JP2007189004A

JP2007189004A - 直流電源装置、発光ダイオード用電源、及び照明装置

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Publication number: JP2007189004A
Application number: JP2006004750A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Shoji; 浩幸庄司; Yasuo Kaminaga; 保男神長; Yoshiki Osawa; 良樹大澤; Naoki Yomoto; 直樹四本; Kenji Kawabata; 賢冶川端
Original assignee: Hitachi Lighting Ltd
Current assignee: Hitachi Lighting Ltd
Priority date: 2006-01-12
Filing date: 2006-01-12
Publication date: 2007-07-26
Anticipated expiration: 2026-01-12
Also published as: JP4796849B2

Abstract

【課題】複数のＬＥＤ負荷を駆動する場合においても、ＬＥＤを電圧変換効率良く駆動する電源を提供する。
【解決手段】直流電源１の電圧を変換する複数の降圧チョッパ型の電圧変換回路１０，２０を直列接続し、各電圧変換回路１０，２０の出力に、それぞれ最大電圧が高い第１のＬＥＤ負荷１５と、最大電圧が低い第２のＬＥＤ負荷２５を接続する。各ＬＥＤ負荷に流れる電流を検出器１６，２６で検出し、電流指令値Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２との偏差が小さくなるように、各電圧変換回路のスイッチング素子１１，２１を駆動制御する。特に、第２の電圧変換回路２０は、一段目の電圧変換回路１０で降圧された電圧を再降圧するため、その降圧率が比較的小さくて済み、変換効率を向上できる。
昇圧の場合には、昇圧チョッパ等の電圧変換回路を採用する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の負荷に給電する直流電源と、複数の発光ダイオードを駆動する発光ダイオード用電源、及び発光ダイオードを光源とした照明装置に関するものである。

近年、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと称す）の発光効率が向上し一般照明用の光源として注目されてきている。ＬＥＤを駆動する場合、抵抗器などの電流制限要素をＬＥＤと直列に接続するのが一般的である。しかしながら、抵抗器を使用した場合は、抵抗器での電力損失が大きくなる為、駆動回路の変換効率が低下する。

このような問題を解決する従来例として、特許文献１に開示されるようなＬＥＤ点灯装置がある。この装置は、交流電源を受けて直流電圧を出力する電源装置と、この直流電圧により点灯されるＬＥＤ素子を実装したＬＥＤモジュール部とで構成され、直流電源装置に定電流機能を持たせている。直流電源装置は出力電流を定電流化するためのフィードバック制御機能を有するスイッチング電源回路で構成されているため、駆動回路としての変換効率は高くなる。複数のＬＥＤ負荷の電流を各々制御する場合は、定電流電源回路を個別に設け、交流電源を整流平滑する回路部の共通化を図っている。

特開２００５−１４２１３７号公報（特に、図１５など）

特許文献１に開示された従来技術において、各々のＬＥＤモジュール部間の順方向電圧が大きく異なる場合、定電流電源回路の電圧変換比が異なり、変換比の大きい電源回路の方は効率が低下する。

本発明の目的は、複数の負荷に給電する直流電源装置において、各電源回路から各負荷に効率良く給電できる直流電源装置を提供することである。

本発明の他の目的は、複数のＬＥＤ負荷を駆動する場合において、各ＬＥＤを効率良く駆動する発光ダイオード用電源を提供することである。

本発明の望ましい実施態様においては、直流電圧を変換する複数のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を直列接続し、これら複数のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の出力側にそれぞれ負荷を接続したことを特徴とする。

本発明の望ましい他の実施態様においては、直流電圧を変換する複数のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を直列接続し、これら複数のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の出力側にそれぞれＬＥＤ負荷を接続したことを特徴とする。

本発明の具体的な実施態様においては、発光ダイオード（ＬＥＤ）を含むＬＥＤ負荷に電力を供給する発光ダイオード用電源において、直流電源に接続され、第１のＬＥＤ負荷に電力を供給する第１の電圧変換回路と、この第１の電圧変換回路の出力電圧を入力電圧とするとともに、前記第１のＬＥＤ負荷とはその最大電圧の異なる第２のＬＥＤ負荷に電力を供給する第２の電圧変換回路と、これら第１及び第２の電圧変換回路により個別にＬＥＤ負荷電流を制御する複数の個別電流制御手段を備える。

本発明の望ましい実施態様によれば、複数の負荷を駆動する場合において、電圧変換回路の電圧変換比の小さい、高効率な直流電源装置を提供することができる。

また、本発明の望ましい他の実施態様によれば、順方向電圧が大きく異なる複数のＬＥＤ負荷を駆動する場合において、電圧変換回路の電圧変換比を小さくすることができ、高効率な発光ダイオード用電源を提供することができる。

