CN104283424B - 具有依赖于负载的偏置的电压调节器 - Google Patents

具有依赖于负载的偏置的电压调节器 Download PDF

Info

Publication number
CN104283424B
CN104283424B CN201410231731.7A CN201410231731A CN104283424B CN 104283424 B CN104283424 B CN 104283424B CN 201410231731 A CN201410231731 A CN 201410231731A CN 104283424 B CN104283424 B CN 104283424B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
voltage source
output
transistor
terminal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201410231731.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104283424A (zh
Inventor
M·A·祖尼加
江启得
B·尼曼
陆阳
L·阮
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Wal Tai La Semiconductor Co
Original Assignee
Wal Tai La Semiconductor Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Wal Tai La Semiconductor Co filed Critical Wal Tai La Semiconductor Co
Publication of CN104283424A publication Critical patent/CN104283424A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104283424B publication Critical patent/CN104283424B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)

Abstract

本发明涉及具有依赖于负载的偏置的电压调节器。本文档描述了与电压调节器相关的系统和技术。本文档的主题能够被具体实施为一种包括对开关调节器的输出电流进行测量的方法。该开关调节器包括高侧晶体管和低侧晶体管，其中分别使用第一栅极电压和不同的第二栅极电压来驱动高侧晶体管和低侧晶体管。该方法还包括对开关调节器的直流(DC)电压源进行调节，从而根据所测量的输出电流来调节第一栅极电压。

