段５３とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１は、昇降圧コンバータを形成し、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作によって入力直流電圧Ｅｉより昇降圧された第１の出力電圧Ｖｏ１が第１の負荷７１に供給される。
尚、期間Ｔ３が無く、第１のスイッチ２１をオン状態に固定し、第２のスイッチ２２をオンオフ動作させると、インダクタ３１と第２のスイッチ２２と第１の整流平滑回路４１とで昇圧コンバータを形成し、入力直流電圧Ｅｉより高い第１の出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１に供給できる。また、期間Ｔ１が無く、第２のスイッチ２２をオフ状態に固定して第１のスイッチ２１をオンオフ動作させると、第１のスイッチ２１とインダクタ３１と整流平滑回路４１とで降圧コンバータを形成し、入力直流電圧Ｅｉより低い第１の出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１に供給できる。
制御回路８１においては、出力された第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して、予め決めた所定値に安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間比を制御している。
【００２８】
次に、期間Ｔ４〜Ｔ５においてモード切換スイッチ２３がオフ状態の時、第２のスイッチ２２はオン状態であるように設定し、整流平滑回路４１への電力の供給を断つ。期間Ｔ４において、第１のスイッチ２１がオン状態であると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第２のスイッチ２２→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。
次に、期間Ｔ５において第１のスイッチ２１がオフ状態になると、インダクタ３１→第２のスイッチ２２→第２の平滑手段６２→第２の整流手段５２→インダクタ３１と電流が流れ、インダクタ３１には第２の出力電圧Ｖｏ２が印加されて磁気エネルギーが放出される。即ち、期間Ｔ４〜Ｔ５においてモード切換スイッチ２３がオフ状態の時、第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と反転出力用整流平滑回路４２は、反転コンバータを形成し、第１のスイッチ２１のオンオフ動作によって負電位の第２の出力電圧Ｖｏ２が第２の負荷７２に供給される。
制御回路８１においては、出力された第２の出力電圧Ｖｏ２を検出して、予め決めた所定値に安定化するように第１のスイッチ２１のオンオフ期間比を制御している。
【００２９】
以上のような制御を行う実施の形態１における制御回路８１の構成を図２の（ａ）にブロック図で示し、その各部信号波形を図２の（ｂ）に示す。
図２の（ａ）に示すように、制御回路８１は発振回路８１０、分周回路８１１、出力電圧検出回路８１２、反転出力電圧検出回路８１３、パルス幅制御回路８１４、及び３つの駆動回路８１５，８１６，８１７により構成されている。
発振回路８１０は所定の周期を有するクロック信号Ｖｃｋを分周回路８１１とパルス幅制御回路８１４に出力する。分周回路８１１は、クロック信号Ｖｃｋを分周して、前記モード切換スイッチ２３のオンオフ期間を設定した駆動信号Ｖｄ２３を出力する。出力電圧検出回路８１２は、抵抗分割等により第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１を出力する。反転出力電圧検出回路８１３は、抵抗分割等により第２の出力電圧Ｖｏ２を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２を出力する。パルス幅制御回路８１４は、クロック信号Ｖｃｋと駆動信号Ｖｄ２３と出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１と反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２を受電し、第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定するための駆動信号Ｖｄ２１と、第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定するための駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
パルス幅制御回路８１４は、第１のパルス幅制御回路１４１、第２のパルス幅制御回路１４２、ＡＮＤ回路１４３，１４４、ＯＲ回路１４５、及びＮＡＮＤ回路１４６を有する。
【００３０】
第１のパルス幅制御回路１４１は、第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１に基づき、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のためのプリ駆動信号Ｖ１１とプリ駆動信号Ｖ１２を形成する。第２のパルス幅制御回路１４２は、第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するように反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２に基づき、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のためのプリ駆動信号Ｖ２１を形成する。
ＡＮＤ回路１４３にはプリ駆動信号Ｖ１１と駆動信号Ｖｄ２３が入力される。ＡＮＤ回路１４４にはプリ駆動信号Ｖ２１と駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力される。ＯＲ回路１４５にはＡＮＤ回路１４３の出力とＡＮＤ回路１４４の出力が入力され、駆動信号Ｖｄ２１を出力する。ＮＡＮＤ回路１４６には第２のスイッチ２２のためのプリ駆動信号Ｖ１２の反転信号と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
駆動回路８１５は、ＯＲ回路１４５が出力した駆動信号Ｖｄ２１を反転及び電力増幅して、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴである第１のスイッチ２１を駆動する駆動信号Ｖｇ２１を出力する。駆動回路８１６は、ＮＡＮＤ回路１４６が出力した駆動信号Ｖｄ２２を電力増幅して、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチ２２を駆動する駆動信号Ｖｇ２２を出力する。駆動回路８１７は、駆動信号Ｖｄ２３を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるモード切換スイッチ２３を駆動する駆動信号Ｖｇ２３を出力する。
【００３１】
図２の（ｂ）はクロック信号Ｖｃｋ、プリ駆動信号Ｖ１１、プリ駆動信号Ｖ１２、プリ駆動信号Ｖ２１、駆動信号Ｖｄ２３、駆動信号Ｖｄ２１、駆動信号Ｖｄ２２のそれぞれを示す波形図である。分周回路８１１によってクロック信号Ｖｃｋが１／２の周波数に分周された駆動信号Ｖｄ２３に従って、モード切換スイッチ２３がオンオフ動作する。駆動信号Ｖｄ２１と駆動信号Ｖｄ２２は、モード切換スイッチ２３がオン状態の期間には第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように、第１のスイッチ２１のオンオフ期間と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する。また、モード切換スイッチ２３がオフ状態の期間には第２のスイッチ２２をオン状態にして第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するように、第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定している。
以上のように、実施の形態１によれば、昇降圧コンバータと反転コンバータが第１のスイッチ２１とインダクタ３１を共有する構成であるため、少ない部品点数で昇降圧出力と反転出力を安定化できるという優れた効果が得られる。
【００３２】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図面を参照して説明する。
図３の（ａ）は本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、（ｂ）はその動作状態を示す波形図である。図３の（ａ）に示すように、本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電源１から入力直流電圧Ｅｉが入力されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ２１と、インダクタ３１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ２２とが直列回路を形成して、入力直流電源１に並列に接続されている。入力直流電源１の負極をグランドＧＮＤとして、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生した電圧は、ダイオードからなる第１の整流手段５１とコンデンサからなる第１の平滑手段６１とを有する整流平滑回路４１によって整流平滑されて第１の出力電圧Ｖｏ１として第１の負荷７１に供給される。または、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生した電圧は、補助スイッチ２４と第４の整流手段５４とコンデンサからなる第３の平滑手段６３を有する補助出力用整流平滑回路４３によって整流平滑されて、第３の出力電圧Ｖｏ３として第３の負荷７３に供給される。第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点とＧＮＤ間にはダイオードからなる転流用整流手段５３が接続されている。制御回路８２は、第１の出力電圧Ｖｏ１と第３の出力電圧Ｖｏ３を検出し、それらを安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２と補助スイッチ２４をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動する駆動信号Ｖｇ２１、Ｖｇ２２、Ｖｇ２４を出力する。尚、実施の形態２における出力仕様は、ＧＮＤ＜Ｖｏ３＜Ｖｏ１であり、第１の出力電圧Ｖｏ１と第３の出力電圧Ｖｏ３は正の極性とする。
【００３３】
以上のように構成された実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図３の（ｂ）を用いて以下に説明する。図３の（ｂ）は補助スイッチ２４と第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作の状態を示す波形図である。
まず、期間Ｔ１や期間Ｔ４のように、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態になると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第２のスイッチ２２→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。
【００３４】
次に、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、補助スイッチ２４がオン状態の期間Ｔ２においては、第３の出力電圧Ｖｏ３は第１の出力電圧Ｖｏ１より低いので、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第４の整流手段５４→補助スイッチ２４→第３の平滑手段６３→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第３の出力電圧Ｖｏ３の差電圧が印加される。
さらに、第１のスイッチ２１がオフ状態の期間Ｔ３においては、ＧＮＤ→転流用整流手段５３→インダクタ３１→第４の整流手段５４→補助スイッチ２４→第３の平滑手段６３→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第３の出力電圧Ｖｏ３が印加されて磁気エネルギーが放出される。
【００３５】
一方、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、補助スイッチ２４がオフ状態の期間Ｔ５においては、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第１の出力電圧Ｖｏ１の差電圧が印加される。
さらに、期間Ｔ６においては、第１のスイッチ２１がオフ状態になると、ＧＮＤ→第３の整流手段５３→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第１の出力電圧Ｖｏ１が印加されて磁気エネルギーは放出される。
即ち、第１の出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１に供給する整流平滑回路４１と第３の出力電圧Ｖｏ３を第３の負荷７３に供給する補助出力用整流平滑回路４３は、いずれも、第１のスイッチ２１と第３の整流手段５３とインダクタ３１と第２のスイッチ２２を共有して昇降圧コンバータが構成されている。第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時に蓄えられたインダクタ３１の磁気エネルギーは、補助スイッチ２４がオン状態のときに補助出力用整流平滑回路４３へ放出され、補助スイッチ２４がオフ状態のときに整流平滑回路４１へ放出される。
実施の形態２における制御回路８２は、第１の出力電圧Ｖｏ１と第３の出力電圧Ｖｏ３を検出して、予め決めた所定値に安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２と補助スイッチ２４のオンオフ期間比を制御している。
【００３６】
以上のような制御を行う実施の形態２における制御回路８２の構成を図４の（ａ）にブロック図で示し、その各部信号の波形を図４の（ｂ）に示す。
図４の（ａ）に示すように、制御回路８２は、発振回路８２０、分周回路８２１、出力電圧検出回路８２２、補助出力電圧検出回路８２３、パルス幅制御回路８２４、及び３つの駆動回路８２５，８２６，８２７により構成されている。
発振回路８２０は、所定の周期を有するクロック信号Ｖｃｋを分周回路８２１とパルス幅制御回路８２４に出力する。分周回路８２１は、クロック信号Ｖｃｋを分周して、補助スイッチ２４のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２４を出力する。出力電圧検出回路８２２は、抵抗分割等により第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１を出力する。補助出力電圧検出回路８２３は、抵抗分割等により第３の出力電圧Ｖｏ３を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３を出力する。パルス幅制御回路８２４は、駆動信号Ｖｄ２４と出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１と補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３を受電し、第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定するための駆動信号Ｖｄ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定するための駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