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の説明の中で明らかにする。

以下、本発明の望ましい実施例について、図面を参照して説明する。

図１は、本発明の実施例１による発光ダイオード用電源の回路構成図である。図１において、直流電源１の両端には、スイッチング素子１１、ダイオード１２、インダクタ１３、及びキャパシタ１４から構成された降圧チョッパ型の第１のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路１０が接続されている。この電圧変換回路１０の出力となるキャパシタ１４の両端には、第１のＬＥＤ負荷１５と電流検出器１６の直列回路が接続されている。スイッチング素子１１は、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴを用いているが、ＰチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴ、又はバイポーラトランジスタを用いても構わない。電圧変換回路１０は、制御回路３０により、ドライブ回路３４を介してスイッチング素子１１のオン時間Ｄｕｔｙを制御することで、その出力電圧を変化させることができる。制御回路３０は、誤差増幅器３１、比較器３２、及び発振器３３から構成されている。このように、電圧変換回路１０の出力電圧の調整によって、ＬＥＤ負荷１５の電力制御を行うことができる。ＬＥＤ負荷１５に流れる電流は、電流検出器１６によって電圧に変換され、誤差増幅器３１のマイナス端子に入力される。誤差増幅器３１のプラス端子には、ＬＥＤ負荷１５の電流指令値に相当するリファレンス電圧Ｖｒｅｆ１が入力され、電流指令値とＬＥＤ負荷１５の電流との誤差を増幅して出力する。比較器３２は、プラス端子に誤差増幅器３１の出力信号を入力し、一方、マイナス端子に発振器３３の出力信号を入力することによって、それぞれの入力信号を比較し、誤差増幅器３１の出力の方が大きい場合にドライブ回路３４に信号を送る。すなわち、ＰＷＭ変調器を形成している。ドライブ回路３４は、比較器３２の出力信号であるＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子１１のゲートにドライブ信号を印加し、この素子１１をオンオフ駆動する。

第１の電圧変換回路１０の出力となるキャパシタ１４の両端には、前述の第１のＬＥＤ負荷１５の他に、降圧チョッパ型の第２のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路２０が接続されている。この第２の電圧変換回路２０もまた、スイッチング素子２１、ダイオード２２、インダクタ２３、及びキャパシタ２４から構成されている。さらに、第２の電圧変換回路２０の出力となるキャパシタ２４の両端にも、第２のＬＥＤ負荷２５と電流検出器２６の直列回路が接続されている。第２の電圧変換回路２０は、第１の電圧変換回路１０と同様に、誤差増幅器４１、比較器４２、及び発振器４３から構成された制御回路４０により、スイッチング素子２１のオン時間Ｄｕｔｙを制御することで出力電圧を変化させることができる。このように、電圧変換回路２０の出力電圧の調整によって、ＬＥＤ負荷２５の電力制御を行うことができる。ＬＥＤ負荷２５に流れる電流は、電流検出器２６によって電圧に変換され、誤差増幅器４１のマイナス端子に入力される。誤差増幅器４１のプラス端子には、ＬＥＤ負荷２５の電流指令値に相当するリファレンス電圧Ｖｒｅｆ２が入力され、電流指令値とＬＥＤ負荷２５の電流との誤差を増幅して出力する。比較器４２は、プラス端子に誤差増幅器４１の出力信号を入力し、一方、マイナス端子に発振器４３の出力信号を入力することによって、それぞれの入力信号を比較し、誤差増幅器４１の出力の方が大きい場合にドライブ回路４４に信号を送る。すなわち、ＰＷＭ変調器を形成している。ドライブ回路４４は、比較器４２の出力信号であるＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子２１のゲートにドライブ信号を印加しオンオフ駆動する。

第２の電圧変換回路２０は、第１の電圧変換回路１０の出力電圧を電源として利用することにより、降圧比を小さくすることができ、スイッチング素子２１のオン時間Ｄｕｔｙの減少を抑えることができる。

図２は、本発明の実施例１における第１及び第２の電圧変換回路１０，２０のスイッチング素子のオン時間Ｄｕｔｙと出力電圧の関係を示すグラフである。ここで、直流電源１の電圧をＶｃ、第１，第２の電圧変換回路１０及び２０の出力電圧をそれぞれＶ１、Ｖ２とする。例えば、第１の電圧変換回路１０を５０％のＤｕｔｙで駆動した場合、その出力電圧Ｖ１は、Ｖｃ／２となる。一方、第２の電圧変換回路２０は、Ｖｃ／２を電源として駆動するため、出力電圧Ｖ２をＶｃ／４にするには、やはり、５０％のＤｕｔｙで駆動すれば良い。

これに対し、従来のように、第２の電圧変換回路２０の電源も、直流電源１から直接得るようにした場合、出力電圧Ｖ２の特性はＶ１と同じになるため、Ｖｃ／４の出力電圧を取り出すには、２５％のＤｕｔｙで駆動しなければならない。一般に、変換効率は電圧変換比が小さいほど高くなるため、第２の電圧変換回路２０の電源は、第１の電圧変換回路１０の出力電圧Ｖ１から得た方が変換効率は高くなる。本実施例は、第２のＬＥＤ負荷２５の順方向電圧が、第１のＬＥＤ負荷１５の順方向電圧よりも低い場合に有効な回路構成となる。

図３は、図１の実施例１における色とＬＥＤ電流の関係を示す第１の説明図であり、色を２つの数値を使ってＸＹ座標空間で表わした色度図である。領域８０１〜８０５は、それぞれ昼光色、昼白色、白色、温白色、及び電球色を表わしている。本実施例において、領域８０１〜８０５の範囲で可変色制御を行いながら、白熱電球４０Ｗ相当の明るさを得る場合を考える。これを、例えば、１ＷクラスのパワーＬＥＤを用い、ＬＥＤ負荷１５に昼光色ＬＥＤを１４個、他方、ＬＥＤ負荷２５に橙色ＬＥＤを６個使用し、それぞれの電流を制御することで実現できる。昼光色ＬＥＤの順方向電圧は約３．５Ｖであり、ＬＥＤ負荷１５全体の順方向電圧は４９Ｖとなる。一方、橙色ＬＥＤの順方向電圧は約２．５Ｖであり、ＬＥＤ負荷２５全体の順方向電圧は約１５Ｖとなる。したがって、次のように制御することによって、前述の順方向電圧の関係を満足させることができる。すなわち、図１において、ＬＥＤ負荷１５及び２５に流れる電流をＩＬ１、ＩＬ２とすると、昼光色から電球色に可変色制御を行うには、図３に示すように、ＩＬ１を１００％から５０％に制御し、ＩＬ２を０％から１００％に制御することで実現できる。