Description

具有依赖于负载的偏置的电压调节器
技术领域
下面的公开内容涉及半导体电压调节器设备。
背景技术
电压调节器，例如DC-DC变换器，用于为电子系统提供稳定的电压源。对于诸如笔记本电脑和移动电话等低功率设备中的电池管理而言，特别需要高效的DC-DC变换器。开关电压调节器(或简称为“开关调节器”)是公知的高效DC-DC变换器。开关调节器通过以下操作来产生输出电压：将输入DC电压转换为高频电压，并且对该高频输入电压进行滤波以产生输出DC电压。具体地，开关调节器包括开关，该开关用于将输入DC电压源(例如电池)与负载(例如集成电路)交替地进行耦合或解耦合。输出滤波器典型地包括电感器和电容器，该输出滤波器耦合在输入电压源与负载之间，以对开关的输出进行滤波，并且由此提供输出DC电压。诸如脉宽调制器或脉频调制器等控制器控制该开关以保持基本恒定的输出DC电压。
发明内容
总体来说，在一方面中，本发明描述了一种方法，该方法包括对开关调节器的输出电流进行测量。该开关调节器包括高侧晶体管和低侧晶体管，其中分别利用第一栅极电压和不同的第二栅极电压来驱动高侧晶体管和低侧晶体管。该方法还包括对开关调节器的直流(DC)电压源进行调节，使得根据所测量的输出电流来调节第一栅极电压。
在另一方面中，本发明描述了一种开关调节器，该开关调节器具有输入端子和输出端子。该开关调节器包括：高侧晶体管，该高侧晶体管在输入端子和中间端子之间；低侧晶体管，该低侧晶体管在中间端子和地之间；以及控制器，该控制器驱动高侧晶体管和低侧晶体管，以交替地将中间端子耦合到输入端子和地。控制器利用第一栅极电压来驱动高侧晶体管，并利用不同的第二栅极电压来驱动低侧晶体管，并被配置为对开关调节器的直流(DC)电压源进行调节，以使得根据在输出端子处所测量的电流来调节第一栅极电压。
在另一方面中，本发明描述了一种系统，该系统包括被配置为对开关调节器的输出端子处的输出电流进行测量的电流传感器。开关调节器包括由第一栅极电压驱动的高侧晶体管、以及由第二栅极电压驱动的低侧晶体管。该系统还包括反馈电路，该反馈电路连接至开关调节器的直流(DC)电压源。该反馈电路被配置为对DC电压源进行调节，以使得根据所测量的输出电流来调节第一栅极电压。
实施方式可以包括下面的一个或多个。
可以对DC电压源进行调节，以使得较高的输出电流引起较高的第一栅极电压。对于基本无输出电流，第一栅极电压在1.7V和1.8V之间。可以对DC电压源进行调节，以使得对于30A输出电流，第一栅极电压至少为2V。可以对DC电压源进行调节，以使得对于输出电流值的范围，第一栅极电压是输出电流的单调函数。可以对DC电压源进行调节，以使得对于输出电流值的范围，高侧晶体管的饱和电流基本上是恒定的。
开关调节器可以包括在控制器和高侧晶体管之间的高侧驱动器电路。控制器可以通过向高侧驱动器电路提供控制信号来驱动高侧晶体管。高侧驱动器电路可以通过开关耦合到DC电压源，使得开关的开路配置允许保持足够保持高侧晶体管的基本恒定的饱和电流的驱动电压。高侧驱动器电路可以包括反向器，该反向器具有输入端子、输出端子、正电压端子和负电压端子。输入端子可以连接到控制器，而输出端子可以连接到高侧晶体管的栅极。控制器可以被配置为对表示输出电流测量结果的信号进行接收。较高的输出电流可以引起较高的第一栅极电压。对于基本无输出电流，第一栅极电压可以在1.7V和1.8V之间。对于基本等于30A的输出电流，第一栅极电压可以至少为2V。对于输出电流值的范围，第一栅极电压可以是输出电流的单调函数。DC电压源的输出可以是能够被调节的，以使得对于输出电流值的范围，高侧晶体管的饱和电流基本上是恒定的。
反馈电路可以被配置为对表示输出电流的测量结果的信号进行接收。反馈电路可以包括计算设备，该计算设备被配置为基于输出电流的测量结果来确定DC电压源的输出电压。反馈电路可以被配置为对DC电压源进行调节，以使得较高的输出电流引起DC电压源的较高的输出电压。反馈电路可以被配置为对DC电压源进行调节，以使得对于输出电流值的范围，DC电压源的输出电压基本上与输出电流成比例。
特定实施方式可以具有一个或多个以下优点。由于具有可调节的DC电压源来驱动功率晶体管的栅极，可以提高电压调节器的效率。具有可调节的DC电压源可以帮助在电压调节器的中间节点处快速地上拉电压，由此减少了开关时间。通过根据输出电流来调节DC电压源，可以提供驱动开关转换所需的足够的饱和电流。除了在对中间端子进行上拉而需要时以外，将电压调节至低值可以增加电压调节器的氧化层的预期寿命，并因此增加了容置该电压调节器的集成电路的预期寿命。
设置开关以预防从低侧驱动器电路放电(通常被称为反冲放电)，这可以通过保持低侧驱动器电路的足够的下拉强度来减少开关时间。在集成电路内设置基于晶体管的开关可以避免对外部电阻器的需要(以预防所述放电)，这转而会增加充电时间。基于晶体管的开关可以提供放电保护而不引入与使用简单二极管相关联的电压降。
将低侧驱动器电路连接至DC电压源(而不是地)也可以提供放电保护，同时通过具有减小的电压摆幅来提高调节器的效率。减小的摆幅进而可以实现功率节省。将低侧驱动器电路连接至DC电压源还可以向设备设计者提供更多的选择。例如，高侧设备的阈值电压可以被降至某一值，由此使得高侧设备的有效阈值电压与低侧设备的阈值电压是基本相同的或至少是相当的。这进而可以通过减小与调节器相关联的二极管反向恢复损耗来提高效率。通过使得DC电压源是可调节的，集成电路可以被实现为适应于与集成电路相关联的某一范围的地弹(由于例如寄生电感的存在，集成电路的内部地相对于实际地的抬升)。