パルス幅制御回路８２４は、第１のパルス幅制御回路２４１、第３のパルス幅制御回路２４２、ＡＮＤ回路２４３，２４４，２４６，２４７、及びＯＲ回路２４５，２４８を有する。
【００３７】
第１のパルス幅制御回路２４１は、第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するようにオンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ１１と第２のスイッチ２２のプリ駆動信号Ｖ１２を形成する。第３のパルス幅制御回路２４２は、第３の出力電圧Ｖｏ３を制御するようにオンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ３１と第２のスイッチ２２のプリ駆動信号Ｖ３２を形成する。ＡＮＤ回路２４３にはプリ駆動信号Ｖ１１と駆動信号Ｖｄ２４の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路２４４にはプリ駆動信号Ｖ３１と駆動信号Ｖｄ２４が入力される。ＯＲ回路２４５にはＡＮＤ回路２４３の出力とＡＮＤ回路２４４の出力が入力され、駆動信号Ｖｄ２１を出力する。ＡＮＤ回路２４６にはプリ駆動信号Ｖ１２と駆動信号Ｖｄ２４の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路２４７にはプリ駆動信号Ｖ３２と駆動信号Ｖｄ２４が入力される。ＯＲ回路２４８にはＡＮＤ回路２４６の出力とＡＮＤ回路２４７の出力が入力され、駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
【００３８】
駆動回路８２５は、ＯＲ回路２４５から出力された駆動信号Ｖｄ２１を反転及び電力増幅して、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴである第１のスイッチ２１を駆動する駆動信号Ｖｇ２１を出力する。駆動回路８２６は、ＯＲ回路２４８から出力された駆動信号Ｖｄ２２を電力増幅して、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチ２２を駆動する駆動信号Ｖｇ２２を出力する。駆動回路８２７は、分周回路８２１から出力された駆動信号Ｖｄ２４を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである補助スイッチ２４を駆動する駆動信号Ｖｇ２４を出力する。
図４の（ｂ）はクロック信号Ｖｃｋと、プリ駆動信号Ｖ１１、プリ駆動信号Ｖ１２、プリ駆動信号Ｖ３１、プリ駆動信号Ｖ３２、駆動信号Ｖｄ２４、駆動信号Ｖｄ２１、駆動信号Ｖｄ２２を示す波形図である。分周回路８２１によりクロック信号Ｖｃｋが１／２の周波数に分周された駆動信号Ｖｄ２４に従って、補助スイッチ２４がオンオフ動作する。駆動信号Ｖｄ２１と駆動信号Ｖｄ２２は、補助スイッチ２４がオフの周期には第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように、第１のスイッチ２１のオンオフ期間と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定し、補助スイッチ２４がオンの周期には第３の出力電圧Ｖｏ３を制御するように、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する。
以上のように、実施の形態２によれば、２つの昇降圧コンバータが第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と転流用整流手段５３とを共有するよう構成されているため、少ない部品点数で昇降圧出力が安定化できるという優れた効果が得られる。
【００３９】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図面を参照して説明する。
図５は本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図６はその動作状態図である。図５に示すように、本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電源１から入力直流電圧Ｅｉが入力されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ２１と、インダクタ３１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ２２とが直列回路を形成して、入力直流電源１に並列に接続されている。入力直流電源１の負極をグランドＧＮＤとして、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生する電圧は、ダイオードからなる第１の整流手段５１と、コンデンサからなる第１の平滑手段６１とを有する整流平滑回路４１によって整流平滑されて第１の出力電圧Ｖｏ１として第１の負荷７１に供給される。または、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生する電圧は、第１の補助スイッチ２４と、第４の整流手段５４と、コンデンサからなる第４の平滑手段６３とを有する第１の補助出力用整流平滑回路４３によって整流平滑されて第３の出力電圧Ｖｏ３として第３の負荷７３に供給される。
【００４０】
また、第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点に発生する電圧は、ダイオードからなる第２の整流手段５２とコンデンサからなる第２の平滑手段６２とを有する反転出力用整流平滑回路４２によって整流平滑されて第２の出力電圧Ｖｏ２として第２の負荷７２に供給される。または、第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点に発生する電圧は、第１の反転出力用補助スイッチ２５と、ダイオードからなる第５の整流手段５５と、コンデンサからなる第４の平滑手段６４とを有する反転補助出力用整流平滑回路４５によって整流平滑されて第４の出力電圧Ｖｏ４として第４の負荷７４に供給される。また、第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点とＧＮＤ間には、ダイオードからなる転流用整流手段５３と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるモード切換スイッチ２３との直列回路である転流用整流回路４４が接続されている。
制御回路８３は第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２と第３の出力電圧Ｖｏ３と第４の出力電圧Ｖｏ４とを検出し、それらの出力電圧を安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２とモード切換スイッチ２３と第１の補助スイッチ２４と第１の反転出力用補助スイッチ２５をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動する駆動信号Ｖｇ２１，Ｖｇ２２，Ｖｇ２３，Ｖｇ２４，Ｖｇ２５を出力する。尚、実施の形態３における出力仕様は、Ｖｏ２＜Ｖｏ４＜ＧＮＤ＜Ｖｏ３＜Ｖｏ１の関係を有しているとする。
【００４１】
以上のように構成された実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図６を用いて以下に説明する。図６はモード切換スイッチ２３と第１の補助スイッチ２４と第１の反転出力用補助スイッチ２５と第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作の状態を示す波形図である。
【００４２】
まず、期間Ｔ１〜Ｔ６のモード切換スイッチ２３がオン状態である場合、反転出力用整流平滑回路４２と反転補助出力用整流平滑回路４５には電力の供給が断たれる。期間Ｔ１やＴ４のように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時に、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。
第１の補助スイッチ２４がオフ状態となる期間Ｔ２において、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第１の出力電圧Ｖｏ１の差電圧が印加される。次に、期間Ｔ３において第１のスイッチ２１がオフ状態になると、ＧＮＤ→モード切換スイッチ２３→転流用整流手段５３→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第１の出力電圧Ｖｏ１が印加されて磁気エネルギーは放出される。
【００４３】
第１の補助スイッチ２４がオン状態である期間Ｔ５において、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時にインダクタ３１に蓄積された磁気エネルギーは、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第４の整流手段５４→第１の補助スイッチ２４→第３の平滑手段６３→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第３の出力電圧Ｖｏ３の差電圧が印加される。次に、期間Ｔ６で第１のスイッチ２１がオフ状態になると、ＧＮＤ→モード切換スイッチ２３→転流用整流手段５３→インダクタ３１→第４の整流手段５４→第１の補助スイッチ２４→第３の平滑手段６３→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第３の出力電圧Ｖｏ３が印加されて磁気エネルギーは放出される。
即ち、モード切換スイッチ２３がオン状態である期間Ｔ１〜Ｔ３において、第１のスイッチ２１とモード切換スイッチ２３と転流用整流手段５３とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１は、昇降圧コンバータを形成し、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作によって入力直流電圧Ｅｉより昇降圧された第１の出力電圧Ｖｏ１をそれぞれの第１の負荷７１に供給する。また、期間Ｔ４〜Ｔ６においては、第１のスイッチ２１とモード切換スイッチ２３と転流用整流手段５３とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第４の整流手段５４と第１の補助スイッチ２４と第３の平滑手段６３が、昇降圧コンバータを形成し、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作によって入力直流電圧Ｅｉより昇降圧された第３の出力電圧Ｖｏ３を第３の負荷７３に供給する。
【００４４】
一方、モード切換スイッチ２３がオフ状態である期間Ｔ７〜Ｔ１０の場合、第２のスイッチ２２はオン状態に固定され、整流平滑回路４１と第１の補助出力用整流平滑回路４３には電力の供給が断たれる。期間Ｔ７や期間Ｔ９のように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時に、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。次に、第１の反転出力用補助スイッチ２５がオフ状態で、第１のスイッチ２１がオフ状態になる期間Ｔ８において、インダクタ３１→第２のスイッチ２２→第２の平滑手段６２→第２の整流手段５２→インダクタ３１と電流が流れ、インダクタ３１には第２の出力電圧Ｖｏ２が印加されて磁気エネルギーが放出される。
【００４５】
期間Ｔ１０のように第１の反転出力用補助スイッチ２５がオン状態で第１のスイッチ２１がオフ状態になると、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時にインダクタ３１に蓄積された磁気エネルギーは、インダクタ３１→第２のスイッチ２２→第４の平滑手段６４→第５の整流手段５５→第１の反転出力用補助スイッチ２５→インダクタ３１と電流が流れ、インダクタ３１には第４の出力電圧Ｖｏ４が印加されて磁気エネルギーが放出される。
即ち、モード切換スイッチ２３がオフ状態である期間Ｔ７〜Ｔ８において、第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第２の整流手段５２と第２の平滑手段６２は、反転コンバータを形成し、第１のスイッチ２１のオンオフ動作によって負電位の第２の出力電圧Ｖｏ２が第２の負荷７２に供給される。また、期間Ｔ９〜Ｔ１０においては、第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第１の反転出力用補助スイッチ２５と第５の整流手段５５と第４の平滑手段６４が、反転コンバータを形成し、第１のスイッチ２１のオンオフ動作によって負電位の第４の出力電圧Ｖｏ４が第４の負荷７４に供給される。
【００４６】
実施の形態３における制御回路８３は、第１から第４の各出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３，Ｖｏ４を検出して、それぞれが予め決めた所定値に安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２とモード切換スイッチ２３と第１の補助スイッチ２４と第１の反転出力用補助スイッチ２５のオンオフ期間比を制御している。
以上のような制御を行う実施の形態３における制御回路８３の構成を図７にブロック図で示し、その各部信号波形を図８に示す。
図７に示すように、制御回路８３は、発振回路８３０、分周回路８３１、出力電圧検出回路８３２、補助出力電圧検出回路８３３、反転出力電圧検出回路８３４、反転補助出力電圧検出回路８３５、パルス幅制御回路８３６、及び５つの駆動回路８３７，８３８，３８９，８４０，８４１により構成されている。
【００４７】
実施の形態３における制御回路８３の発振回路８３０は、所定の周期を有するクロック信号Ｖｃｋを出力する。分周回路８３１はクロック信号Ｖｃｋを分周して、モード切換スイッチ２３のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２３と、第１の補助スイッチ２４のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２４と、第１の反転出力用補助スイッチ２５のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２５を出力する。分周回路８３１は、クロック信号Ｖｃｋを１／２の周波数に分周した信号Ｖｘを出力する第１の分周器３１１、信号Ｖｘをさらに１／２の周波数に分周して駆動信号Ｖｄ２３を出力する第２の分周器３１２、信号Ｖｘと駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力されて駆動信号Ｖｄ２４を出力するＡＮＤ回路３１３、信号Ｖｘと駆動信号Ｖｄ２３が入力されて駆動信号Ｖｄ２５を出力するＮＯＲ回路３１４とを有する。