図４は、図１の実施例１における色とＬＥＤ電流の関係を示す第２の説明図であり、ＬＥＤ負荷１５に電球色ＬＥＤを１４個、ＬＥＤ負荷２５に青緑色ＬＥＤを６個使用した場合の、色と各々の電流の関係を示している。電球色ＬＥＤの順方向電圧は約３．５Ｖであり、ＬＥＤ負荷１５の順方向電圧は４９Ｖとなる。一方、青緑色ＬＥＤの順方向電圧も約３．５Ｖであり、ＬＥＤ負荷２５の順方向電圧は２１Ｖとなる。したがって、第２のＬＥＤ負荷２５の順方向電圧が、第１のＬＥＤ負荷１５の順方向電圧よりも低いという、前述した図１の回路で、高い電圧変換効率が得られる有効な構成となる。昼光色から電球色に可変色制御を行うには、ＩＬ１を５０％から１００％に制御し、ＩＬ２を１００％から０％に制御することで実現できる。

ＬＥＤ負荷１５に白色ＬＥＤを用いた場合は、ＬＥＤ負荷２５の青緑色ＬＥＤの数を減らし、電圧変換回路２０の後段に、更に、電圧変換回路を追加し、ＬＥＤ負荷として橙色ＬＥＤを用いても構わない。この場合は３色のＬＥＤ負荷の電流を制御し可変色制御を行うことになる。

図１において、ＬＥＤ負荷１５及び２５の電流指令値に相当するリファレンス電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２は、その電圧制御として、アナログ制御とＰＷＭ制御がある。すなわち、電圧レベルを可変するアナログ制御と、電圧レベルを固定してそのオン／オフのＤｕｔｙを可変するパルス幅制御がある。パルス幅制御の周波数は、光のちらつきが目立たない程度に、例えば、数百Ｈｚから数ＫＨｚの周波数にすれば良い。アナログ制御では、ＬＥＤ電流の下限値付近において、ＬＥＤのばらつきによる輝度ばらつきが顕著に現れる問題がある。従って、アナログ制御を用いた場合は、下限値付近をパルス幅制御に切り替えるマルチ制御が望ましい。

図５は、本発明の実施例１に採用できるアナログ制御とパルス幅変調制御を組み合わせたマルチ制御におけるＶｒｅｆ電圧波形図である。電圧レベルが、ＶａからＶｂまでの間はアナログ制御を行い、Ｖｂ以下では、Ｄｕｔｙを可変するパルス幅制御となる。

図６は、本発明の実施例１にマルチ制御を採用した場合におけるＬＥＤ電流ＩＬとＶｒｅｆの電圧レベル及びＤｕｔｙの関係図である。ＬＥＤ電流が、ＩａからＩｂまでは、ＶｒｅｆのＤｕｔｙを１００％とし、電圧レベルをＶａからＶｂまで可変して電流を制御する。一方、ＬＥＤ電流ＩＬが、Ｉｂから０までの区間では、Ｖｒｅｆの電圧レベルをＶｂに固定し、Ｄｕｔｙを１００％から０％まで可変して電流を制御する。

図１において、電流検出器１６及び２６は抵抗を用いているため、ＬＥＤ負荷１５、２５にパワーＬＥＤを用いた場合は電流が大きく、抵抗での損失が大きくなる。従って、損失を小さくするために抵抗値を小さくし、検出電圧を増幅して誤差増幅器に入力することが望ましい。

図７は、本発明の実施例２による発光ダイオード用電源の回路構成図であり、図７が、図１と異なる点は、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路として、降圧チョッパ型ではなく、昇圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を用いたことである。図７において、図１と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。直流電源１の両端には、スイッチング素子５１、ダイオード５２、インダクタ５３、及びキャパシタ５４から構成された昇圧チョッパ型の第１の電圧変換回路５０が接続されている。この電圧変換回路５０の出力となるキャパシタ５４の両端には、ＬＥＤ負荷１５と電流検出器１６の直列回路が接続されている。電圧変換回路５０は、前述の電圧変換回路１０と同様に、スイッチング素子５１のオン時間Ｄｕｔｙを制御することで出力電圧を変化させることができ、この電圧変化によってＬＥＤ負荷１５の電力制御を行うことができる。

第１の電圧変換回路５０の出力となるキャパシタ５４の両端には、前述のＬＥＤ負荷１５の他に、スイッチング素子６１、ダイオード６２、インダクタ６３、及びキャパシタ６４から構成された昇圧チョッパ型の第２の電圧変換回路６０が接続されている。この電圧変換回路６０の出力となるキャパシタ６４の両端には、第２のＬＥＤ負荷２５と電流検出器２６の直列回路が接続されている。第２の電圧変換回路６０は、第１の電圧変換回路５０と同様に、スイッチング素子６１のオン時間Ｄｕｔｙを制御することで出力電圧を変化させることができ、この電圧変化によってＬＥＤ負荷２５の電力制御を行うことができる。

第２の電圧変換回路６０は、第１の電圧変換回路５０の出力電圧を電源として利用することにより昇圧比を小さくすることができ、スイッチング素子６１のオン時間Ｄｕｔｙの増加を抑えることができる。