下面的附图和说明阐述了一个或多个实施方式的细节。根据说明书、附图、和权利要求书，其它的特征、方面和优点将变得显而易见。
附图说明
下面将结合附图来描述示例性实施方式，其中相同的标记指代相同的元件，并且其中：
图1是开关调节器的电路图；
图2是根据输出电流对DC电压源进行调节的开关调节器的电路图；
图3是带有低侧放电保护的开关调节器的电路图；
图4是带有低侧放电保护的开关调节器的电路图；
图5是示出了根据输出电流对DC电压源进行调节的操作的示例性顺序的流程图。
具体实施方式
连续地推动功率电子器件和系统以继续改善总体性能。可以通过例如功率耗散、电气鲁棒性/可靠性、以及成本来测评性能。这些度量可以被例如设备结构选择、电路结构选择所影响。例如，对越来越低的功率耗散以及开关损耗的需求已经使得栅极驱动电压电平越来越低同时还保持或提高了驱动电流。
参照图1，开关调节器10通过输入端子20耦合到第一高直流(DC)输入电压源12，例如电池。输入端子20处的电压可以被称为VDDH。开关调节器10还通过输出端子24耦合到负载14，例如集成电路。开关调节器10用作输入端子20与输出端子24之间的DC-DC变换器。开关调节器10包括开关电路16，开关电路16用作将输入端子20与中间端子22交替地进行耦合和解耦合的功率开关。开关电路16包括将中间端子22耦合至地的整流器，例如开关或二极管。具体地，开关电路16可以包括：第一晶体管40，被称为高侧晶体管，具有连接至输入端子20的源极和连接至中间端子22的漏极；以及第二晶体管42，被称为低侧晶体管或同步晶体管，具有连接至地的漏极和连接至中间端子22的源极。
在一个实施方式中，第一晶体管40可以是正沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管，而第二晶体管42可以是负沟道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管。在另一个实施方式中，第一晶体管40和第二晶体管42可以均为NMOS晶体管。在另一个实施方式中，第一晶体管40可以是PMOS、NMOS或横向双扩散金属氧化物半导体(LDMOS)，而第二晶体管42可以是LDMOS。
中间端子22通过输出滤波器26耦合到输出端子24。输出滤波器26将中间端子22处的中间电压的矩形波形转换为输出端子24处的基本为DC的输出电压。具体地，在降压变换器的拓扑中，输出滤波器26包括在中间端子22与输出端子24之间连接的电感器44以及与负载14并联连接的电容器46。在高侧导通期间，第一晶体管(也被称为高侧晶体管)40是闭合的(或导通的)，并且DC输入电压源12经由第一晶体管40为负载14和电感器44提供能量。另一方面，在低侧导通期间，第二晶体管(也被称为低侧晶体管)42是闭合的，并且电流流经第二晶体管42，这是因为能量是由电感器44提供的。所产生的输出电压VOUT基本上是DC电压。
开关调节器还包括控制器18、高侧驱动器(也被称为高侧驱动器电路)80以及低侧驱动器(也被称为低侧驱动器电路)82，以用于控制开关电路16的操作。第一控制线30将高侧晶体管40连接至高侧驱动器80，而第二控制线32将低侧晶体管42连接至低侧驱动器82。高侧驱动器和低侧驱动器分别通过控制线84和86连接至控制器18。控制器18使得开关电路16在高侧导通时间段和低侧导通时间段之间交替，从而在中间端子22处产生具有矩形波形的中间电压VX。控制器18还可以包括反馈电路50，反馈电路50可以被配置为对通过输出端子24的电流Iload和输出电压VOUT进行测量。尽管控制器18典型地是脉宽调制器，但本文档中描述的方法和系统还可应用到其它调制方案中，例如脉频调制。
在一些实施方式中，高侧晶体管40和高侧驱动器80可以被合称为高侧设备。高侧驱动器80可以包括高侧电容器62和高侧反向器64。高侧反向器64包括耦合到电容器65的正电压端子66，该电容器65被配置成为高侧驱动器保持升压电压VBST。高侧反向器64还包括与开关调节器10的中间端子22相连的负电压端子68。高侧反向器64可以通过控制线84被连接至控制器18，并且通过控制线30被连接至高侧晶体管40的栅极。控制器18可以被配置为控制反向器64来导通或关断高侧晶体管40。
在一些实施方式中，低侧晶体管42和低侧驱动器82可以被合称为低侧设备。低侧驱动器82可以包括低侧电容器72和低侧反向器74。低侧反向器74包括耦合到第二DC输入电压源28的正电压端子76。DC电压源28的电压VCC可以用于对低侧驱动器82供电。在一些实施方式中，DC电压源28可以是可调节的，使得DC电压源28的输出可以在一范围内变化。低侧反向器74还包括与开关调节器10的内部地端子79相连接的负电压端子78。由于寄生电感(如图1中被表示为电感器83的寄生电感)的存在，开关调节器10的内部地79可以处于与实际地不同的电势。低侧反向器74可以通过控制线86连接至控制器18，并且通过控制线32连接至低侧晶体管42的栅极。控制器18可以被配置为控制反向器74以导通或关断低侧晶体管42。
将例如12V的电压VDDH施加至高侧晶体管40，并且当高侧晶体管40导通时，电流流经晶体管40和电感器44。相反，当低侧晶体管42导通时，电感器44从地来上拉电流。在常规操作下，调节器10在将高侧晶体管40导通与将低侧晶体管42导通之间进行转换，使得滤波器26的输出产生所期望的电压VOUT。VOUT是在0V与VDDH之间的电压。