【００４８】
出力電圧検出回路８３２は、抵抗分割等により第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１を出力する。補助出力電圧検出回路８３３は、第３の出力電圧Ｖｏ３を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３を出力する。反転出力電圧検出回路８３４は、第２の出力電圧Ｖｏ２を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２を出力する。反転補助出力電圧検出回路８３５は、第４の出力電圧Ｖｏ４を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した反転補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ４を出力する。
【００４９】
パルス幅制御回路８３６は、少なくともクロック信号Ｖｃｋと駆動信号Ｖｄ２３と駆動信号Ｖｄ２４と駆動信号Ｖｄ２５と出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１と反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２と補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３と反転補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ４とを受電し、第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２２を出力する。パルス幅制御回路８３６は、出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１が入力される第１のパルス幅制御回路３６１と、反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２が入力される第２のパルス幅制御回路３６２と、補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３が入力される第３のパルス幅制御回路３６３と、反転補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ４が入力される第４のパルス幅制御回路３６４とを有している。
【００５０】
パルス幅制御回路８３６において、第１のパルス幅制御回路３６１は、第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１を基に、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ１１と、第２のスイッチ２２のプリ駆動信号Ｖ１２を発生する。第３のパルス幅制御回路３６３は、第３の出力電圧Ｖｏ３を制御するように補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３を基に、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ３１と第２のスイッチ２２のプリ駆動信号Ｖ３２を発生する。第２のパルス幅制御回路３６２は、第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するように反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２を基にオンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ２１を発生する。第４のパルス幅制御回路３６４は、第４の出力電圧Ｖｏ４を制御するように反転補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ４を基に、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ４１を発生する。
【００５１】
パルス幅制御回路８３６において、ＡＮＤ回路３６５にはプリ駆動信号Ｖ１１と駆動信号Ｖｄ２４の反転信号と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、ＡＮＤ回路３６６にはプリ駆動信号Ｖ１２と駆動信号Ｖｄ２４の反転信号と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、ＡＮＤ回路３６７はプリ駆動信号Ｖ３１と駆動信号Ｖｄ２４と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、ＡＮＤ回路３６８にはプリ駆動信号Ｖ３２と駆動信号Ｖｄ２４と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、ＡＮＤ回路３６９にはプリ駆動信号Ｖ２１と駆動信号Ｖｄ２５の反転信号と駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力され、そしてＡＮＤ回路３７０にはプリ駆動信号Ｖ４１と駆動信号Ｖｄ２５と駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力される。
パルス幅制御回路８３６のＯＲ回路３７１は、ＡＮＤ回路３６５の出力とＡＮＤ回路３６７の出力とＡＮＤ回路３６９の出力とＡＮＤ回路３７０の出力が入力され、駆動信号Ｖｄ２１を出力する。また、ＯＲ回路３７２は、ＡＮＤ回路３６６の出力とＡＮＤ回路３６８の出力と駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力され、駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
【００５２】
パルス幅制御回路８３６において、駆動回路８３７はＯＲ回路３７１から出力された駆動信号Ｖｄ２１を反転及び電力増幅して、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴである第１のスイッチ２１を駆動する駆動信号Ｖｇ２１を出力する。駆動回路８３８はＯＲ回路３７２から出力された駆動信号Ｖｄ２２を電力増幅して、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチ２２を駆動する駆動信号Ｖｇ２２を出力する。
駆動回路８３９は駆動信号Ｖｄ２３を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるモード切換スイッチ２３を駆動する駆動信号Ｖｇ２３を出力する。駆動回路８４０は駆動信号Ｖｄ２４を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第１の補助スイッチ２４を駆動する駆動信号Ｖｇ２４を出力する。駆動回路８４１は駆動信号Ｖｄ２５を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである補助スイッチ２５を駆動する駆動信号Ｖｇ２５を出力する。
【００５３】
図８は、実施の形態３の制御回路８３におけるクロック信号Ｖｃｋ、プリ駆動信号Ｖ１１、プリ駆動信号Ｖ１２、プリ駆動信号Ｖ３１、プリ駆動信号Ｖ３２、プリ駆動信号Ｖ２１、プリ駆動信号Ｖ４１、信号Ｖｘ、駆動信号Ｖｄ２３、駆動信号Ｖｄ２４、駆動信号Ｖｄ２５、駆動信号Ｖｄ２１、及び駆動信号Ｖｄ２２を示す波形図である。
駆動信号Ｖｄ２３は分周回路８３１によりクロック信号Ｖｃｋを１／４の周波数に分周して形成される。この駆動信号Ｖｄ２３に従って、モード切換スイッチ２３はオンオフ駆動される。駆動信号Ｖｄ２４及び駆動信号Ｖｄ２５には、４分割された駆動信号Ｖｄ２３の内の１スイッチング周期がそれぞれ割当てられる。駆動信号Ｖｄ２１と駆動信号Ｖｄ２２は、モード切換スイッチ２３がオン状態で第１の補助スイッチ２４がオフ状態の期間には、第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するよう第１のスイッチ２１のオンオフ期間と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する。モード切換スイッチ２３がオン状態で第１の補助スイッチ２４がオン状態の期間には、第３の出力電圧Ｖｏ３を制御するよう第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する。モード切換スイッチ２３がオフ状態で第１の反転出力用補助スイッチがオフ状態の周期には、第２のスイッチ２２をオン状態にするとともに第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するよう第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定する。モード切換スイッチ２３がオフ状態で第１の反転出力用補助スイッチがオン状態の期間には、第２のスイッチ２２をオン状態にするとともに第４の出力電圧Ｖｏ４を制御するよう第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定する。
【００５４】
以上のように、実施の形態３によれば、２つの昇降圧コンバータと２つの反転コンバータが第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第３の整流手段５３と第１のモード切換スイッチ２３とを共有する構成であるため、少ない部品点数で昇降圧出力と反転出力が安定化できるという優れた効果が得られる。
尚、実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、２つの昇降圧コンバータと２つの反転コンバータから計４つの出力を制御する構成で説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、さらに多くの出力を制御することが可能である。この場合、実施の形態３における制御回路８３が有する分周回路８３１の分周器として、Ｔフリップフロップ等をＮ段用いてスイッチング周波数を２のＮ乗に時分割し、各スイッチング周期を各出力の制御に振り分ければよい。このように構成することにより、理論的には２のＮ乗個以下の出力を制御できることが可能な多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。
【００５５】
【発明の効果】
以上、実施の形態に詳細に説明したところから明らかなように、本発明による多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、１つのインダクタのみで複数の負荷に制御された昇降圧または反転出力を供給する構成であるため、少ない部品点数の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができるという優れた効果を有する。
本発明によれば、出力電圧の数に関係なく１つのインダクタにより多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを簡単な回路で構成することができ、部品の実装設計が容易となり小型で汎用性の高い多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）本発明の実施の形態１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
（ｂ）本発明の実施の形態１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態を示す波形図である。
【図２】（ａ）本発明の実施の形態１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８１の構成を示す回路図である。
（ｂ）本発明の実施の形態１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８１の各部信号の波形図である。
【図３】（ａ）本発明の実施の形態２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
（ｂ）本発明の実施の形態２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態を示す波形図である。
【図４】（ａ）本発明の実施の形態２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８２の構成を示す回路図である。
（ｂ）本発明の実施の形態２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８２の各部信号の波形図である。
【図５】本発明の実施の形態３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態を示す波形図である。
【図７】本発明の実施の形態３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８３の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施の形態３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８３の各部信号の波形図である。
【図９】従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 入力直流電源
２１ 第１のスイッチ
２２ 第２のスイッチ
２３ モード切換スイッチ
３１ インダクタ
４１ 整流平滑回路
４２ 反転出力用整流平滑回路
４３ 転流用整流回路
５１ 第１の整流手段
５２ 第２の整流手段
５３ 転流用整流手段
６１ 第１の平滑手段
６２ 第２の平滑手段
７１ 第１の負荷
７２ 第２の負荷
８１ 制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流電圧が入力されて複数の直流電圧が形成され、複数の負荷に制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
複数の負荷に直流電圧を供給する従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、図９に示すような構成の装置が用いられていた。図９に示した従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電圧Ｅｉが入力されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ２、第１のダイオード５１、第１のインダクタ３２、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ３、第２のダイオード５２、及び第１の出力コンデンサ６１が設けられている。この従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第１の出力コンデンサ６１から第１の負荷７１へ第１の出力電圧Ｖｏ１を出力する昇降圧コンバータが構成されている。また、この従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第３のスイッチ４、第３のダイオード５３、第２のインダクタ３３、及び第２の出力コンデンサ６２が設けられており、第２の出力コンデンサ６２から第２の負荷７２へ第２の出力電圧Ｖｏ２を出力する反転コンバータが構成されている。