図８は、本発明の実施例２における第１の電圧変換回路５０及び第２の電圧変換回路６０のスイッチング素子のオン時間Ｄｕｔｙと出力電圧の関係を示すグラフである。ここで、直流電源１の電圧をＶｃ、第１，第２の電圧変換回路５０及び６０の出力電圧をそれぞれＶ５、Ｖ６とする。例えば、第１の電圧変換回路５０を５０％のＤｕｔｙで駆動した場合、その出力電圧Ｖ１は、２Ｖｃとなる。一方、第２の電圧変換回路６０は、２Ｖｃを電源として駆動するため、出力電圧Ｖ２を４Ｖｃにするには、やはり、５０％のＤｕｔｙで駆動すれば良い。

これに対し、従来のように、第２の電圧変換回路６０の電源も、直流電源１から直接得るようにしたとすると、出力電圧Ｖ６の特性はＶ５と同じになるため、４Ｖｃの出力電圧を取り出すには、７５％のＤｕｔｙで駆動しなければならない。一般に、電圧変換比が小さいほど変換効率は高くなるため、第２の電圧変換回路６０の電源は、第１の電圧変換回路５０の出力電圧Ｖ５から得た方が変換効率は高くなる。本実施例２は、ＬＥＤ負荷２５の順方向電圧がＬＥＤ負荷１５の順方向電圧よりも高い場合に有効な回路構成となる。

図９は、本発明の実施例３による発光ダイオード用電源の回路構成図である。図１と同一機能部については同一符号を付して説明は省略する。本実施例は、商用交流電源２を受けてＬＥＤ負荷を駆動すると共に、電球用の調光器として用いられるＡＣパワー・コントローラ６を用いて商用電源電圧の導通位相角を制御して発光色をも可変する回路構成を示している。ＡＣパワー・コントローラ６としては、よく知られているように、トライアックやサイリスタを用いることができる。

図１０は、本実施例３において、商用電源電圧の導通位相角を制御し、可変色制御を行うＡＣパワー・コントローラ６の動作電圧波形図である。

本実施例３では、ＡＣパワー・コントローラ６の出力電圧を、キャパシタ３及びインダクタ４で構成されたフィルタを介して整流回路５に印加する。整流回路５の出力端には、昇降圧動作が可能なＳＥＰＩＣ（Single Ended Primary Inductance Converter）型の第１の電圧変換回路８０が接続されている。ＳＥＰＩＣ型の電圧変換回路８０は、スイッチング素子８１とダイオード８２、磁気結合したインダクタ８３、８６及びキャパシタ８４、８５から構成され、昇降圧動作が可能な電圧変換回路である。インダクタ８３と８６は磁気的に結合していなくても構わない。第１の電圧変換回路８０の出力となるキャパシタ８４の両端には、ＬＥＤ負荷１５と電流検出器１６の直列回路と、第２の電圧変換回路９０が接続されている。第２の電圧変換回路９０の出力には、ＬＥＤ負荷２５と電流検出器２６の直列回路が接続されている。第２の電圧変換回路９０は、前述の降圧チョッパ型や昇圧チョッパ型、ＳＥＰＩＣ型等、ＬＥＤ負荷２５の順方向電圧に応じて、その種別を選択することができる。

第１の電圧変換回路８０は、スイッチング素子８１のオン時間Ｄｕｔｙを制御することで、入力電圧が低い時は昇圧、高い時は降圧動作を行い出力電圧を変化させ、ＬＥＤ負荷１５の電力制御を行うことができる。良く知られているように、スイッチング素子８１がオン状態にある期間に、商用交流電源２に対しインダクタ８３が直接接続された状態となり、電源から電流が流れ込み、インダクタ８３にエネルギーを蓄える。このため、商用交流電源の周波数に対し高い周波数でスイッチング素子８１をオンオフすることにより、商用交流電源の全周期において電流が流れ、入力電流の力率を改善することができる。従って、ＡＣパワー・コントローラ６の出力電圧は、図１０に示すように、導通位相角が制御されたきれいな波形となる。電圧変換回路８０としては、昇圧チョッパ型であっても入力電流の力率を改善することができる。

さて、図９において、整流回路５の出力端には、抵抗７１、７２の直列回路からなる電圧検出器が接続されており、整流電圧を検出する。電流指令回路７０は、基準電圧源７３、比較器７４、反転器７７、抵抗７５とキャパシタ７６、及び、抵抗７８とキャパシタ７９で構成されている。この実施例３では、前述したように、ＡＣパワー・コントローラ６の出力電圧である抵抗７２の電圧が、出したい発光色を表わしており、この電圧に基いて、各ＬＥＤ負荷の電流指令値であるリファレンス電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を出力する。すなわち、第１の発光ダイオードの電流指令電圧Ｖｒｅｆ１と、第２の発光ダイオードの電流指令電圧Ｖｒｅｆ２が、導通制御角に対して、図３や図４の関係を持って関連付けられて制御されれば、所望の発光色を得ることができる。

本実施例では、入力変動に対する出力の安定性を上げるために、抵抗７２の電圧を発振器３３にも入力し、入力電圧に応じて、発振器３３の鋸波の傾きを可変している。すなわち、ＡＣパワー・コントローラ６による位相制御によって、その出力電圧が、半サイクル毎に０Ｖから急峻に立ち上がり、安定性を阻害する要因となる。このため、電圧変換回路８０の入力電圧変動に対し、出力の安定性を上げるには、このような、ボルテージフィードフォワード制御が有効である。

