JP4833101B2

JP4833101B2 - 整流装置

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Publication number: JP4833101B2
Application number: JP2007023846A
Authority: JP
Inventors: みゆき竹下; 明彦岩田; 郁朗菅; 茂樹原田; 憲一川畑; 隆熊谷; 賢司藤原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-02-02
Filing date: 2007-02-02
Publication date: 2011-12-07
Anticipated expiration: 2027-02-02
Also published as: CN101589553B; JP2008193282A; CN101589553A

Description

この発明は、２つの外部端子間に接続され、一方向のみ電流を流し、逆方向の電流を阻止する整流装置に関するものである。

２つの外部端子間に接続される整流素子であるダイオードは、順方向に電圧が印加された場合は、陽極側から陰極側に一方向に電流を流し、逆電圧が印加されると、逆向きに流れようとする電流を阻止する動作を行う。これら一般的なダイオードは、冗長系電源や、整流回路などに使用されている。しかしながら、ダイオードには導通時に順方向電圧が発生し、この電圧と順方向電流との積により比較的大きな導通損失が生じる。特に、冗長系などで複数個直列接続して使用される場合では、ダイオードの接続数分だけ損失が増加するという問題がある。

導通損失の少ない従来の整流装置である低電力消費ダイオード回路は、陽極配線と陰極配線とを有し、比較器とスイッチとダイオードとを含んでいる。比較器は２つの入力を有し、陽極配線は一方の入力に接続され、陰極配線は他方の入力に接続されている。陽極配線の電圧が陰極配線の電圧よりも所定の順方向電圧分を超える場合は、比較器は出力線に高論理レベル信号を出力し、スイッチは、導通に切り替わり陽極配線と陰極配線と電子的に接続する（例えば、特許文献１参照）。

特開平７−２９７６９９号公報

上記特許文献１に示す従来の整流装置では、スイッチに例えばＮ−ＭＯＳＦＥＴを用い、導通損失をダイオードよりも低減できる。しかしながら、スイッチを動作させるための駆動電圧を外部から供給する必要があるので、陽極配線側と陰極配線側との２端子以外に電源端子を必要とする。このため、一般的な２端子のダイオードとの置き換えは困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、２つの外部端子間に接続され、さらなる端子および外部電源が不要で、２端子のダイオードとの置き換えが容易であると共に、導通時の損失が低減された高効率の整流装置を提供することを目的とする。

この発明による整流装置は、外部端子を陽極端子と陰極端子との２端子とした整流装置であって、上記２端子間に接続され、ゲート電極により駆動制御される半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に並列に接続され、上記整流装置の動作開始時に整流動作を行う並列ダイオードと、上記２端子間が導通時に該２端子間に発生する導通電圧を所定の電圧に昇圧する昇圧回路と、上記２端子間の導通状態を継続できるように該昇圧回路の出力を電源として上記半導体スイッチング素子の上記ゲート電極に駆動信号を出力する駆動制御回路とを備えたものである。

この発明による整流装置は、２端子間が導通したときに発生する微小な電圧を昇圧回路にて所定の電圧に昇圧して駆動制御回路を動作させるため、さらなる端子および外部電源が不要で、２端子のダイオードとの置き換えが容易である。また、半導体スイッチング素子を用いているため、ダイオードよりも導通時の損失が低減され高効率な整流装置となる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による整流装置を図を用いて説明する。図１は、この発明の実施の形態１による整流装置の概略構成図である。
図に示すように、整流装置１は、半導体スイッチング素子として、ソース・ドレイン間に並列ダイオードである寄生ダイオード２ａを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴ２（以下、単にＭＯＳＦＥＴ２と称す）と、昇圧回路としてのマイクロパワーコンバータ部３と、駆動制御回路としてのセルフドライブ制御部４とを備え、外部端子を、陽極端子１１、陰極端子１２の２端子とする。この場合、ＭＯＳＦＥＴ２はｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、ソース電極を陽極端子１１に、ドレイン電極を陰極端子１２に接続する。

図２は、図１に示す整流装置１の動作原理図である。なお、以下図において、同一番号は同一機能を持つものとする。
図２に示すように、マイクロパワーコンバータ部３、セルフドライブ制御部４は、それぞれＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に接続されている。動作開始前には、マイクロパワーコンバータ部３およびセルフドライブ制御部４とも停止状態で、ＭＯＳＦＥＴ２が導通していない開放状態である。この状態で、陽極端子１１から陰極端子１２に電流ｉが流れる場合は、寄生ダイオード２ａに順方向電流が流れる。これにより整流装置は動作開始し、寄生ダイオード２ａの順方向電圧特性により、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に寄生ダイオード２ａの両端電圧である数１００ｍＶの電位差が発生し、この電位差による微小電圧によりマイクロパワーコンバータ部３が起動して昇圧動作を開始する。