【０００３】
図９に示した多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御回路８は第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するために、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３の各オンオフ期間比を調整して、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３をオンオフ制御している。また、制御回路８は、第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するために、第３のスイッチ４のオンオフ期間比を調整して、第３のスイッチ４をオンオフ制御している。ここに示した従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの出力仕様は、Ｖｏ２＜ＧＮＤ＜Ｖｏ１であり、２つの出力電圧の極性は異なるものとする。
【０００４】
以下、図９に示した従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を簡単に説明する。まず、制御回路８により第１のスイッチ２と第２のスイッチ３はそれぞれ同じスイッチング周期Ｔでオンオフ動作を繰返しているものとして昇降圧コンバータの動作について説明する。
第１のスイッチ２の時比率、即ち１スイッチング周期内におけるオン時間の割合をδ２、第２のスイッチ３の時比率をδ３（＜δ２）とし、第２のスイッチ３がオン状態の時は第１のスイッチ２もオン状態であるとする。第１のスイッチ２がオン状態、第２のスイッチ３がオン状態の時、入力直流電圧Ｅｉは第１のインダクタ３２に印加される。この時、第１のインダクタ３２に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄えられる。この期間はδ３・Ｔで表される。
【０００５】
次に、第２のスイッチ３がオフ状態になると、入力直流電源１から第１のスイッチ２と第１のインダクタ３２と第２のダイオード５２を介して第１の出力コンデンサ６１を充電する電流が流れる。この期間は（δ２−δ３）Ｔで表される。
さらに、第１のスイッチ２もオフ状態になると、第１のインダクタ３２に蓄えられた磁気エネルギーは、第１のダイオード５１と第２のダイオード５２を介して第１の出力コンデンサ６１を充電する電流として放出される。この期間は（１−δ２）Ｔで表される。
上記のような第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３のオンオフ動作によって、第１のインダクタ３２の磁気エネルギーは蓄積と放出を繰返しながら、第１の出力コンデンサ６１を介して第１の負荷７１へ出力電圧Ｖｏ１を供給する。第１のインダクタ３２の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する条件は、第１のインダクタ３２の電圧時間積の和がゼロになることである。計算の簡略化のためにこの回路に用いられているダイオードの順方向電圧降下を無視すると、次式（１）が成立つ。
【０００６】
δ３・Ｔ・Ｅｉ＋（δ２−δ３）Ｔ（Ｅｉ−Ｖｏ１）＝（１−δ２） Ｔ・Ｖｏ１ （１）
【０００７】
式（１）を整理して次の入出力変換特性を表す式（２）が得られる。
【０００８】
Ｖｏ１／Ｅｉ＝δ２／（１−δ３） （２）
【０００９】
式（２）の入出力変換特性から分かるように、時比率δ２及びδ３を適切に調整することにより、理論的には第１の出力電圧Ｖｏ１を任意の正電圧に設定することができる。第１のスイッチ２がオン状態に固定されるとδ２＝１であるから、式（２）は下記式（３）となる。
【００１０】
Ｖｏ１／Ｅｉ＝１／（１−δ３） （３）
【００１１】
即ち、この多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、Ｖｏ１＞Ｅｉの昇圧動作が行われる。また、第２のスイッチ３がオフ状態に固定されるとδ３＝０であるから、式（２）は下記式（４）となる。
【００１２】
Ｖｏ１／Ｅｉ＝δ２ （４）
【００１３】
即ち、この多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、Ｖｏ１＜Ｅｉの降圧動作が行われる。
【００１４】
次に、図９に示した多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける第３のスイッチ４もスイッチング周期Ｔで時比率δ４のオンオフ動作しているものとして、反転コンバータの動作について説明する。
第３のスイッチ４がオン状態の時、入力直流電圧Ｅｉは第２のインダクタ３３に印加され、第２のインダクタ３３に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄えられる。この期間はδ４・Ｔで表される。次に、第３のスイッチ４がオフ状態になると、第２のインダクタ３３に蓄えられた磁気エネルギーは、第３のダイオード５３を介して第２の出力コンデンサ６２を充電する電流となる。この期間は（１−δ４）Ｔで表される。このような第３のスイッチ４のオンオフ動作によって、第２のインダクタ３３の磁気エネルギーは蓄積と放出を繰返しながら、第２の出力コンデンサ６２を介して第２の負荷７２へ出力電圧Ｖｏ２を供給する。第２のインダクタ３２の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する条件は、第２のインダクタ３２の電圧時間積の和がゼロになることである。計算の簡略化のためにこの回路に用いられているダイオードの順方向電圧降下を無視すると、次式（５）が成立つ。
【００１５】
δ４・Ｔ・Ｅｉ＝−（１−δ４） Ｔ・Ｖｏ２ （５）
【００１６】
式（５）を整理して次の入出力変換特性を表す式（６）が得られる。
【００１７】
Ｖｏ２／Ｅｉ＝−δ４／（１−δ４） （６）
【００１８】
式（６）の入出力変換特性から分かるように、時比率δ４を適切に調整することにより、理論的には第２の出力電圧Ｖｏ２を任意の負電圧に設定することができる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように構成された従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、別々の回路構成の昇降圧コンバータと反転コンバータを用いて第１の出力電圧と第２の出力電圧という２つの制御された出力電圧を形成する構成であった。このような構成においては、出力電圧の数だけコンバータを構成しなければならず、回路が複雑化し大型化するという問題があった。特に、各コンバータにはインダクタを設けなければならず、回路全体としては複数個のインダクタが必要となり、実装面の制約が多く解決すべき課題であった。
本発明は、複数の出力電圧を１つのインダクタにより形成して、所望の出力に制御することの可能な多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を出力する入力直流電源と、インダクタと、前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続され、モード切換スイッチと転流用整流手段との直列回路からなる転流用整流回路と、前記転流用整流回路と並列に接続され、前記入力直流電圧と逆極性を有する反転出力電圧を出力する反転出力用整流平滑回路と、所定の周期でオンオフを繰り返すように前記モード切換スイッチを駆動し、前記モード切換スイッチがオンの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオフの時には前記反転出力電圧を制御するように前記第２のスイッチをオン状態にして前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動する制御回路とを有する。
さらにその制御回路は、所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、前記クロック信号の周波数を分周して、前記モード切換スイッチをオンオフするモード切換スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、前記反転出力電圧を検出して反転出力電圧制御用誤差電圧を出力する反転出力電圧検出回路と、前記モード切換スイッチ駆動信号と前記出力電圧制御用誤差電圧と前記反転出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチがオンの周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオフの周期には前記第２のスイッチをオン状態にして前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路とを有する。
このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧に対して昇降圧可能な正電圧と負電圧を、１つのインダクタで負荷へ供給することができる。
【００２１】
また、本発明の他の観点による多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を出力する入力直流電源と、インダクタと、前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、前記第２のスイッチの両端に接続され、補助スイッチを直列に接続された整流手段を有し、前記出力電圧よりも低い補助出力電圧を出力する補助整流平滑回路と、前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続される転流用整流手段と、所定の周期でオンオフを繰り返すように前記補助スイッチを駆動し、前記補助スイッチがオフの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記補助スイッチがオンの時には前記補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動する制御回路とを有する。
さらに、その制御回路は、所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、前記クロック信号の周波数を分周して、前記補助スイッチをオンオフする補助スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、前記補助出力電圧を検出して補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する補助出力電圧検出回路と、前記補助スイッチ駆動信号と前記主出力電圧制御用誤差電圧と前記補助出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記補助スイッチがオフの周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記補助スイッチがオンの周期には前記補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路とを有する。
このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧に対して昇降圧可能な２つの正電圧を、１つのインダクタで負荷へ供給することができる。
【００２２】
また、本発明の他の観点による多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を出力する入力直流電源と、インダクタと、前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、前記第２のスイッチの両端に接続され、第ｋ（ｋは１〜ｎの自然数）の補助スイッチを直列に接続された整流手段を有し、前記出力電圧よりも低い第ｋの補助出力電圧を出力する第ｋの補助出力用整流平滑回路と、前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続され、モード切換スイッチと転流用整流手段との直列回路からなる転流用整流回路と、前記転流用整流回路と並列に接続され、前記入力直流電圧と逆極性を有する反転出力電圧を出力する反転出力用整流平滑回路と、前記転流用整流回路と並列に接続され、第ｊ（ｊは１〜ｍの自然数）の反転出力用補助スイッチを直列に接続された整流手段を有し、前記反転出力電圧よりも高い第ｊの反転補助出力電圧を出力する第ｊの反転補助出力用整流平滑回路と、所定の周期でオンオフを繰り返すように前記モード切換スイッチを駆動し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第１から第ｎの補助スイッチが全てオフの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第ｋの補助スイッチがオンの時には前記第ｋの補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオフ状態では前記第２のスイッチをオン状態にするとともに、前記第１から第ｍの反転出力用補助スイッチが全てオフの時には前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動し、前記第ｊの反転出力用補助スイッチがオンの時には前記第ｊの反転補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動する制御回路とを有する。