为了提高调节器的效率，期望的是使高侧晶体管40导通而低侧晶体管42是关断的，并且反之亦然。然而，在切换之间会需要一些停机时间(downtime)，以便于避免使晶体管40、42二者同时导通，晶体管40、42二者同时导通可以引起直通并导致显著的效率损失以及晶体管损坏。因此，在每个高侧导通时间段与低侧导通时间段之间，存在一短的时间段，即固有死区时间(deadtime)td。
当两个晶体管40、42都关断时，通过电感器44的电流不会立即降至零。电感器两端的电压由等式1确定：
V＝L(di/dt)， (等式1)
其中V是电压，L是电感，而i是电感器中的电流。随着电感器电流减小，电感器的输入端处的电压(即，接近VDDH)被迫成为负电压。当该电压达到使得低侧晶体管42达到相应的阈值电压的值(例如-0.7V)时，低侧晶体管42开始将电流传导至电感器中。
可以通过控制高侧晶体管40和低侧晶体管42各自的栅极处的栅极电压来控制高侧晶体管40和低侧晶体管42。改变晶体管的栅极电压可以影响调节器10的功率耗散和/或效率。在一些实施方式中，如果对栅极电压进行调节以使得栅极与源极(Vgs)之间的电压增大，那么该增大可以引起较低的导通电阻(或较高的电导)，从而减小了与相应晶体管相关联的电阻性损耗。然而，在一些实施方式中，增大的Vgs可以导致增大的开关损耗。
在一些情况下，当高侧晶体管被导通并且电流从DC源12流经高侧晶体管40进入到电感器44中时，中间端子22处的电压可以下降至比高侧晶体管40的Vgs低的电压。这可以导致VBST的值降低，这是由于例如与高侧晶体管40的栅极共享电荷。例如，对于具有大约1.8V的Vgs的设备而言，中间端子22处的电压在切换期间可以下降至大约0.9V，这转而会导致可以用于驱动开关转换的饱和电流的损耗。这可以导致中间端子22处电压的缓慢上拉，从而导致增大的开关损耗。
在一些实施方式中，可以通过预防VBST的下降而减小开关损耗。例如，这可以通过如下方式实现：根据输出电流来对VCC进行调节并提供电路，以确保Vgs被相应地调节，并且确保在开关转换期间足够的饱和电流可用于高侧晶体管40。
图2示出了被配置为提高效率并减少开关损耗的开关调节器200。调节器200包括由反向器94驱动的晶体管90。反向器、并且因此晶体管90可以由控制器18控制。晶体管90的类型不同于晶体管40和42。例如，如果晶体管40和42是nMOS型晶体管(即，n沟道MOSFET)，则晶体管90是pMOS型的(即，p沟道MOSFET)。可替换地，如果晶体管40和42是pMOS型的，则晶体管90是nMOS型的。晶体管90的源极连接到高侧反向器64的正电压端子66，并且晶体管90的漏极耦合到DC电压源28。调节器200的其它部分可以与参照图1进行描述的调节器10基本相同。
在操作中，当高侧设备导通时，电流从DC源12流经高侧晶体管40并流入负载14。反馈电路50可以测量负载电流Iload并提供反馈信号，以根据负载电流对VCC进行调节。晶体管90为高侧设备保持足够的驱动电压，使得高侧晶体管40的饱和电流不会随着负载电流的增大而减小。
在一些实施方式中，位于调节器200内部或外部的不同控制器可以基于来自反馈电路50的反馈信号来对DC电压源28进行调节。在其它实施方式中，可以连接DC电压源12以替代DC电压源28。
随着VCC根据负载电流而增大，晶体管90被导通以保持高侧晶体管40的驱动电压，并且使得在高侧晶体管40处可以获得足够的饱和电流来实现快速而有效的转换。在一些实施方式中，高侧晶体管40中的过驱动是低的(例如，对于0.5V的阈值是0.9V)，并且Vgs的小的改变会引起饱和电流相当大的增加。
对于输出电流值的范围，VCC可以单调地变化。例如，对于无载情况(即，输出电流为0A)，VCC可以在1.7V和1.8V之间。对于30A的负载电流，VCC可以增大到例如2V，以对额外的负载电流进行补偿。对于在0A和30A之间的输出电流值，VCC可以分别在1.7V-1.8V到2V之间单调地变化。在这个范围内，VCC可以是例如输出电流的线性函数或二次函数。
返回参照图1，当低侧晶体管42关断而高侧晶体管40导通时，该切换可以导致中间端子22上的大的电压瞬变。所导致的快速电压变化率可以在低侧晶体管42的漏极侧产生位移电流，这是由于例如寄生电感(由电感器83所代表)的存在造成的。该位移电流可以引起低侧晶体管的栅极电压瞬间升高，由此部分地导通了低侧晶体管42。上述效果的组合使得调节器的内部地79被上拉至高于外部地的电平。这通常被称为地弹，并且引起电容器72经由电感器43向片外旁路电容器47放电。由于电容器72的所述放电，减小了低侧晶体管42的下拉强度(也被称为驱动)。较弱的下拉强度和由位移电流所感应的栅极电压的组合可以导致通常被称为反冲的开关损耗。在一些实施方式中，可以通过在放电路径中(例如，在电感器43和电容器47之间)放置足够高数值的电阻器来减小反冲。尽管这样的电阻器对减小反冲是有效的，然而非期望地，该电阻器还增加了电容器72的充电时间(也被称为上升时间)。