マイクロパワーコンバータ部３は、陽極端子１１から陰極端子１２へ電流ｉが流れる導通時に両端子間に発生する電圧であるソース・ドレイン間の電圧Ｖdsを所定の電圧まで昇圧する。この昇圧動作により生成された電圧は、セルフドライブ制御部４に電源電圧として供給され、セルフドライブ制御部４はＭＯＳＦＥＴ２のゲート駆動信号（駆動電圧Ｖｇ）を生成する。これによりＭＯＳＦＥＴ２がオンして導通すると、陽極端子１１から陰極端子１２にＭＯＳＦＥＴ２を介した電流ｉが流れる。ここでＭＯＳＦＥＴ２を流れる電流ｉは、寄生ダイオード２ａを介するものではなく、ＭＯＳＦＥＴ２がオンしてチャネルを流れる本来のスイッチ電流である。

ＭＯＳＦＥＴ２に電流ｉが流れると、この電流ｉとＭＯＳＦＥＴ２の内部抵抗による電圧降下が発生し、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に例えば０．３Ｖの電圧Ｖdsが発生する。このソース・ドレイン間の電圧はマイクロパワーコンバータ部３に供給され、マイクロパワーコンバータ部３は昇圧動作を行い、昇圧された電圧はセルフドライブ制御部４に電源電圧として供給される。そしてセルフドライブ制御部４はＭＯＳＦＥＴ２のゲート駆動信号を生成し、ＭＯＳＦＥＴ２が導通する。
以上の動作を繰り返し、ＭＯＳＦＥＴ２の導通時にソース・ドレイン間に発生する導通電圧Ｖdsを昇圧し、昇圧された電圧をセルフドライブ制御部４に給電しながらＭＯＳＦＥＴ２を連続的に駆動するように動作する。

図１、図２で示した整流装置１において、マイクロパワーコンバータ部３、セルフドライブ制御部４の内部構成を図３に示す。
図３に示すように、マイクロパワーコンバータ部３、セルフドライブ制御部４は、それぞれＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に接続されている。マイクロパワーコンバータ部３は、主にクロック発生回路としての発振器３１とチャージポンプ３２とで構成される昇圧回路、およびこのチャージポンプ３２の後段に配されるＤＣ／ＤＣコンバータ３４とを備える。なお、３３は、チャージポンプ３２が備える充放電コンデンサである。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４は、リアクトル、ダイオードおよびスイッチから成る昇圧チョッパ回路などで構成される。
セルフドライブ制御部４は、端子間電圧検出部４１およびゲートドライバ４２により構成され、マイクロパワーコンバータ部３より供給される電圧を電源として動作する。ゲートドライバ４２の出力はＭＯＳＦＥＴ２のゲート電極に接続される。またこれら端子間電圧検出部４１およびゲートドライバ４２は低消費電流回路で構成されている。

図４は、整流装置１の動作を説明する各部の電圧波形である。図４（ａ）は、マイクロパワーコンバータ部３およびセルフドライブ制御部４に入力される電圧Ｖinの電圧波形であり、この場合、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に発生する導通電圧Ｖdsが電圧Ｖinとなる。図４（ｂ）はチャージポンプ３２より生成される電圧Ｖstの電圧波形、図４（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ３４の電源電圧ＶDDの電圧波形、図４（ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ３４の出力電圧Ｖoutの電圧波形、図４（ｅ）はゲートドライバ４２の出力電圧（ゲート駆動信号）Ｖonの電圧波形である。

図３、図４に基づいて整流装置１の動作の詳細を以下に説明する。
ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に発生する導通電圧、例えば０．３Ｖ程度の電圧は、入力電圧Ｖinとしてマイクロパワーコンバータ部３およびセルフドライブ制御部４へ入力される。この入力電圧Ｖinは整流装置１の動作開始時は、寄生ダイオード２ａの両端に発生する順方向電圧であり、実際にはＭＯＳＦＥＴ２がオン時の導通電圧よりも若干高いものである。
マイクロパワーコンバータ部３では、寄生ダイオード２ａが導通する動作開始時に、発振器３１とチャージポンプ３２とで構成される昇圧回路を入力電圧Ｖinにて起動させると共に、この入力電圧Ｖinを昇圧して例えば２Ｖの電圧Ｖstを出力する。後段のＤＣ／ＤＣコンバータ３４は、チャージポンプ３２にて昇圧された電圧Ｖstを電源電圧ＶDDとして起動する。また、入力電圧Ｖinは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４にも入力されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４は入力電圧Ｖinを所定の電圧、例えば５Ｖに昇圧して電圧Ｖoutを出力する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３４の出力電圧Ｖoutは、セルフドライブ制御部４に電源電圧として供給されると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４の電源電圧ＶDDにも供給され、電源電圧ＶDDは、例えば２Ｖから５Ｖの電圧レベルに上昇する。
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４は、出力電圧Ｖoutを自身の電源電圧として供給するように構成したので、チャージポンプ３２にて昇圧された電圧Ｖstにより起動した後は、連続的に昇圧動作を繰り返すことができる。