その制御回路は、所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、前記クロック信号の周波数を分周して、前記モード切換スイッチをオンオフするモード切換スイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチのオン状態である期間内に前記第１から第ｎの各補助スイッチの全てがオフである周期といずれか一つがオン状態となる周期を有するように第１の補助スイッチ駆動信号から第ｎの補助スイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチのオフ状態である期間内に前記第１から第ｍの各反転出力用補助スイッチの全てがオフである周期といずれか一つがオン状態となる周期を有するように第１の反転出力用補助スイッチ駆動信号から第ｍの反転出力用補助スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、前記第１から第ｎの各補助出力電圧を検出して、第１から第ｎの補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する第１から第ｎの補助出力電圧検出回路と、前記反転出力電圧を検出して反転出力電圧制御用誤差電圧を出力する反転出力電圧検出回路と、前記第１から第ｍの各反転補助出力電圧を検出して、第１から第ｍの反転補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する第１から第ｍの反転補助出力電圧検出回路と、前記モード切換スイッチ駆動信号と前記出力電圧制御用誤差電圧と前記第１から第ｎの補助出力電圧制御用誤差電圧と前記反転出力電圧制御用誤差電圧と前記第１から第ｍの反転補助出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第１から第ｎの補助スイッチが全てオフ状態の周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第ｋの補助スイッチがオン状態の周期には前記第ｋの補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオフの周期には前記第２のスイッチをオン状態にするとともに、前記第１から第ｍの各反転出力用補助スイッチが全てオフ状態の周期には前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記第ｊの反転出力用補助スイッチがオン状態の周期には前記第ｊの反転補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路とを有する。
このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧に対して昇降圧可能な複数の正電圧と複数の負電圧を、１つのインダクタで負荷へ供給することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
《実施の形態１》
図１の（ａ）は本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、（ｂ）はその動作状態を示す波形図である。図１の（ａ）に示すように、本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電源１から入力直流電圧Ｅｉが入力されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ２１と、インダクタ３１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ２２とが直列回路を形成して、入力直流電源１に並列に接続されている。入力直流電源１の負極をグランドＧＮＤとして、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生する電圧は、ダイオードからなる第１の整流手段５１とコンデンサからなる第１の平滑手段６１とを有する整流平滑回路４１によって整流平滑される。整流平滑回路４１により整流平滑された電圧は、第１の出力電圧Ｖｏ１として第１の負荷７１に供給される。
【００２５】
第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点に発生する電圧は、ダイオードからなる第２の整流手段５２とコンデンサからなる第２の平滑手段６２とを有する反転出力用整流平滑回路４２によって整流平滑される。反転出力用整流平滑回路４２により整流平滑された電圧は、第２の出力電圧Ｖｏ２として第２の負荷７２に供給される。また、第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点とＧＮＤ間には、ダイオードからなる転流用整流手段５３とＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるモード切換スイッチ２３との直列回路である転流用整流回路４３が接続される。
制御回路８１は、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２を検出し、これらの第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２を安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２とモード切換スイッチ２３のそれぞれをオンオフ制御している。制御回路８１は、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２とモード切換スイッチ２３のそれぞれを所定のオン期間とオフ期間で駆動するための駆動信号Ｖｇ２１，Ｖｇ２２，Ｖｇ２３を出力する。尚、実施の形態１における出力仕様は、Ｖｏ２＜ＧＮＤ＜Ｖｏ１であり、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の極性は互いに異なるものとする。
【００２６】
以上のように構成された実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１の（ｂ）を用いて以下に説明する。図１の（ｂ）はモード切換スイッチ２３と第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作状態を示す波形図である。
まず、駆動信号Ｖｇ２３によってモード切換スイッチ２３がオン状態であると、反転用整流平滑回路４２には電力の供給が断たれる。このとき、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２はそれぞれオンオフ動作する。期間Ｔ１において、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第２のスイッチ２２→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。
次に、期間Ｔ２において、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第１の出力電圧Ｖｏ１の差電圧が印加される。
【００２７】
次に、期間Ｔ３において、第１のスイッチ２１がオフ状態になると、ＧＮＤ→モード切換スイッチ２３→転流用整流手段５３→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第１の出力電圧Ｖｏ１が印加されて磁気エネルギーは放出される。
即ち、モード切換スイッチ２３がオン状態にある期間Ｔ１〜Ｔ３では、第１のスイッチ２１とモード切換スイッチ２３と転流用整流手段５３とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１は、昇降圧コンバータを形成し、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作によって入力直流電圧Ｅｉより昇降圧された第１の出力電圧Ｖｏ１が第１の負荷７１に供給される。
尚、期間Ｔ３が無く、第１のスイッチ２１をオン状態に固定し、第２のスイッチ２２をオンオフ動作させると、インダクタ３１と第２のスイッチ２２と第１の整流平滑回路４１とで昇圧コンバータを形成し、入力直流電圧Ｅｉより高い第１の出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１に供給できる。また、期間Ｔ１が無く、第２のスイッチ２２をオフ状態に固定して第１のスイッチ２１をオンオフ動作させると、第１のスイッチ２１とインダクタ３１と整流平滑回路４１とで降圧コンバータを形成し、入力直流電圧Ｅｉより低い第１の出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１に供給できる。
制御回路８１においては、出力された第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して、予め決めた所定値に安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間比を制御している。
【００２８】
次に、期間Ｔ４〜Ｔ５においてモード切換スイッチ２３がオフ状態の時、第２のスイッチ２２はオン状態であるように設定し、整流平滑回路４１への電力の供給を断つ。期間Ｔ４において、第１のスイッチ２１がオン状態であると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第２のスイッチ２２→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。
次に、期間Ｔ５において第１のスイッチ２１がオフ状態になると、インダクタ３１→第２のスイッチ２２→第２の平滑手段６２→第２の整流手段５２→インダクタ３１と電流が流れ、インダクタ３１には第２の出力電圧Ｖｏ２が印加されて磁気エネルギーが放出される。即ち、期間Ｔ４〜Ｔ５においてモード切換スイッチ２３がオフ状態の時、第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と反転出力用整流平滑回路４２は、反転コンバータを形成し、第１のスイッチ２１のオンオフ動作によって負電位の第２の出力電圧Ｖｏ２が第２の負荷７２に供給される。
制御回路８１においては、出力された第２の出力電圧Ｖｏ２を検出して、予め決めた所定値に安定化するように第１のスイッチ２１のオンオフ期間比を制御している。
【００２９】
以上のような制御を行う実施の形態１における制御回路８１の構成を図２の（ａ）にブロック図で示し、その各部信号波形を図２の（ｂ）に示す。
図２の（ａ）に示すように、制御回路８１は発振回路８１０、分周回路８１１、出力電圧検出回路８１２、反転出力電圧検出回路８１３、パルス幅制御回路８１４、及び３つの駆動回路８１５，８１６，８１７により構成されている。
発振回路８１０は所定の周期を有するクロック信号Ｖｃｋを分周回路８１１とパルス幅制御回路８１４に出力する。分周回路８１１は、クロック信号Ｖｃｋを分周して、前記モード切換スイッチ２３のオンオフ期間を設定した駆動信号Ｖｄ２３を出力する。出力電圧検出回路８１２は、抵抗分割等により第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１を出力する。反転出力電圧検出回路８１３は、抵抗分割等により第２の出力電圧Ｖｏ２を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２を出力する。パルス幅制御回路８１４は、クロック信号Ｖｃｋと駆動信号Ｖｄ２３と出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１と反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２を受電し、第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定するための駆動信号Ｖｄ２１と、第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定するための駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
パルス幅制御回路８１４は、第１のパルス幅制御回路１４１、第２のパルス幅制御回路１４２、ＡＮＤ回路１４３，１４４、ＯＲ回路１４５、及びＮＡＮＤ回路１４６を有する。
【００３０】
第１のパルス幅制御回路１４１は、第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１に基づき、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のためのプリ駆動信号Ｖ１１とプリ駆動信号Ｖ１２を形成する。第２のパルス幅制御回路１４２は、第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するように反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２に基づき、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のためのプリ駆動信号Ｖ２１を形成する。
ＡＮＤ回路１４３にはプリ駆動信号Ｖ１１と駆動信号Ｖｄ２３が入力される。ＡＮＤ回路１４４にはプリ駆動信号Ｖ２１と駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力される。ＯＲ回路１４５にはＡＮＤ回路１４３の出力とＡＮＤ回路１４４の出力が入力され、駆動信号Ｖｄ２１を出力する。ＮＡＮＤ回路１４６には第２のスイッチ２２のためのプリ駆動信号Ｖ１２の反転信号と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
駆動回路８１５は、ＯＲ回路１４５が出力した駆動信号Ｖｄ２１を反転及び電力増幅して、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴである第１のスイッチ２１を駆動する駆動信号Ｖｇ２１を出力する。駆動回路８１６は、ＮＡＮＤ回路１４６が出力した駆動信号Ｖｄ２２を電力増幅して、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチ２２を駆動する駆動信号Ｖｇ２２を出力する。駆動回路８１７は、駆動信号Ｖｄ２３を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるモード切換スイッチ２３を駆動する駆動信号Ｖｇ２３を出力する。
【００３１】
図２の（ｂ）はクロック信号Ｖｃｋ、プリ駆動信号Ｖ１１、プリ駆動信号Ｖ１２、プリ駆動信号Ｖ２１、駆動信号Ｖｄ２３、駆動信号Ｖｄ２１、駆動信号Ｖｄ２２のそれぞれを示す波形図である。分周回路８１１によってクロック信号Ｖｃｋが１／２の周波数に分周された駆動信号Ｖｄ２３に従って、モード切換スイッチ２３がオンオフ動作する。駆動信号Ｖｄ２１と駆動信号Ｖｄ２２は、モード切換スイッチ２３がオン状態の期間には第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように、第１のスイッチ２１のオンオフ期間と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する。また、モード切換スイッチ２３がオフ状態の期間には第２のスイッチ２２をオン状態にして第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するように、第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定している。
以上のように、実施の形態１によれば、昇降圧コンバータと反転コンバータが第１のスイッチ２１とインダクタ３１を共有する構成であるため、少ない部品点数で昇降圧出力と反転出力を安定化できるという優れた効果が得られる。
【００３２】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図面を参照して説明する。