図１１は、図９の実施例３における制御回路３０の各部の波形図であり、上記したボルテージフィードフォワード制御の説明図である。Ｖ（７２）、Ｖ（３１）、Ｖ（３２）、Ｖ（３３）は、それぞれ抵抗７２、誤差増幅器３１、比較器３２、発振器３３の電圧波形である。Ｖ（７２）が高くなるとＶ（３３）の傾きは大きくなり、Ｖ（３１）と比較して出力されるＶ（３２）のパルス幅は狭くなる。従って、電圧変換回路８０の入力電圧が急峻に立ち上がり、インダクタ８３の電流が急激に増加することを防止し、出力電圧の安定性を向上することができる。

図１２は、図９の実施例３における電流指令回路７０の各部の波形図であり、図３や図４のように、第１，第２の発光ダイオードに、互いに反比例した電流指令を与えて電流制御を行うための構成を示している。Ｖ（７２）、Ｖ（７３）、Ｖ（７４）、Ｖ（７７）、Ｖｒｅｆ１、及びＶｒｅｆ２は、それぞれ抵抗７２、基準電圧源７３、比較器７４、反転器７７、及びリファレンス電圧波形を示す。比較器７４は、抵抗７２の電圧Ｖ（７２）がマイナス端子に入力され、基準電圧源７３の電圧Ｖ（７３）がプラス端子に入力され、それぞれの信号を比較しＶ（７３）の方が大きい場合に電圧を出力する。比較器７４は、基準電圧源７３にヒステリシスを設けることにより、Ｖ（７２）に重畳するノイズの影響を抑えることができる。比較器７４の出力電圧Ｖ（７４）は、抵抗７５とキャパシタ７６によって平滑され、ＬＥＤ負荷１５の電流指令値に相当するリファレンス電圧Ｖｒｅｆ１として誤差増幅器３１のプラス端子に入力される。

一方、比較器７４の出力電圧Ｖ（７４）は、反転器７７によってＶ（７７）となり、抵抗７８とキャパシタ７９によって平滑され、ＬＥＤ負荷２５の電流指令値に相当するリファレンス電圧Ｖｒｅｆ２として、誤差増幅器４１のプラス端子に入力される。

すなわち、反転器７７を用いて、逆比例した電流指令Ｖｒｅｆ１とＶｒｅｆ２を作成することにより、図３や図４のように、第１，第２の発光ダイオードに、互いに反比例した電流制御をかけるための電流指令回路７０を構成している。

図１３は、図９の実施例３における導通位相角とリファレンス電圧の関係を示す説明図である。図１２に示す基準電圧源７３の電圧Ｖ（７３）を調整することにより、図１３に示すように、導通位相角に対し、各リファレンス電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を調整することができる。図１３において、導通位相角が０度からφａまでの間、Ｖｒｅｆ１はＶａ一定、Ｖｒｅｆ２は０Ｖ一定となり、φａからφｂまで増加すると、Ｖｒｅｆ１はＶａからＶａ／２まで減少し、Ｖｒｅｆ２は０ＶからＶａ／２まで増加する。φｂから１８０度までの間は、Ｖｒｅｆ1、Ｖｒｅｆ２ともに、Ｖａ／２一定となる。Ｖｒｅｆ１の最大値はＶａで、Ｖｒｅｆ２の最大値はＶａ／２となり、この条件でそれぞれＬＥＤ負荷１５、２５の電流が最大になるように電流検出器１６、２６の抵抗値を調整することになる。

本実施例３において、前述のように、ＬＥＤ負荷１５に昼光色ＬＥＤ用い、ＬＥＤ負荷２５に橙色ＬＥＤを用いた場合、導通位相角が小さいと昼光色となり、導通位相角が大きいと電球色となる。このように、ＡＣパワー・コントローラ６によって導通位相角制御された電圧を可変色信号として用いることにより可変色制御が可能となる。

図１２及び図１３において、φａは０度に近く、φｂは１８０度に近い方が、導通位相角に対する色の変化の感度が小さくなり、操作性が向上する。但し、φａが小さいと電源が供給される期間が短くなり、ＬＥＤ負荷に十分な電力を供給することが出来なくなるため、電力に応じて下限値を設定することが望ましい。ここで、φａを０度に、φｂを１８０度に近づけるには、基準電圧源７３の電圧Ｖ（７３）を下げることにより可能であり、この場合の導通位相角とＶｒｅｆ１とＶｒｅｆ２の関係は図１４のようになる。

図１４は、図９の実施例３における導通位相角とリファレンス電圧の関係を示す第２の説明図である。導通位相角が０度からφａまでの間、Ｖｒｅｆ１はＶａ一定、Ｖｒｅｆ２は０Ｖ一定となり、φａからφｂまで増加するとＶｒｅｆ１はＶａからほぼ０Ｖまで減少し、Ｖｒｅｆ２は０ＶからほぼＶａまで増加する。φｂから１８０度までの間は、Ｖｒｅｆ1はほぼ０Ｖ一定、Ｖｒｅｆ２はほぼＶａ一定となる。図３での説明のように、ＬＥＤ負荷１５に昼光色ＬＥＤ用い、ＬＥＤ負荷２５に橙色ＬＥＤを用いた場合、Ｖｒｅｆ１にＶａ分のバイアスを加えてＶｒｅｆ１´とし、ＬＥＤ負荷１５の電流指令値とすれば、前述と同様の可変色制御が可能となる。この場合は、Ｖｒｅｆ１の最大値は２Ｖａ、Ｖｒｅｆ２はＶａとなり、この条件でそれぞれＬＥＤ負荷１５、２５の電流が最大になるように電流検出器１６、２６の抵抗値を調整することになる。