在一些实施方式中，可以通过在调节器内设置放电保护开关来减小反冲。图3示出了这样的调节器300的示例。调节器300包括内部开关108，内部开关108防止电容器72(可能穿过寄生电感器43)向电容器47中放电。在一些实施方式中，开关108包括晶体管106和反向器104。晶体管106的类型不同于晶体管40和42。例如，如果晶体管40和42是nMOS型晶体管，则晶体管106是pMOS型的。可替换地，如果晶体管40和42是pMOS型的，则晶体管106是nMOS型的。在一些实施方式中，晶体管106可以被称为隔离晶体管。晶体管106的源极(可能经由寄生电感器43而)被连接到外部电容器47以及DC电压源28的正端子。晶体管106的漏极被耦合到低侧反向器74的正电压端子76。晶体管106的栅极被连接到反向器104，反向器104基于从控制器18接收的控制信号来控制晶体管106。晶体管的正电压端子105被连接到晶体管106的漏极，并且反向器104的负电压端子103被连接到内部地79。
在操作中，当内部地79被上拉至高于实际地的电平并且造成了反冲状况时，控制器18可以被配置为关断晶体管106，由此断开开关108。这断开了电容器72和外部旁路电容器47之间的连接，由此防止了电容器72放电。因此，电容器72可以保持用于为低侧晶体管42提供足够的上拉强度所需要的电荷，由此减小了由反冲效应所导致的开关损耗。通过使用基于晶体管的开关108而不是使用二极管，可以避免在电容器72的充电路径中的非期望的二极管压降。
图4示出了开关调节器内用于减小与反冲相关的损耗的另一个示例性结构。在该示例中，调节器400包括低侧驱动器482，其中低侧反向器74的负电压端子78连接到DC电压源28(而不是内部地79)。低侧反向器74的正电压端子76连接到输入端子20，使得低侧反向器由DC电压源12在正压侧供电。在一些实施方式中，电容器72被连接在内部地和晶体管90的源极之间。DC电压源12和28的输出保持在不同的电平。例如，DC电压源12的输出VDDH可以保持在12V而DC电压源28的输出VCC可以保持在较低的值，例如1.8V。
图4所示出的调节器400可以提供若干优点。例如，通过使用晶体管90来阻止电容器72的放电可以减小非期望的与反冲相关的影响。当低侧设备关断时，控制器18可以被设置为断开晶体管90，使得电容器72不再向例如电容器65放电。
使用非零VCC作为地参考减小了正负电压端子(分别是76和78)之间的电压差，并且可以导致功率消耗的显著节省。例如，如果VDDH是12V而VCC是1.8V，则这两个端子之间的差值为10.2V(而不是在负电压端子78连接到地的情况下的12V)，并且可以实现与12和10.2之间的比值的平方成比例的功率节省。这样减小的栅极电压摆幅还减少了电容性损耗。此外，在低侧晶体管42关断状态下使用非零VCC偏置使得能够在第三操作象限中更容易地导通晶体管42。
使用非零VCC允许增加在设计调节器400时的灵活性。可以使用各种VCC电平，只要VCC不超过低侧晶体管42的阈值电压VT。例如，对于大约4V的VT，VCC可以保持在1.8V，使得对于低侧晶体管42，有效阈值电压VTeff大约为2.2V。
在一些实施方式中，可以期望的是高侧晶体管40和低侧晶体管42具有相当的阈值电压。尽管设计限制防止了低侧晶体管的阈值电压像高侧晶体管的阈值电压(其可以是例如0.5V)一样低，但是在这两个阈值电压之间具有微小差异有助于预防像反向恢复损耗这样的影响。在一些实施方式中，由于可调节的VCC可以被用作低侧反向器74的参考电压，因此向设备设计者提供了操控低侧晶体管42的VT的额外灵活性，由此有效阈值电压VTeff与高侧晶体管40的阈值电压基本相同，或至少与其相当。例如，对于1.8V的VCC，VT可以被设计为大约2.3V(其完全位于设计限制内)，使得VTeff是大约0.5V。
图5示出了描述根据输出电流来对调节器的DC电压源进行调节的示例性操作顺序的流程图500。操作包括对开关晶体管(510)的输出电流进行测量。开关调节器可以分别与上文参照图1、2、3和4所描述的任何调节器10、100、200和400基本类似。开关调节器可以包括高侧晶体管和低侧晶体管，其中分别利用第一栅极电压和不同的第二栅极电压来驱动高侧晶体管和低侧晶体管。
操作还包括对开关调节器的DC电压源进行调节，使得根据所测量的输出电流来调节第一栅极电压。随着输出电流增大，可以对DC电压源进行调节以增大第一栅极电压。这可以确保流经高侧晶体管的饱和电流对于输出电流的不同值保持基本恒定，并且高侧晶体管漏极处的电势不会显著地下降。可以通过使用例如电流传感器来完成对输出电流的测量。电流传感器可以是反馈电路的一部分，例如是参照图1所描述的反馈电路50的一部分。
在一些实施方式中，反馈电路可以有助于调节DC电压源，例如，通过将合适的控制信号提供给可调节的DC电压源的控制器。反馈电路可以包括计算设备，计算设备包括处理器、内存和存储设备，用于基于所测得的输出电流来产生控制信号。DC电压源可以作为输出电流的单调函数而被调节。例如，DC电压源的输出可以在对于输出电流值的范围而言的范围内线性地增大。例如，对于零输出电流，DC电压源的输出可以在1.7V和1.8V之间，而对于30A的输出电流，DC电压源的输出可以被调节至大约2V。输出可以在例如1.7V和2V之间以线性的、二次的、或更高次的单调方式来进行变化。
已经描述了若干实施方式。然而，应当理解可以在不脱离本发明精神和范围的情况下做出各种修改。某些实施方式可以包括上述各种实施方式的特征的组合。例如，反冲保护电路可以与反馈电路结合使用，以根据输出电流来调节VCC。其它实施例是在下面的权利要求书的范围内的。