図３の（ａ）は本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、（ｂ）はその動作状態を示す波形図である。図３の（ａ）に示すように、本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電源１から入力直流電圧Ｅｉが入力されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ２１と、インダクタ３１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ２２とが直列回路を形成して、入力直流電源１に並列に接続されている。入力直流電源１の負極をグランドＧＮＤとして、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生した電圧は、ダイオードからなる第１の整流手段５１とコンデンサからなる第１の平滑手段６１とを有する整流平滑回路４１によって整流平滑されて第１の出力電圧Ｖｏ１として第１の負荷７１に供給される。または、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生した電圧は、補助スイッチ２４と第４の整流手段５４とコンデンサからなる第３の平滑手段６３を有する補助出力用整流平滑回路４３によって整流平滑されて、第３の出力電圧Ｖｏ３として第３の負荷７３に供給される。第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点とＧＮＤ間にはダイオードからなる転流用整流手段５３が接続されている。制御回路８２は、第１の出力電圧Ｖｏ１と第３の出力電圧Ｖｏ３を検出し、それらを安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２と補助スイッチ２４をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動する駆動信号Ｖｇ２１、Ｖｇ２２、Ｖｇ２４を出力する。尚、実施の形態２における出力仕様は、ＧＮＤ＜Ｖｏ３＜Ｖｏ１であり、第１の出力電圧Ｖｏ１と第３の出力電圧Ｖｏ３は正の極性とする。
【００３３】
以上のように構成された実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図３の（ｂ）を用いて以下に説明する。図３の（ｂ）は補助スイッチ２４と第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作の状態を示す波形図である。
まず、期間Ｔ１や期間Ｔ４のように、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態になると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第２のスイッチ２２→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。
【００３４】
次に、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、補助スイッチ２４がオン状態の期間Ｔ２においては、第３の出力電圧Ｖｏ３は第１の出力電圧Ｖｏ１より低いので、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第４の整流手段５４→補助スイッチ２４→第３の平滑手段６３→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第３の出力電圧Ｖｏ３の差電圧が印加される。
さらに、第１のスイッチ２１がオフ状態の期間Ｔ３においては、ＧＮＤ→転流用整流手段５３→インダクタ３１→第４の整流手段５４→補助スイッチ２４→第３の平滑手段６３→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第３の出力電圧Ｖｏ３が印加されて磁気エネルギーが放出される。
【００３５】
一方、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、補助スイッチ２４がオフ状態の期間Ｔ５においては、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第１の出力電圧Ｖｏ１の差電圧が印加される。
さらに、期間Ｔ６においては、第１のスイッチ２１がオフ状態になると、ＧＮＤ→第３の整流手段５３→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第１の出力電圧Ｖｏ１が印加されて磁気エネルギーは放出される。
即ち、第１の出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１に供給する整流平滑回路４１と第３の出力電圧Ｖｏ３を第３の負荷７３に供給する補助出力用整流平滑回路４３は、いずれも、第１のスイッチ２１と第３の整流手段５３とインダクタ３１と第２のスイッチ２２を共有して昇降圧コンバータが構成されている。第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時に蓄えられたインダクタ３１の磁気エネルギーは、補助スイッチ２４がオン状態のときに補助出力用整流平滑回路４３へ放出され、補助スイッチ２４がオフ状態のときに整流平滑回路４１へ放出される。
実施の形態２における制御回路８２は、第１の出力電圧Ｖｏ１と第３の出力電圧Ｖｏ３を検出して、予め決めた所定値に安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２と補助スイッチ２４のオンオフ期間比を制御している。
【００３６】
以上のような制御を行う実施の形態２における制御回路８２の構成を図４の（ａ）にブロック図で示し、その各部信号の波形を図４の（ｂ）に示す。
図４の（ａ）に示すように、制御回路８２は、発振回路８２０、分周回路８２１、出力電圧検出回路８２２、補助出力電圧検出回路８２３、パルス幅制御回路８２４、及び３つの駆動回路８２５，８２６，８２７により構成されている。
発振回路８２０は、所定の周期を有するクロック信号Ｖｃｋを分周回路８２１とパルス幅制御回路８２４に出力する。分周回路８２１は、クロック信号Ｖｃｋを分周して、補助スイッチ２４のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２４を出力する。出力電圧検出回路８２２は、抵抗分割等により第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１を出力する。補助出力電圧検出回路８２３は、抵抗分割等により第３の出力電圧Ｖｏ３を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３を出力する。パルス幅制御回路８２４は、駆動信号Ｖｄ２４と出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１と補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３を受電し、第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定するための駆動信号Ｖｄ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定するための駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
パルス幅制御回路８２４は、第１のパルス幅制御回路２４１、第３のパルス幅制御回路２４２、ＡＮＤ回路２４３，２４４，２４６，２４７、及びＯＲ回路２４５，２４８を有する。
【００３７】
第１のパルス幅制御回路２４１は、第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するようにオンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ１１と第２のスイッチ２２のプリ駆動信号Ｖ１２を形成する。第３のパルス幅制御回路２４２は、第３の出力電圧Ｖｏ３を制御するようにオンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ３１と第２のスイッチ２２のプリ駆動信号Ｖ３２を形成する。ＡＮＤ回路２４３にはプリ駆動信号Ｖ１１と駆動信号Ｖｄ２４の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路２４４にはプリ駆動信号Ｖ３１と駆動信号Ｖｄ２４が入力される。ＯＲ回路２４５にはＡＮＤ回路２４３の出力とＡＮＤ回路２４４の出力が入力され、駆動信号Ｖｄ２１を出力する。ＡＮＤ回路２４６にはプリ駆動信号Ｖ１２と駆動信号Ｖｄ２４の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路２４７にはプリ駆動信号Ｖ３２と駆動信号Ｖｄ２４が入力される。ＯＲ回路２４８にはＡＮＤ回路２４６の出力とＡＮＤ回路２４７の出力が入力され、駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
【００３８】
駆動回路８２５は、ＯＲ回路２４５から出力された駆動信号Ｖｄ２１を反転及び電力増幅して、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴである第１のスイッチ２１を駆動する駆動信号Ｖｇ２１を出力する。駆動回路８２６は、ＯＲ回路２４８から出力された駆動信号Ｖｄ２２を電力増幅して、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチ２２を駆動する駆動信号Ｖｇ２２を出力する。駆動回路８２７は、分周回路８２１から出力された駆動信号Ｖｄ２４を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである補助スイッチ２４を駆動する駆動信号Ｖｇ２４を出力する。
図４の（ｂ）はクロック信号Ｖｃｋと、プリ駆動信号Ｖ１１、プリ駆動信号Ｖ１２、プリ駆動信号Ｖ３１、プリ駆動信号Ｖ３２、駆動信号Ｖｄ２４、駆動信号Ｖｄ２１、駆動信号Ｖｄ２２を示す波形図である。分周回路８２１によりクロック信号Ｖｃｋが１／２の周波数に分周された駆動信号Ｖｄ２４に従って、補助スイッチ２４がオンオフ動作する。駆動信号Ｖｄ２１と駆動信号Ｖｄ２２は、補助スイッチ２４がオフの周期には第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように、第１のスイッチ２１のオンオフ期間と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定し、補助スイッチ２４がオンの周期には第３の出力電圧Ｖｏ３を制御するように、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する。
以上のように、実施の形態２によれば、２つの昇降圧コンバータが第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と転流用整流手段５３とを共有するよう構成されているため、少ない部品点数で昇降圧出力が安定化できるという優れた効果が得られる。
【００３９】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図面を参照して説明する。
図５は本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図６はその動作状態図である。図５に示すように、本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電源１から入力直流電圧Ｅｉが入力されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ２１と、インダクタ３１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ２２とが直列回路を形成して、入力直流電源１に並列に接続されている。入力直流電源１の負極をグランドＧＮＤとして、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生する電圧は、ダイオードからなる第１の整流手段５１と、コンデンサからなる第１の平滑手段６１とを有する整流平滑回路４１によって整流平滑されて第１の出力電圧Ｖｏ１として第１の負荷７１に供給される。または、インダクタ３１と第２のスイッチ２２との接続点に発生する電圧は、第１の補助スイッチ２４と、第４の整流手段５４と、コンデンサからなる第４の平滑手段６３とを有する第１の補助出力用整流平滑回路４３によって整流平滑されて第３の出力電圧Ｖｏ３として第３の負荷７３に供給される。
【００４０】
また、第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点に発生する電圧は、ダイオードからなる第２の整流手段５２とコンデンサからなる第２の平滑手段６２とを有する反転出力用整流平滑回路４２によって整流平滑されて第２の出力電圧Ｖｏ２として第２の負荷７２に供給される。または、第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点に発生する電圧は、第１の反転出力用補助スイッチ２５と、ダイオードからなる第５の整流手段５５と、コンデンサからなる第４の平滑手段６４とを有する反転補助出力用整流平滑回路４５によって整流平滑されて第４の出力電圧Ｖｏ４として第４の負荷７４に供給される。また、第１のスイッチ２１とインダクタ３１との接続点とＧＮＤ間には、ダイオードからなる転流用整流手段５３と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるモード切換スイッチ２３との直列回路である転流用整流回路４４が接続されている。
制御回路８３は第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２と第３の出力電圧Ｖｏ３と第４の出力電圧Ｖｏ４とを検出し、それらの出力電圧を安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２とモード切換スイッチ２３と第１の補助スイッチ２４と第１の反転出力用補助スイッチ２５をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動する駆動信号Ｖｇ２１，Ｖｇ２２，Ｖｇ２３，Ｖｇ２４，Ｖｇ２５を出力する。尚、実施の形態３における出力仕様は、Ｖｏ２＜Ｖｏ４＜ＧＮＤ＜Ｖｏ３＜Ｖｏ１の関係を有しているとする。
【００４１】
以上のように構成された実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図６を用いて以下に説明する。図６はモード切換スイッチ２３と第１の補助スイッチ２４と第１の反転出力用補助スイッチ２５と第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作の状態を示す波形図である。
【００４２】
まず、期間Ｔ１〜Ｔ６のモード切換スイッチ２３がオン状態である場合、反転出力用整流平滑回路４２と反転補助出力用整流平滑回路４５には電力の供給が断たれる。期間Ｔ１やＴ４のように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時に、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。