図１５は、本発明の実施例に適用できる、リモコンからの調光信号及び可変色信号を受けて各ＬＥＤ負荷の電流指令値を調整する回路構成図である。図１５において、受光素子２０１にて受信した調光及び可変色信号は、信号増幅器２０２を介して増幅し、マイコン２０３に入力する。マイコン２０３は、各信号に基づいてプログラムに従ってＬＥＤ負荷の電流指令値を計算し、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２を出力する。

図１６は、本発明の実施例４による発光ダイオード用電源の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付して説明は省略する。図１の実施例１と異なる点は、電圧変換回路１０のインダクタ１３に流れる電流を電流検出器１７で検出し、比較器３２のマイナス端子３５に入力している点である。電圧変換回路２０も同様に、インダクタ２３に流れる電流を電流検出器２７で検出し、比較器４２のマイナス端子４５に入力する。

これまでの実施例においては、電流制御にパルス幅制御を適用すると、例えば、電流指令値が低い値から高い値に急激に変化した際、誤差増幅器の出力電圧が高くなり、スイッチング素子のオン時間が長くなる。これにより、インダクタの電流が急激に増える。

これに対し、図１６に示すように、脈動する検出電流を比較器３２，４２のマイナス端子にフィードバックすることにより、オン時間の増加を抑えることができる。このように、電流をフィードバックすることにより、応答性を向上させ、動作の安定性を確保することができる。本実施例４では、インダクタ１３，２３の電流を検出し、比較器に入力しているが、スイッチング素子１１，２１の電流を検出しても構わない。

図１７は、本発明の実施例５による発光ダイオード用電源の電圧変換回路の構成図である。図１と同一部分については同一符号を付して説明は省略する。図１の実施例１と異なる点は、電圧変換回路１０のダイオード１２を、スイッチング素子１８に置き換えている点であり、ダイオードよりオン抵抗の低いＭＯＳ−ＦＥＴを用いて同期整流を行うことにより、損失を小さくすることができる。電圧変換回路２０も、同様にダイオードをスイッチング素子に置き換えて同期整流を行うことができる。

図１８は、本発明の実施例６による発行ダイオード用電源の電圧変換回路の構成図である。図７と同一部分については同一符号を付して説明は省略する。図７の実施例２と異なる点は、電圧変換回路５０のダイオード５２をスイッチング素子５８に置き換えている点であり、ダイオードよりオン抵抗の低いＭＯＳ−ＦＥＴを用いて同期整流を行うことにより、損失を小さくすることができる。電圧変換回路６０も同様にダイオードをスイッチング素子に置き換えて同期整流を行うことができる。

図１９は、本発明の実施例７による発行ダイオード用電源の回路構成図である。図１９において、直流電源１の両端には、第１の電圧変換回路１１０が接続されている。第１の電圧変換回路１１０の出力側には、第１のＬＥＤ負荷（第１組）１０１とスイッチング素子３８、及び電流検出器１０４の直列回路と、第１のＬＥＤ負荷（第２組）１０２とスイッチング素子３９、及び電流検出器１０５の直列回路が接続されている。更に、第１の電圧変換回路１１０の出力側後段には、第２の電圧変換回路１２０が接続されており、同様に、第２のＬＥＤ負荷１０３とスイッチング素子４８、及び電流検出器１０６の直列回路が接続されている。スイッチング素子３８、３９、及び４８は、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いているが、バイポーラトランジスタを用いても構わない。第１の電圧変換回路１１０の出力両端には、抵抗３６、３７の直列回路からなる電圧検出器が接続されており、抵抗３７によって電圧を検出し、前述のように、誤差増幅器、比較器、及び発振器から構成された制御回路３０によって出力電圧が制御される。第２の電圧変換回路１２０の出力両端にも同様に、抵抗４６、４７の直列回路からなる電圧検出器が接続されており、抵抗４７によって電圧を検出し、誤差増幅器、比較器、及び発振器から構成された制御回路４０によって出力電圧が制御される。第１のＬＥＤ負荷（第１組）１０１に流れる電流は、電流検出器１０４によって電圧に変換され、誤差増幅器３１１のマイナス端子に入力される。誤差増幅器３１１のプラス端子には、ＬＥＤ負荷１０１の電流指令値に相当するリファレンス電圧Ｖｒｅｆ１０１が入力され、電流指令値とＬＥＤ負荷１０１の電流との誤差を増幅し、スイッチング素子３８のゲート電圧を制御する。第１のＬＥＤ負荷（第２組）１０２及び第２のＬＥＤ負荷１０３に流れる電流の制御も同様であり、説明を省略する。両電圧変換回路１１０，１２０は、ＬＥＤ負荷の順方向電圧とほぼ同じ値になるように出力電圧を制御する。これにより、ＬＥＤ負荷と直列接続されたスイッチング素子に印加される電圧を低減することができ、損失を抑えることができる。電流制御は、前述と同様にアナログ制御やパルス幅制御を適用することができ、パルス幅制御の周波数は光のちらつきが目立たない程度に、例えば数百Ｈｚから数ＫＨｚの周波数にすれば良い。本実施例７では、電圧変換回路の出力電圧と、ＬＥＤ負荷の電流とを、別々に制御するため、電圧変換回路の出力に複数組並列にＬＥＤ負荷を接続し、各々の電流を制御することが可能となる。

図２０は、本発明の実施例８による発行ダイオード用電源のＬＥＤ負荷回路の構成図である。電圧変換回路（図示しない）の出力両端には、ＬＥＤ負荷１０１とスイッチング素子１１５の直列回路と、スイッチング素子１１６、抵抗１１３、及びスイッチング素子１１４の直列回路とが、並列に接続されている。スイッチング素子１１４、１１５は、ＮＰＮトランジスタであり、スイッチング素子１１６には、ＰＮＰトランジスタを用いている。スイッチング素子１１４のコレクタ及びベース端子と、スイッチング素子１１５のベース端子は、互いに接続されており、カレントミラー回路を構成している。ＬＥＤ負荷１０１に流れる電流ピーク値は、電圧変換回路の電圧と抵抗１１３によって決まり、スイッチング素子１１６のオン時間Ｄｕｔｙを可変することにより電流を制御することができる。

図２１は、本発明の実施例８の変形例による発行ダイオード用電源のＬＥＤ負荷回路の構成図である。この変形例では、図２０のスイッチング素子１１４、１１５をＰＮＰトランジスタ１１８、１１９に置き換え、スイッチング素子１１６をＮＰＮトランジスタ１２１に置き換えている。この実施例８の変形例においても、図２０と同様に制御することにより、ＬＥＤ負荷１０１の電流を制御することができる。

図２２は、本発明の実施例１〜８のいずれかの発光ダイオード用電源を内蔵搭載した照明装置筐体２１０の外観図である。

図２３は、図２２のＸＹ断面図を示す。図２３から、筐体２１０内には、回路部品２１７を搭載した電源基板２１４が内蔵され、ＬＥＤ負荷２１１は、放熱フィン２１３を有する基板２１２上に実装されている。これにより、ＬＥＤ負荷２１１で発生した熱は、基板２１２を介して放熱フィン２１３により放熱される。ＬＥＤ負荷２１１からの光は、拡散板２１５を介して出力され、筐体２１０の内面に設けられた反射板２１６によって前方の光出力を向上している。

本発明は、ＬＥＤ負荷を複数個並べて用いる照明器具、スタンド照明、スポット照明、信号機、及び自動車の各種ライトや液晶バックライト等に適用できる。

本発明の実施例１による発光ダイオード用電源の回路構成図。図１の実施例１における電圧変換回路のオン時間Ｄｕｔｙと出力電圧の関係を示すグラフ。図１の実施例１における色とＬＥＤ電流の関係を示す第１の説明図。図１の実施例１における色とＬＥＤ電流の関係を示す第２の説明図。図１の実施例１におけるアナログ制御とパルス幅制御を組み合わせたマルチ制御のリファレンス電圧の動作波形図。図１の実施例１にマルチ制御を適用した場合のＬＥＤ電流とリファレンス電圧の電圧レベル及びＤｕｔｙの関係図。本発明の実施例２による発光ダイオード用電源の回路構成図。図７の実施例２における電圧変換回路のオン時間Ｄｕｔｙと出力電圧の関係を示すグラフ。本発明の実施例３による発光ダイオード用電源の回路構成図。図９の実施例３における商用交流電源の電圧波形とＡＣパワー・コントローラの出力電圧波形。図９の実施例３におけるＡＣパワー・コントローラに容量性負荷が接続された時のＡＣパワー・コントローラ出力電圧、入力電流及び平滑後の直流電圧波形図。図９の実施例３における制御指令回路の各部の動作波形図。図９の実施例３における導通位相角とリファレンス電圧の関係説明図。図９の実施例３における導通位相角とリファレンス電圧の関係を示す第２の説明図。本発明の実施例に適用名可能な、リモコンからの調光信号及び可変色信号を受けて各ＬＥＤ負荷の電流指令値を調整する回路構成図。本発明の実施例４による発光ダイオード用電源の回路構成図。本発明の実施例５による発光ダイオード用電源の電圧変換回路構成図。本発明の実施例６による発行ダイオード用電源の電圧変換回路構成図。本発明の実施例７による発光ダイオード用電源の電圧変換回路構成図。本発明の実施例８による発光ダイオード用電源のＬＥＤ負荷回路の回路構成図。本発明の実施例８の変形例による発光ダイオード用電源のＬＥＤ負荷回路の回路構成図。本発明の実施例１〜８のいずれかの発光ダイオード用電源を内蔵搭載した照明装置の外観図。図２２の照明装置のＸ−Ｙ断面図。

符号の説明

１…直流電源、２…商用交流電源、４，１３，２３，５３，６３，８３，８６…インダクタ、３，１４，２４，５４，６４，７６，７９，８４，８５…キャパシタ、５…整流回路、６…ＡＣパワー・コントローラ（調光器）、１０，２０，５０，６０，８０，１１０，１２０…電圧変換回路、１１，１８，２１，３８，３９，４８，５１，５８，６１，８１，１１４〜１１６，１１８〜１１９，１２１…スイッチング素子、１２，２２，５２，６２，８２…ダイオード、１５，２５，１０１〜１０３，２１１…ＬＥＤ負荷、１６，１７，２６，２７，１０４〜１０６…電流検出器、３０，４０…制御回路、３１，３１１，３１２，４１…誤差増幅器、３２，４２，７４…比較器、３３，４３…発振器、３４，４４…ドライブ回路、７０…電流指令回路、７３…基準電圧源、７７…反転器、３６，３７，４６，４７，７１，７２，７５，７８，１１３…抵抗、２０１…受光素子、２０２…信号増幅器、２０３…マイコン、２１０…筐体、２１２，２１４…基板、２１３…放熱フィン、２１５…拡散板、２１６…反射板、２１７…回路部品。

Claims

複数の負荷へ給電する直流電源装置において、直流電圧を変換する２以上のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を直列に接続し、これら各ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の出力にそれぞれ最大電圧の異なる前記負荷を接続したことを特徴とする直流電源装置。
請求項１において、２以上の前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を、それぞれが所定の関係を持って変化する電流指令に基づいて制御する電流制御手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。
請求項１において、２以上の前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路は、それぞれが降圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路であることを特徴とする直流電源装置。
請求項１において、２以上の前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路は、それぞれが昇圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路であることを特徴とする直流電源装置。
発光ダイオード（ＬＥＤ）を含むＬＥＤ負荷に電力を供給する発光ダイオード用電源において、直流電圧を変換する２以上のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を直列に接続し、これら各ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の出力側にそれぞれＬＥＤ負荷を接続したことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項５において、前記各ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路にそれぞれ接続された各ＬＥＤ負荷は、それらの最大電圧が互いに異なることを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項５において、前記ＬＥＤ負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、この電流検出器の出力を電流指令値に近づけるように前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を制御する電流制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項７において、２以上の前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を、それぞれが所定の関係を持って変化する電流指令に基づいて制御する電流制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項５において、２以上の前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路は、それぞれが、スイッチング素子、インダクタ、ダイオード及びキャパシタを備えた降圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路であることを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項５において、２以上の前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路は、それぞれが、スイッチング素子、インダクタ、ダイオード及びキャパシタを備えた昇圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣ電圧変換回路であることを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項５において、前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路は、スイッチング素子、インダクタ、ダイオード及びキャパシタを備え、前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の出力電流又は電圧を検出する電流又は電圧検出器と、この電流又は電圧検出器の出力を電流又は電圧指令値に近づけるように前記スイッチング素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項１１において、前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の前記インダクタ又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出器と、この電流検出器の出力を所定の電流増加率に抑制するように前記スイッチング素子を駆動制御する電流急増抑制手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項７において、前記電流制御手段は、アナログのレベルを調整するアナログ制御、パルス幅変調制御、又はアナログ制御とパルス幅変調制御を組み合わせたマルチ制御のいずれかに基づくことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項５において、それぞれの前記ＬＥＤ負荷に直列接続したスイッチング素子と、それぞれの前記ＬＥＤ負荷に流れる電流を検出する複数の電流検出器と、これらの電流検出器の出力をそれぞれの電流指令値に近づけるようにそれぞれの前記スイッチング素子を制御する電流制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項１４において、それぞれの前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の出力電圧を検出する電圧検出器と、これらの電圧検出器の出力をそれぞれの電圧指令値に近づけるようにそれぞれの前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を制御する複数の電圧制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項１４において、前記電流制御手段は、それぞれの前記スイッチング素子とカレントミラー回路を構成する複数の第２のスイッチング素子と、これら第２のスイッチング素子と直列接続した複数の第３のスイッチング素子と、これら第３のスイッチング素子と直列接続され、それぞれの前記ＬＥＤ負荷の電流ピーク値を設定する複数の抵抗器と、それぞれの前記第３のスイッチング素子のパルス幅変調率を調整する手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項７において、商用交流電源と整流回路との間に挿入され、前記交流電源電圧の導通位相角を制御して前記直流電圧を得るスイッチング素子と、この直流電圧を検出する電圧検出器と、この電圧検出器の出力に応じて、前記電流制御手段の前記電流指令値を出力する電流指令回路を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項１７において、前記電圧検出器の出力の増大に応じて、前記電流制御手段の出力を絞り込む電流急増抑制手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
発光ダイオード（ＬＥＤ）を含むＬＥＤ負荷に電力を供給する発光ダイオード用電源において、直流電源に接続され、第１のＬＥＤ負荷に電力を供給する第１の電圧変換回路と、この第１の電圧変換回路の出力電圧を入力電圧とするとともに、前記第１のＬＥＤ負荷とはその最大電圧の異なる第２のＬＥＤ負荷に電力を供給する第２の電圧変換回路と、これら第１及び第２の電圧変換回路を個別に制御する複数の個別制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項１９において、前記第１のＬＥＤ負荷は昼光色又は電球色ＬＥＤであって、前記第２のＬＥＤ負荷は橙色又は青緑色ＬＥＤであって、複数の前記個別制御手段は、各ＬＥＤ負荷に流れる電流を制御する可変色制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項１９において、前記第２の電圧変換回路の出力電圧を入力電圧とするとともに、前記第１及び第２のＬＥＤ負荷とはその最大電圧が異なる第３のＬＥＤ負荷に電力を供給する第３の電圧変換回路と、これら第１〜第３の電圧変換回路を個別に制御する３つの個別制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項２１において、前記第１のＬＥＤ負荷は白色ＬＥＤであって、前記第２のＬＥＤ負荷は青緑色ＬＥＤであって、前記第３のＬＥＤ負荷は橙色ＬＥＤであって、３つの前記個別制御手段は、各ＬＥＤ負荷に流れる電流を制御する可変色制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項１９において、直流電源に接続された第１の降圧チョッパ型の電圧変換回路と、この第１の電圧変換回路の出力側に接続された第１のＬＥＤ負荷と、前記第１の電圧変換回路の出力電圧を入力電圧とする第２の降圧チョッパ型の電圧変換回路と、この第２の電圧変換回路の出力側に接続され前記第１のＬＥＤ負荷よりも最大電圧が低い第２のＬＥＤ負荷と、それぞれが異なる変化をもつ電流指令を発生する第１及び第２の電流指令手段と、前記第１及び第２のＬＥＤ負荷にそれぞれ流れる電流を検出する電流検出器と、これら２つの電流検出器の出力をそれぞれ前記第１及び第２の電流指令に近づけるように前記第１及び第２の電圧変換回路を制御する個別の電流制御手段を備えたことを特徴とする発光ダイオード用電源。
請求項５〜２３のいずれかの発光ダイオード用電源を備えたことを特徴とする照明装置。