Claims (18)

1.一种用于控制开关调节器的方法，包括：
利用高侧驱动器电路来驱动所述开关调节器的高侧晶体管的栅极，所述高侧驱动器电路包括耦合到电容器的正电压端子，所述电容器被配置成为所述高侧驱动器电路保持升压电压；
利用低侧驱动器电路来驱动所述开关调节器的低侧晶体管的栅极，所述低侧驱动器电路包括电耦合到电压源的正端子的正电压端子；
对所述开关调节器的输出电流进行测量；以及
响应于所测量的输出电流的增大：
增大所述电压源的电压，以及
使电耦合在所述电压源的正端子与所述高侧驱动器电路的正电压端子之间的晶体管导通。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
在所测量的输出电流基本为零时将所述电压源的电压设定在1.7V和1.8V之间。
3.如权利要求1所述的方法，还包括：
在所测量的输出电流为30A时将所述电压源的电压设定为2V。
4.如权利要求1所述的方法，还包括：
对所述电压源的电压进行调节，以使得对于输出电流值的范围，所述电压源的电压是输出电流的单调函数。
5.如权利要求1所述的方法，还包括对所述电压源的电压进行调节，以使得对于输出电流值的范围，所述高侧晶体管的饱和电流基本上是恒定的。
6.一种具有输入端子和输出端子的开关调节器，所述开关调节器包括：
高侧晶体管，所述高侧晶体管在所述输入端子和中间端子之间；
低侧晶体管，所述低侧晶体管在所述中间端子和地之间；
直流(DC)电压源；
高侧驱动器电路，用于驱动所述高侧晶体管的栅极，所述高侧驱动器电路包括耦合到电容器的正电压端子，所述电容器被配置成为所述高侧驱动器电路保持升压电压；
低侧驱动器电路，用于驱动所述低侧晶体管的栅极，所述低侧驱动器电路包括电耦合到所述直流电压源的正端子的正电压端子；
第三晶体管，其电耦合在所述高侧驱动器电路的正电压端子和所述直流电压源的正端子之间；以及
控制器，其控制所述高侧驱动器电路和所述低侧驱动器电路，以分别驱动所述高侧晶体管和所述低侧晶体管，从而交替地将所述中间端子耦合至所述输入端子和地，
其中所述控制器被配置为响应于所述开关调节器的输出电流的增大而(a)增大所述直流电压源的输出电压并且(b)使所述第三晶体管导通。
7.如权利要求6所述的开关调节器，其中所述高侧驱动器电路包括反向器，所述反向器具有输入端子和输出端子。
8.如权利要求7所述的开关调节器，其中所述输入端子连接到所述控制器并且所述输出端子连接到所述高侧晶体管的栅极。
9.如权利要求6所述的开关调节器，其中所述控制器被配置为对表示输出电流的测量结果的信号进行接收。
10.如权利要求6所述的开关调节器，其中所述控制器被配置为对所述直流电压源进行调节，以使得对于基本无输出电流，所述直流电压源的输出电压在1.7V和1.8V之间。
11.如权利要求6所述的开关调节器，其中所述控制器被配置为对所述直流电压源进行调节，以使得对于基本等于30A的输出电流，所述直流电压源的输出电压为2V。
12.如权利要求6所述的开关调节器，其中所述控制器被配置为对所述直流电压源进行调节，以使得对于输出电流值的范围，所述直流电压源的输出电压是输出电流的单调函数。
13.如权利要求6所述的开关调节器，其中所述控制器被配置为对所述直流电压源进行调节，以使得对于输出电流值的范围，所述高侧晶体管的饱和电流基本上是恒定的。
14.如权利要求6所述的开关调节器，还包括：
电流传感器，其被配置为对所述开关调节器的所述输出端子处的所述输出电流进行测量。
15.一种用于控制开关调节器的系统，包括：
高侧驱动器电路，用于驱动所述开关调节器的高侧晶体管的栅极，所述高侧驱动器电路包括耦合到电容器的正电压端子，所述电容器被配置成为所述高侧驱动器电路保持升压电压；
低侧驱动器电路，用于驱动所述开关调节器的低侧晶体管的栅极，所述低侧驱动器电路包括电耦合到直流(DC)电压源的正端子的正电压端子；
电耦合在所述高侧驱动器电路的正电压端子和所述直流电压源的正端子之间的晶体管；以及
电路，其被配置为响应于所述开关调节器的输出电流的增大而(a)控制所述直流电压源，以使得所述直流电压源的输出电压增大，以及(b)使电耦合在所述高侧驱动器电路的正电压端子和所述直流电压源之间的晶体管导通。
16.如权利要求15所述的系统，其中所述电路被配置为对所述直流电压源进行控制，以使得在所述输出电流基本为零时，所述直流电压源的输出电压在1.7V和1.8V之间。
17.如权利要求15所述的系统，其中所述电路被配置为对所述直流电压源进行控制，以使得在所述输出电流基本等于30A时，所述直流电压源的输出电压为2V。
18.如权利要求15所述的系统，其中所述电路被配置为对所述直流电压源进行控制，以使得对于输出电流值的范围，所述直流电压源的输出电压是输出电流的单调函数。
CN201410231731.7A 2013-03-14 2014-03-14 具有依赖于负载的偏置的电压调节器 Active CN104283424B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/830,357 US9178408B2 (en) 2013-03-14 2013-03-14 Voltage regulators with load-dependent bias
US13/830,357 2013-03-14