第１の補助スイッチ２４がオフ状態となる期間Ｔ２において、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第１の出力電圧Ｖｏ１の差電圧が印加される。次に、期間Ｔ３において第１のスイッチ２１がオフ状態になると、ＧＮＤ→モード切換スイッチ２３→転流用整流手段５３→インダクタ３１→第１の整流手段５１→第１の平滑手段６１→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第１の出力電圧Ｖｏ１が印加されて磁気エネルギーは放出される。
【００４３】
第１の補助スイッチ２４がオン状態である期間Ｔ５において、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時にインダクタ３１に蓄積された磁気エネルギーは、第２のスイッチ２２がオフ状態になると、入力直流電源１→第１のスイッチ２１→インダクタ３１→第４の整流手段５４→第１の補助スイッチ２４→第３の平滑手段６３→入力直流電源１と電流が流れ、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉと第３の出力電圧Ｖｏ３の差電圧が印加される。次に、期間Ｔ６で第１のスイッチ２１がオフ状態になると、ＧＮＤ→モード切換スイッチ２３→転流用整流手段５３→インダクタ３１→第４の整流手段５４→第１の補助スイッチ２４→第３の平滑手段６３→ＧＮＤと電流が流れ、インダクタ３１には第３の出力電圧Ｖｏ３が印加されて磁気エネルギーは放出される。
即ち、モード切換スイッチ２３がオン状態である期間Ｔ１〜Ｔ３において、第１のスイッチ２１とモード切換スイッチ２３と転流用整流手段５３とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１は、昇降圧コンバータを形成し、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作によって入力直流電圧Ｅｉより昇降圧された第１の出力電圧Ｖｏ１をそれぞれの第１の負荷７１に供給する。また、期間Ｔ４〜Ｔ６においては、第１のスイッチ２１とモード切換スイッチ２３と転流用整流手段５３とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第４の整流手段５４と第１の補助スイッチ２４と第３の平滑手段６３が、昇降圧コンバータを形成し、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ動作によって入力直流電圧Ｅｉより昇降圧された第３の出力電圧Ｖｏ３を第３の負荷７３に供給する。
【００４４】
一方、モード切換スイッチ２３がオフ状態である期間Ｔ７〜Ｔ１０の場合、第２のスイッチ２２はオン状態に固定され、整流平滑回路４１と第１の補助出力用整流平滑回路４３には電力の供給が断たれる。期間Ｔ７や期間Ｔ９のように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時に、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加されて磁気エネルギーが蓄積される。次に、第１の反転出力用補助スイッチ２５がオフ状態で、第１のスイッチ２１がオフ状態になる期間Ｔ８において、インダクタ３１→第２のスイッチ２２→第２の平滑手段６２→第２の整流手段５２→インダクタ３１と電流が流れ、インダクタ３１には第２の出力電圧Ｖｏ２が印加されて磁気エネルギーが放出される。
【００４５】
期間Ｔ１０のように第１の反転出力用補助スイッチ２５がオン状態で第１のスイッチ２１がオフ状態になると、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２がともにオン状態の時にインダクタ３１に蓄積された磁気エネルギーは、インダクタ３１→第２のスイッチ２２→第４の平滑手段６４→第５の整流手段５５→第１の反転出力用補助スイッチ２５→インダクタ３１と電流が流れ、インダクタ３１には第４の出力電圧Ｖｏ４が印加されて磁気エネルギーが放出される。
即ち、モード切換スイッチ２３がオフ状態である期間Ｔ７〜Ｔ８において、第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第２の整流手段５２と第２の平滑手段６２は、反転コンバータを形成し、第１のスイッチ２１のオンオフ動作によって負電位の第２の出力電圧Ｖｏ２が第２の負荷７２に供給される。また、期間Ｔ９〜Ｔ１０においては、第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第１の反転出力用補助スイッチ２５と第５の整流手段５５と第４の平滑手段６４が、反転コンバータを形成し、第１のスイッチ２１のオンオフ動作によって負電位の第４の出力電圧Ｖｏ４が第４の負荷７４に供給される。
【００４６】
実施の形態３における制御回路８３は、第１から第４の各出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３，Ｖｏ４を検出して、それぞれが予め決めた所定値に安定化するように第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２とモード切換スイッチ２３と第１の補助スイッチ２４と第１の反転出力用補助スイッチ２５のオンオフ期間比を制御している。
以上のような制御を行う実施の形態３における制御回路８３の構成を図７にブロック図で示し、その各部信号波形を図８に示す。
図７に示すように、制御回路８３は、発振回路８３０、分周回路８３１、出力電圧検出回路８３２、補助出力電圧検出回路８３３、反転出力電圧検出回路８３４、反転補助出力電圧検出回路８３５、パルス幅制御回路８３６、及び５つの駆動回路８３７，８３８，３８９，８４０，８４１により構成されている。
【００４７】
実施の形態３における制御回路８３の発振回路８３０は、所定の周期を有するクロック信号Ｖｃｋを出力する。分周回路８３１はクロック信号Ｖｃｋを分周して、モード切換スイッチ２３のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２３と、第１の補助スイッチ２４のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２４と、第１の反転出力用補助スイッチ２５のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２５を出力する。分周回路８３１は、クロック信号Ｖｃｋを１／２の周波数に分周した信号Ｖｘを出力する第１の分周器３１１、信号Ｖｘをさらに１／２の周波数に分周して駆動信号Ｖｄ２３を出力する第２の分周器３１２、信号Ｖｘと駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力されて駆動信号Ｖｄ２４を出力するＡＮＤ回路３１３、信号Ｖｘと駆動信号Ｖｄ２３が入力されて駆動信号Ｖｄ２５を出力するＮＯＲ回路３１４とを有する。
【００４８】
出力電圧検出回路８３２は、抵抗分割等により第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１を出力する。補助出力電圧検出回路８３３は、第３の出力電圧Ｖｏ３を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３を出力する。反転出力電圧検出回路８３４は、第２の出力電圧Ｖｏ２を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２を出力する。反転補助出力電圧検出回路８３５は、第４の出力電圧Ｖｏ４を検出して、制御目標電圧との誤差を増幅した反転補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ４を出力する。
【００４９】
パルス幅制御回路８３６は、少なくともクロック信号Ｖｃｋと駆動信号Ｖｄ２３と駆動信号Ｖｄ２４と駆動信号Ｖｄ２５と出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１と反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２と補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３と反転補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ４とを受電し、第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する駆動信号Ｖｄ２２を出力する。パルス幅制御回路８３６は、出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１が入力される第１のパルス幅制御回路３６１と、反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２が入力される第２のパルス幅制御回路３６２と、補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３が入力される第３のパルス幅制御回路３６３と、反転補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ４が入力される第４のパルス幅制御回路３６４とを有している。
【００５０】
パルス幅制御回路８３６において、第１のパルス幅制御回路３６１は、第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ１を基に、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ１１と、第２のスイッチ２２のプリ駆動信号Ｖ１２を発生する。第３のパルス幅制御回路３６３は、第３の出力電圧Ｖｏ３を制御するように補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ３を基に、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ３１と第２のスイッチ２２のプリ駆動信号Ｖ３２を発生する。第２のパルス幅制御回路３６２は、第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するように反転出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ２を基にオンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ２１を発生する。第４のパルス幅制御回路３６４は、第４の出力電圧Ｖｏ４を制御するように反転補助出力電圧制御用誤差電圧Ｖｅ４を基に、オンオフ期間が設定された第１のスイッチ２１のプリ駆動信号Ｖ４１を発生する。
【００５１】
パルス幅制御回路８３６において、ＡＮＤ回路３６５にはプリ駆動信号Ｖ１１と駆動信号Ｖｄ２４の反転信号と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、ＡＮＤ回路３６６にはプリ駆動信号Ｖ１２と駆動信号Ｖｄ２４の反転信号と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、ＡＮＤ回路３６７はプリ駆動信号Ｖ３１と駆動信号Ｖｄ２４と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、ＡＮＤ回路３６８にはプリ駆動信号Ｖ３２と駆動信号Ｖｄ２４と駆動信号Ｖｄ２３が入力され、ＡＮＤ回路３６９にはプリ駆動信号Ｖ２１と駆動信号Ｖｄ２５の反転信号と駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力され、そしてＡＮＤ回路３７０にはプリ駆動信号Ｖ４１と駆動信号Ｖｄ２５と駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力される。
パルス幅制御回路８３６のＯＲ回路３７１は、ＡＮＤ回路３６５の出力とＡＮＤ回路３６７の出力とＡＮＤ回路３６９の出力とＡＮＤ回路３７０の出力が入力され、駆動信号Ｖｄ２１を出力する。また、ＯＲ回路３７２は、ＡＮＤ回路３６６の出力とＡＮＤ回路３６８の出力と駆動信号Ｖｄ２３の反転信号が入力され、駆動信号Ｖｄ２２を出力する。
【００５２】
パルス幅制御回路８３６において、駆動回路８３７はＯＲ回路３７１から出力された駆動信号Ｖｄ２１を反転及び電力増幅して、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴである第１のスイッチ２１を駆動する駆動信号Ｖｇ２１を出力する。駆動回路８３８はＯＲ回路３７２から出力された駆動信号Ｖｄ２２を電力増幅して、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第２のスイッチ２２を駆動する駆動信号Ｖｇ２２を出力する。
駆動回路８３９は駆動信号Ｖｄ２３を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるモード切換スイッチ２３を駆動する駆動信号Ｖｇ２３を出力する。駆動回路８４０は駆動信号Ｖｄ２４を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第１の補助スイッチ２４を駆動する駆動信号Ｖｇ２４を出力する。駆動回路８４１は駆動信号Ｖｄ２５を電力増幅及びレベルシフトして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである補助スイッチ２５を駆動する駆動信号Ｖｇ２５を出力する。
【００５３】
図８は、実施の形態３の制御回路８３におけるクロック信号Ｖｃｋ、プリ駆動信号Ｖ１１、プリ駆動信号Ｖ１２、プリ駆動信号Ｖ３１、プリ駆動信号Ｖ３２、プリ駆動信号Ｖ２１、プリ駆動信号Ｖ４１、信号Ｖｘ、駆動信号Ｖｄ２３、駆動信号Ｖｄ２４、駆動信号Ｖｄ２５、駆動信号Ｖｄ２１、及び駆動信号Ｖｄ２２を示す波形図である。
駆動信号Ｖｄ２３は分周回路８３１によりクロック信号Ｖｃｋを１／４の周波数に分周して形成される。この駆動信号Ｖｄ２３に従って、モード切換スイッチ２３はオンオフ駆動される。駆動信号Ｖｄ２４及び駆動信号Ｖｄ２５には、４分割された駆動信号Ｖｄ２３の内の１スイッチング周期がそれぞれ割当てられる。駆動信号Ｖｄ２１と駆動信号Ｖｄ２２は、モード切換スイッチ２３がオン状態で第１の補助スイッチ２４がオフ状態の期間には、第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するよう第１のスイッチ２１のオンオフ期間と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する。モード切換スイッチ２３がオン状態で第１の補助スイッチ２４がオン状態の期間には、第３の出力電圧Ｖｏ３を制御するよう第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２のオンオフ期間を設定する。モード切換スイッチ２３がオフ状態で第１の反転出力用補助スイッチがオフ状態の周期には、第２のスイッチ２２をオン状態にするとともに第２の出力電圧Ｖｏ２を制御するよう第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定する。モード切換スイッチ２３がオフ状態で第１の反転出力用補助スイッチがオン状態の期間には、第２のスイッチ２２をオン状態にするとともに第４の出力電圧Ｖｏ４を制御するよう第１のスイッチ２１のオンオフ期間を設定する。
【００５４】