セルフドライブ制御部４は、マイクロパワーコンバータ部３の出力であるＤＣ／ＤＣコンバータ３４の出力電圧Ｖoutを電源電圧として動作する。入力電圧Ｖinは、セルフドライブ制御部４の端子間電圧検出部４１に入力され、端子間電圧検出部４１はＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間が導通したことを検知すると、ゲートドライバ４２に信号を出力し、ゲートドライバ４２は、端子間電圧検出部４１からの出力信号に応じて、ゲート駆動信号Ｖonを出力する。
なお、端子間電圧検出部４１はＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間が寄生ダイオード２ａを介して導通した場合も、ＭＯＳＦＥＴ２がオンして導通した場合と同様に導通を検知する。

このように、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間が導通すると、セルフドライブ制御部４はＭＯＳＦＥＴ２をオンさせるゲート駆動信号Ｖonを出力し、ソース・ドレイン間の導通を継続しようとする。また、ソース・ドレイン間の導通により発生する導通電圧を入力電圧Ｖinとしてマイクロパワーコンバータ部３は昇圧動作を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４は、出力電圧Ｖoutをセルフドライブ制御部４へ電源電圧として出力すると共に自身の電源電圧として供給することで連続して昇圧動作を行う。
以上の繰り返しにより、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に導通電圧が発生している間は、マイクロパワーコンバータ部３は必要な電圧を生成し、さらにセルフドライブ制御部４はＭＯＳＦＥＴ２を駆動し、これら一連の動作により整流装置１は自己給電しながら連続的に導通状態を継続することができる。

このため、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電極を駆動するための駆動電圧、例えば５Ｖの電圧を外部から供給する必要がなく、セルフドライブ制御部４はＭＯＳＦＥＴ２を連続的に駆動制御できる。このように、外部からの電源供給が不要であるため、２端子のダイオードとの置き換えが容易であり、ダイオードよりも導通時の損失が低減され高効率な整流装置１となる。

また、マイクロパワーコンバータ部３は、主に発振器３１とチャージポンプ３２とで構成される昇圧回路、およびこのチャージポンプ３２の後段に配されるＤＣ／ＤＣコンバータ３４との２段構成とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４は、出力電圧Ｖoutを自身の電源電圧にも用いるようにした。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４に必要な電源電圧を自身の昇圧動作により生成して効率的で安定した昇圧動作を継続でき、セルフドライブ制御部４に駆動電圧となる電源電圧を供給できる。なお、発振器３１とチャージポンプ３２とは、０．３Ｖ程度の微小な導通電圧にて動作するものを用い、これにより微小な導通電圧にて昇圧動作を起動することができ、チャージポンプ３２による昇圧電圧によりＤＣ／ＤＣコンバータ３４を起動できる。

実施の形態２．
上記実施の形態１による整流装置１は、従来から広く用いられている２端子のダイオードとの置き換えが容易であるが、この整流装置１の導通損失について、２端子のダイオードの導通損失と比較して説明する。
整流装置１の２端子１１、１２間に電流が流れる時に発生する導通損失Ｐonは、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に発生する電圧Ｖdsと、ソース・ドレイン間に流れる電流Ｉdとの積で表すことができる。また、ＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗をＲdsonとすると、以下の式が成り立つ。
Ｖds＝Ｒdson・Ｉd
Ｐon＝Ｖds・Ｉd
＝（Ｒdson・Ｉd）・Ｉd
＝Ｒdson・Ｉd^２

上記式により、整流装置１では、同じ電流Ｉdが流れた場合、ＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗Ｒdsonの値が小さいほど、導通損失Ｐonが小さくなることが分かる。一般的に、ＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗Ｒdsonは耐圧が低いほど小さくなる傾向にあり、その範囲は数１０ｍΩ〜約２Ωである。

一方、従来のダイオードでは、陽極端子（アノード端子）から陰極端子（カソード端子）方向に電流が流れると、素子の特性により通常約０．４〜２Ｖ程度の順方向電圧Ｖfが発生する。このダイオードに順方向電流が流れた時の導通損失Ｐon-dは、順方向電圧Ｖfと順方向電流Ｉfの積で表すことができ、以下の式が成り立つ。
Ｐon-d＝Ｖf・Ｉf

図５（ａ）は、整流装置１と、従来のダイオードとの導通時の電圧を比較した図である。整流装置１にＡ１（アンペア）の順方向電流Ｉdを流したときに２端子１１、１２間に発生する導通電圧、即ち、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に発生する電圧ＶdsはＶ１であり、ダイオードに同じＡ１（アンペア）の順方向電流Ｉfを流した時の順方向電圧ＶfはＶ２で、Ｖ２＞Ｖ１である。これにより、整流装置１の導通損失Ｐonは、ダイオードの導通損失Ｐon-dより（Ｖ２-Ｖ１）・Ａ１だけ低減されていることが分かる。

例えば、素子の耐圧が３００ＶクラスのＭＯＳＦＥＴ２を用いた整流装置１と、同様に３００Ｖクラスの耐圧のダイオードとで比較してみる。耐圧３００ＶクラスのＭＯＳＦＥＴ２におけるオン抵抗Ｒdsonは、比較的標準的な値で約０．０６Ωとし、ダイオードの順方向電圧は、順方向電流が１０Ａ程度流れたとき約０．８Ｖとする。整流装置１に１０Ａの電流が流れると、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に発生する電圧Ｖdsは約０．６Ｖとなり、導通電圧はダイオードの約０．８Ｖより０．２Ｖ低くなる。このため、整流装置１の導通損失Ｐon（６Ｗ）は、ダイオードの導通損失Ｐon-d（８Ｗ）より２５％低減する。
素子の耐圧が３００ＶクラスのＭＯＳＦＥＴ２を用いた整流装置１と、４００Ｖクラスの耐圧のダイオードとで導通時の電圧を比較した実測データを図５（ｂ）に示す。ここでも、導通時の電圧は整流装置１の方がダイオードよりも低く、導通損失が低減されるのが分かる。

図６（ａ）、図６（ｂ）は、それぞれ整流装置１の導通時の電圧が、ダイオードの場合の約半分になった場合の実測データを示す図である。いずれも、順方向電流が１０Ａ程度流れたときを比較すると、導通時の電圧が約半分となり、整流装置１の導通損失Ｐonが、ダイオードの導通損失Ｐon-dの約半分に低減されることが分かる。
上述したように、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に発生する導通電圧Ｖdsは、電流Ｉdとオン抵抗Ｒdsonとの積であるため、オン抵抗Ｒdsonが小さいほど導通電圧Ｖdsを低減させることができ、導通損失も低減できる。特に、大電流領域での適用を前提とする場合は、オン抵抗Ｒdsonが充分に小さいＭＯＳＦＥＴ２を用いる。

実施の形態３．
上記実施の形態１では、マイクロパワーコンバータ部３にＤＣ／ＤＣコンバータ３４を備えるものを示したが、この実施の形態では、異なる構成のマイクロパワーコンバータ部を用いた整流装置について図７に基づいて以下に説明する。なお、マイクロパワーコンバータ部以外の構成および動作は上記実施の形態１と同様である。
この実施の形態では、図７（ａ）に示すように、マイクロパワーコンバータ部３ａ内に発振器３１とチャージポンプ３２とで構成される上記実施の形態１と同様の昇圧回路を備え、さらにこのチャージポンプ３２の後段に別のチャージポンプ３２ａを備える。

マイクロパワーコンバータ部３ａでは、寄生ダイオード２ａが導通する動作開始時に、発振器３１とチャージポンプ３２とで構成される昇圧回路を入力電圧Ｖinにて起動させると共に、この入力電圧Ｖinを昇圧して例えば２Ｖの電圧Ｖstを出力する。後段のチャージポンプ３２ａは、チャージポンプ３２にて昇圧された電圧Ｖstにより昇圧動作を行い、所定の電圧、例えば５Ｖの電圧Ｖoutをセルフドライブ制御部４へ出力する。そして、セルフドライブ制御部４はＭＯＳＦＥＴ２を駆動し、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に導通電圧が発生し、この導通電圧が入力電圧Ｖinとしてマイクロパワーコンバータ部３ａおよびセルフドライブ制御部４に入力され、動作が継続する。
この場合、チャージポンプ３２、３２ａは２段構成のものを示したが、３段以上の多段構成でも良い。このように複数のチャージポンプ３２、３２ａを備えることにより、ソース・ドレイン間の微小な導通電圧から、例えば５Ｖの出力電圧Ｖoutを生成でき、セルフドライブ制御部４へ電源電圧として出力することができる。