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104283424A CN104283424A (zh) 2015-01-14
CN104283424B true CN104283424B (zh) 2019-01-08

Family

ID=51524703

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410231731.7A Active CN104283424B (zh) 2013-03-14 2014-03-14 具有依赖于负载的偏置的电压调节器

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9178408B2 (zh)
CN (1) CN104283424B (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112014006339B4 (de) * 2014-02-06 2022-09-15 Mitsubishi Electric Corporation Entladungsvorrichtung
CN106160423B9 (zh) * 2015-04-07 2019-08-06 意法半导体(中国)投资有限公司 用于低发射开关调节器的驱动器
CN104901540B (zh) * 2015-06-16 2018-01-30 无锡中感微电子股份有限公司 开关型直流‑直流电源转换器
WO2019027442A1 (en) * 2017-08-01 2019-02-07 Cummins Inc. LOGIC CONTROL CIRCUIT FOR CONNECTING MULTIPLE HIGH SIDE LOADS IN A MOTOR CONTROL MODULE
US10691151B2 (en) 2017-09-14 2020-06-23 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Devices and methods for dynamic overvoltage protection in regulators
US10469065B2 (en) * 2018-03-01 2019-11-05 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-level gate control for transistor devices
US10615693B2 (en) * 2018-06-29 2020-04-07 Texas Instruments Incorporated DC-to-DC voltage converters with controllers to switch on a low-side FET for a time interval before switching on a high-side FET
JP7162505B2 (ja) * 2018-11-22 2022-10-28 三菱電機株式会社 半導体装置
US11387737B2 (en) 2020-04-16 2022-07-12 Infineon Technologies Austria Ag Current sharing for a multi-phase power converter
US11888384B2 (en) 2020-11-24 2024-01-30 Stmicroelectronics S.R.L. DC-DC switching converter with adjustable driving voltages