以上のように、実施の形態３によれば、２つの昇降圧コンバータと２つの反転コンバータが第１のスイッチ２１とインダクタ３１と第２のスイッチ２２と第３の整流手段５３と第１のモード切換スイッチ２３とを共有する構成であるため、少ない部品点数で昇降圧出力と反転出力が安定化できるという優れた効果が得られる。
尚、実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、２つの昇降圧コンバータと２つの反転コンバータから計４つの出力を制御する構成で説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、さらに多くの出力を制御することが可能である。この場合、実施の形態３における制御回路８３が有する分周回路８３１の分周器として、Ｔフリップフロップ等をＮ段用いてスイッチング周波数を２のＮ乗に時分割し、各スイッチング周期を各出力の制御に振り分ければよい。このように構成することにより、理論的には２のＮ乗個以下の出力を制御できることが可能な多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。
【００５５】
【発明の効果】
以上、実施の形態に詳細に説明したところから明らかなように、本発明による多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、１つのインダクタのみで複数の負荷に制御された昇降圧または反転出力を供給する構成であるため、少ない部品点数の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができるという優れた効果を有する。
本発明によれば、出力電圧の数に関係なく１つのインダクタにより多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを簡単な回路で構成することができ、部品の実装設計が容易となり小型で汎用性の高い多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）本発明の実施の形態１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
（ｂ）本発明の実施の形態１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態を示す波形図である。
【図２】（ａ）本発明の実施の形態１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８１の構成を示す回路図である。
（ｂ）本発明の実施の形態１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８１の各部信号の波形図である。
【図３】（ａ）本発明の実施の形態２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
（ｂ）本発明の実施の形態２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態を示す波形図である。
【図４】（ａ）本発明の実施の形態２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８２の構成を示す回路図である。
（ｂ）本発明の実施の形態２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８２の各部信号の波形図である。
【図５】本発明の実施の形態３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態を示す波形図である。
【図７】本発明の実施の形態３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８３の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施の形態３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路８３の各部信号の波形図である。
【図９】従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 入力直流電源
２１ 第１のスイッチ
２２ 第２のスイッチ
２３ モード切換スイッチ
３１ インダクタ
４１ 整流平滑回路
４２ 反転出力用整流平滑回路
４３ 転流用整流回路
５１ 第１の整流手段
５２ 第２の整流手段
５３ 転流用整流手段
６１ 第１の平滑手段
６２ 第２の平滑手段
７１ 第１の負荷
７２ 第２の負荷
８１ 制御回路
Claims (6)
- 入力直流電圧を出力する入力直流電源と、
インダクタと、
前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、
前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、
前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、
前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続され、モード切換スイッチと転流用整流手段との直列回路からなる転流用整流回路と、
前記転流用整流回路と並列に接続され、前記入力直流電圧と逆極性を有する反転出力電圧を出力する反転出力用整流平滑回路と、
所定の周期でオンオフを繰り返すように前記モード切換スイッチを駆動し、前記モード切換スイッチがオンの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオフの時には前記反転出力電圧を制御するように前記第２のスイッチをオン状態にして前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動する制御回路と、
を有する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 制御回路は、
所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、
前記クロック信号の周波数を分周して、前記モード切換スイッチをオンオフするモード切換スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、
前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、
前記反転出力電圧を検出して反転出力電圧制御用誤差電圧を出力する反転出力電圧検出回路と、
前記モード切換スイッチ駆動信号と前記出力電圧制御用誤差電圧と前記反転出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチがオンの周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオフの周期には前記第２のスイッチをオン状態にして前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路と、
を有する請求項１記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 入力直流電圧を出力する入力直流電源と、
インダクタと、
前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、
前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、
前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、
前記第２のスイッチの両端に接続され、補助スイッチが直列に接続された整流手段を有し、前記出力電圧よりも低い補助出力電圧を出力する補助整流平滑回路と、
前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続される転流用整流手段と、
所定の周期でオンオフを繰り返すように前記補助スイッチを駆動し、前記補助スイッチがオフの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記補助スイッチがオンの時には前記補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動する制御回路と、
を有する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 制御回路は、
所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、
前記クロック信号の周波数を分周して、前記補助スイッチをオンオフする補助スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、
前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、
前記補助出力電圧を検出して補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する補助出力電圧検出回路と、
前記補助スイッチ駆動信号と前記主出力電圧制御用誤差電圧と前記補助出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記補助スイッチがオフの周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記補助スイッチがオンの周期には前記補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路と、
を有する請求項３記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 入力直流電圧を出力する入力直流電源と、
インダクタと、
前記入力直流電源の一端と前記インダクタの一端の間に接続される第１のスイッチと、
前記入力直流電源の他端と前記インダクタの他端の間に接続される第２のスイッチと、
前記第２のスイッチの両端に接続され、前記入力直流電圧と同極性の出力電圧を出力する整流平滑回路と、
前記第２のスイッチの両端に接続され、第ｋ（ｋは１〜ｎの自然数）の補助スイッチを直列に接続された整流手段を有し、前記出力電圧よりも低い第ｋの補助出力電圧を出力する第ｋの補助出力用整流平滑回路と、
前記インダクタと前記第１のスイッチとの接続点と前記入力直流電源と前記第２のスイッチとの接続点との間に接続され、モード切換スイッチと転流用整流手段との直列回路からなる転流用整流回路と、
前記転流用整流回路と並列に接続され、前記入力直流電圧と逆極性を有する反転出力電圧を出力する反転出力用整流平滑回路と、
前記転流用整流回路と並列に接続され、第ｊ（ｊは１〜ｍの自然数）の反転出力用補助スイッチを直列に接続された整流手段を有し、前記反転出力電圧よりも高い第ｊの反転補助出力電圧を出力する第ｊの反転補助出力用整流平滑回路と、
所定の周期でオンオフを繰り返すように前記モード切換スイッチを駆動し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第１から第ｎの補助スイッチが全てオフの時には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第ｋの補助スイッチがオンの時には前記第ｋの補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをそれぞれ所定のオンオフ期間で駆動し、前記モード切換スイッチがオフ状態では前記第２のスイッチをオン状態にするとともに、前記第１から第ｍの反転出力用補助スイッチが全てオフの時には前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動し、前記第ｊの反転出力用補助スイッチがオンの時には前記第ｊの反転補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチを所定のオンオフ期間で駆動する制御回路と、
を有する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 制御回路は、
所定の周期を有するクロック信号を出力する発振回路と、
前記クロック信号の周波数を分周して、前記モード切換スイッチをオンオフするモード切換スイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチのオン状態である期間内に前記第１から第ｎの各補助スイッチの全てがオフである周期といずれか一つがオン状態となる周期を有するように第１の補助スイッチ駆動信号から第ｎの補助スイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチのオフ状態である期間内に前記第１から第ｍの各反転出力用補助スイッチの全てがオフである周期といずれか一つがオン状態となる周期を有するように第１の反転出力用補助スイッチ駆動信号から第ｍの反転出力用補助スイッチ駆動信号を出力する分周回路と、
前記出力電圧を検出して、出力電圧制御用誤差電圧を出力する出力電圧検出回路と、
前記第１から第ｎの各補助出力電圧を検出して、第１から第ｎの補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する第１から第ｎの補助出力電圧検出回路と、
前記反転出力電圧を検出して反転出力電圧制御用誤差電圧を出力する反転出力電圧検出回路と、
前記第１から第ｍの各反転補助出力電圧を検出して、第１から第ｍの反転補助出力電圧制御用誤差電圧を出力する第１から第ｍの反転補助出力電圧検出回路と、
前記モード切換スイッチ駆動信号と前記出力電圧制御用誤差電圧と前記第１から第ｎの補助出力電圧制御用誤差電圧と前記反転出力電圧制御用誤差電圧と前記第１から第ｍの反転補助出力電圧制御用誤差電圧を受電し、前記第１のスイッチをオンオフする第１のスイッチ駆動信号と前記第２のスイッチをオンオフする第２のスイッチ駆動信号を出力し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第１から第ｎの補助スイッチが全てオフ状態の周期には前記出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオン状態で前記第ｋの補助スイッチがオン状態の周期には前記第ｋの補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間と前記第２のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記モード切換スイッチがオフの周期には前記第２のスイッチをオン状態にするとともに、前記第１から第ｍの各反転出力用補助スイッチが全てオフ状態の周期には前記反転出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定し、前記第ｊの反転出力用補助スイッチがオン状態の周期には前記第ｊの反転補助出力電圧を制御するように前記第１のスイッチのオンオフ期間を設定するパルス幅制御回路と、
を有する請求項５記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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