以上の繰り返しにより、ＭＯＳＦＥＴ２のソース・ドレイン間に導通電圧が発生している間は、マイクロパワーコンバータ部３ａは必要な電圧を生成し、さらにセルフドライブ制御部４はＭＯＳＦＥＴ２を駆動し、これら一連の動作により整流装置は自己給電しながら連続的に導通状態を継続することができる。
このため、上記実施の形態１と同様に、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電極を駆動するための駆動電圧を外部から供給する必要がなく、２端子のダイオードとの置き換えが容易であり、ダイオードよりも導通時の損失が低減され高効率な整流装置となる。

なお、上記実施の形態は、複数のチャージポンプ３２、３２ａを備えるものとしたが、図７（ｂ）に示すように、発振器３１と１つのチャージポンプ３２ｂとでマイクロパワーコンバータ部３ｂを構成しても良い。３３ｂは、チャージポンプ３２ｂが備える充放電コンデンサである。この場合、チャージポンプ３２ｂはソース・ドレイン間の微小な導通電圧から、例えば５Ｖの出力電圧Ｖoutを生成できる高性能のものが必要となる。

また上記各実施の形態１〜３では、整流装置に用いる半導体スイッチング素子として寄生ダイオード２ａを内蔵したｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ２を用いたが、ｐチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴを用いても良く、ＳｉＣトランジスタなど、ゲート電極で駆動制御される他の半導体スイッチング素子でも良い。なお、寄生ダイオード２ａが内蔵されない半導体スイッチング素子を用いる場合は、並列ダイオードを順方向に接続することで、同様の動作および効果が得られる。

この発明の実施の形態１による整流装置の概略構成図である。この発明の実施の形態１による整流装置の動作原理図である。この発明の実施の形態１による整流装置の内部構成を説明する図である。この発明の実施の形態１による整流装置の動作を説明する各部の電圧波形である。この発明の実施の形態２による整流装置の導通時の電圧を示す図である。この発明の実施の形態２の別例による整流装置の導通時の電圧を示す図である。この発明の実施の形態３による整流装置の内部構成を説明する図である。

符号の説明

１整流装置、２半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ、
２ａ並列ダイオードとしての寄生ダイオード、
３，３ａ，３ｂ昇圧回路としてのマイクロパワーコンバータ部、
４駆動制御回路としてのセルフドライブ制御部、１１陽極端子（外部端子）、
１２陰極端子（外部端子）、３１クロック発生回路としての発振器、
３２，３２ａ，３２ｂチャージポンプ、３４ＤＣ／ＤＣコンバータ、
４１端子間電圧検出部、４２ゲートドライバ。

Claims

外部端子を陽極端子と陰極端子との２端子とした整流装置において、
上記２端子間に接続され、ゲート電極により駆動制御される半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に並列に接続され、上記整流装置の動作開始時に整流動作を行う並列ダイオードと、上記２端子間が導通時に該２端子間に発生する導通電圧を所定の電圧に昇圧する昇圧回路と、上記２端子間の導通状態を継続できるように該昇圧回路の出力を電源として上記半導体スイッチング素子の上記ゲート電極に駆動信号を出力する駆動制御回路とを備えたことを特徴とする整流装置。
上記駆動制御回路は、上記２端子間に発生する電圧に応じて上記駆動信号を出力することを特徴とする請求項１記載の整流装置。
上記昇圧回路は、自身の出力を該昇圧回路を動作させる電源電圧に用い、動作開始時には上記並列ダイオードの両端に発生する順方向電圧により動作することを特徴とする請求項１または２記載の整流装置。
上記昇圧回路は、クロック発生回路とチャージポンプとを備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の整流装置。
上記昇圧回路は、上記チャージポンプの後段にＤＣ／ＤＣコンバータを備え、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記チャージポンプにて昇圧された電圧にて起動し、上記２端子間の導通電圧を上記所定の電圧に昇圧して出力すると共に、該出力電圧を該ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させる電源電圧に用いることを特徴とする請求項４記載の整流装置。
上記半導体スイッチング素子は、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードを内蔵するパワーＭＯＳＦＥＴであり、該寄生ダイオードを上記並列ダイオードとしたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の整流装置。