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7679218B1 (en) * 2006-07-07 2010-03-16 Intersil Americas Inc. Load compensated switching regulator
CN101841242A (zh) * 2010-04-14 2010-09-22 上海明石光电科技有限公司 开关电源及其输出电流的调节方法
CN102541232A (zh) * 2010-12-29 2012-07-04 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 降压式变换电路

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6172493B1 (en) * 1999-09-04 2001-01-09 Texas Instruments Incorporated Switch-mode power converter circuit
TW200525869A (en) * 2004-01-28 2005-08-01 Renesas Tech Corp Switching power supply and semiconductor IC
CN100399689C (zh) 2004-04-27 2008-07-02 株式会社理光 开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法
US7265601B2 (en) * 2004-08-23 2007-09-04 International Rectifier Corporation Adaptive gate drive voltage circuit
US7791324B2 (en) * 2007-03-30 2010-09-07 Intersil Americas Inc. Switching regulator without a dedicated input current sense element
JP5029156B2 (ja) 2007-06-11 2012-09-19 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
US7928713B2 (en) 2008-03-28 2011-04-19 Monolithic Power Systems, Inc. Method and apparatus for synchronous buck with active negative current modulation
JP4738442B2 (ja) * 2008-05-28 2011-08-03 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8207720B2 (en) * 2008-07-18 2012-06-26 Infineon Technologies Austria Ag Methods and apparatus for power supply load dump compensation
US8922189B2 (en) * 2008-11-18 2014-12-30 Texas Instruments Incorporated Controlled on-time buck PFC
JP5458686B2 (ja) * 2009-06-16 2014-04-02 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 降圧型コンバータ
US8154334B2 (en) 2009-07-21 2012-04-10 Intersil America Inc. System and method for pre-charging a bootstrap capacitor in a switching regulator with high pre-bias voltage
US8970185B1 (en) * 2011-10-03 2015-03-03 Marvell International Ltd. Method for maintaining high efficiency power conversion in DC-DC switching regulators over wide input supply range

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7679218B1 (en) * 2006-07-07 2010-03-16 Intersil Americas Inc. Load compensated switching regulator
CN101841242A (zh) * 2010-04-14 2010-09-22 上海明石光电科技有限公司 开关电源及其输出电流的调节方法
CN102541232A (zh) * 2010-12-29 2012-07-04 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 降压式变换电路

Also Published As

Publication number Publication date
US20140266091A1 (en) 2014-09-18
US9178408B2 (en) 2015-11-03
CN104283424A (zh) 2015-01-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104283424B (zh) 具有依赖于负载的偏置的电压调节器
US10243467B2 (en) Voltage regulators with kickback protection
US7064531B1 (en) PWM buck regulator with LDO standby mode
US10530256B1 (en) Multi-level buck converter with reverse charge capability
TWI404317B (zh) 雙極性雙輸出同步升壓變換器及其操作方法
KR100875591B1 (ko) 전압 조절기 및 전압 조절기에 의해 수행되는 방법
US9768687B2 (en) Step-down DC/DC converter
CN105164598B (zh) 具有多个晶体管的电压调节器
EP1952213B1 (en) Buck dc to dc converter and method
KR101443583B1 (ko) 출력 전압을 조절하는 방법
CN104218803A (zh) 一种自举电压充电电路和电压转换电路
CN101218734A (zh) 升压型、降压型开关调节器及其控制电路、使用了它的电子设备
TW201333659A (zh) 低壓差電壓調節器及電壓轉換方法
CN108306489A (zh) 升降压开关变换器的驱动电路、控制电路及驱动方法
US7151361B2 (en) Current sensing circuitry for DC-DC converters
US8922180B2 (en) Method for enhancing conversion efficiency at low load of a step-down DC-DC switching converter and related circuit
TWI403874B (zh) 具電流回授之電流控制系統以及電流控制方法
US20210091668A1 (en) Power converter architecture
CN104170228B (zh) 双重模式升压调节器
US10581329B2 (en) Synchronous rectification type DC/DC converter
KR101395041B1 (ko) 공통소스 앤채널 모스팻으로 구성된 스위칭 차저 장치
CN110622404A (zh) 具有驱动电路的降压-升压转换器供电电源
CN206595893U (zh) 基于sp1220的dc‑dc开关电源
CN105991051A (zh) 电源装置
CN103618457A (zh) 一种具有自适应驱动输出电路能力的高效开关稳压器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant