KR100905983B1

KR100905983B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터, ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 회로 및ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 방법

Info

Publication number: KR100905983B1
Application number: KR1020060090576A
Authority: KR
Inventors: 히데키요 오자와; 다카시 마츠모토; 다카히로 요시노
Original assignee: 후지쯔 마이크로일렉트로닉스 가부시키가이샤
Priority date: 2006-03-20
Filing date: 2006-09-19
Publication date: 2009-07-03
Also published as: US20070216378A1; TWI342651B; CN101043151B; JP4837408B2; KR20070095170A; TW200737651A; JP2007252154A; CN101043151A; US7663345B2

Abstract

본 발명은 안정된 출력 전압을 생성하고 과도적인 부하 변동에 대응할 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공한다. DC-DC 컨버터는 일력 전류를 검출하고 그 입력 전류와 외부 전력원의 정격 전류와 비교한다. DC-DC 컨버터는 입력 전류가 정격 전류를 초과하지 않도록, 부하의 소비 전류에 따라 이차전지에 공급되는 양의 충전 전류를 제어한다. 또한, DC-DC 컨버터는 부하가 정격 전류를 초과하는 입력 전류를 요구할 때 이차전지로부터 부하에 공급되는 음의 충전 전류를 제어한다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터, ＤＣ-ＤＣ 컨버터의 제어 회로 및 ＤＣ-ＤＣ 컨버터의 제어 방법{CIRCUIT AND METHOD FOR CONTROLLING DC-DC CONVERTER}

도 1은 전자기기의 블록 회로도이다.

도 2는 일 실시형태의 DC-DC 컨버터의 블록 회로도이다.

도 3은 스위칭 제어 회로의 회로도이다.

도 4는 다른 DC-DC 컨버터의 블록 회로도이다.

도 5는 종래의 충전 회로의 회로도이다.

도 6은 종래의 충전 회로의 회로도이다.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

31 : 전자기기 41 : 부하부

42, 70 : DC-DC 컨버터 43 : 제어 회로

In : 음의 충전 전류 Ip : 양의 충전 전류

L1 : 쵸크 코일 BAT, BAT2 : 이차전지

CEN : 충전 허가 신호 Iin : 입력 전류

FET1 : 제1 트랜지스터 FET2 : 제2 트랜지스터

Vout1, Vout2 : 출력 전압 Iout2 : 소비 전류

본 발명은, DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 관한 것이다.

최근, 노트북 컴퓨터나 퍼스널 컴퓨터에 접속되는 하드디스크 드라이브(HDD) 등의 주변기기나 휴대기기 등의 전자기기에는, 구동 전원으로서의 충전 가능한 전지(이차전지)와, 그 이차전지의 충전 회로가 설치되어 있다. 전자기기는 AC 어댑터나 퍼스널 컴퓨터 등의 외부 전력원이 접속되어, 비작동시에는 외부 전력원으로부터 공급되는 전류에 의해 이차전지를 충전한다. 더욱이, 전자기기에는, 작동시에 있어서의 소비 전류가 외부 전력원의 공급 전류 정격보다도 적은 경우에, 공급 전류 정격 내에서 충전 전류를 이차전지에 공급하여 그 이차전지를 충전하는 것이 있다. 그런데, 전자기기는, 동작 상태에 따라서 소비 전류가 외부 전력원의 정격 전류를 넘는 경우가 있다. 이 경우, 소비 전류가 넘는 것은 일시적이기 때문에, 동작을 계속할 수는 있지만, 불안정하게 될 우려가 있기 때문에, 이 때에 있어서도 안정적으로 동작할 것이 요구되고 있다.

종래, 전자기기에는 구동 전원으로서 이차전지가 탑재되어 있는 것이 있으며, 이러한 전자기기에는, 외부 전력원으로부터 공급되는 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 회로가 구비되어 있다(예컨대, 특허문헌 1 참조). 충전 회로의 일례를 도 5에 도시한다.

충전 회로(10)는, 예컨대 퍼스널 컴퓨터의 USB 인터페이스를 통해 공급되는 입력 전압(Vin)을 강압하여 이차전지(BAT)에 공급하는 출력 전압(Vout1)을 생성하는 것이다. 충전 회로(10)는, 입력 전압(Vin)을 출력 전압(Vout2)으로서 내부 회로 등의 부하(도시하지 않음)에 공급하는 경로 상에 설치된 전류 측정 저항(RS1)에 흐르는 전류에 기초하여, 이차전지에 공급하는 전류량을 제어한다.

충전 회로(10)는, 제어 회로(11), 트랜지스터(FET1, FET2), 쵸크 코일(L1),평활용 콘덴서(C1), 전류 측정 저항(이하, 제1 저항, 제2 저항)(RS1, RS2), 다이오드(D1)를 갖추고 있다. 제어 회로(11)의 제1 전압 증폭기(AMP1)는 입력 단자가 제1 저항(RS1)의 양 단자에 접속되어, 제1 저항(RS1)의 양 단자에 있어서의 전위를 갖는 신호(CS1, FB1)를 입력하며, 제1 저항(RS1)의 양 단자 사이에 발생하는 전위차, 즉 제1 저항(RS1)에 흐르는 전류에 따른 전위의 검출 신호를 출력한다. 제어 회로(11)의 제2 전압 증폭기(AMP2)는, 입력 단자가 제2 저항(RS2)의 양 단자에 접속되어, 제2 저항(RS2)의 양 단자에 있어서의 전위를 갖는 신호(CS2, FB2)를 입력하여, 제2 저항(RS2)의 양 단자 사이에 발생하는 전위차, 즉 제2 저항(RS2)에 흐르는 전류에 따른 전위의 검출 신호를 출력한다. 신호(FB2)는 저항(R1)에 공급되고, 저항(R1)과 저항(R2)은 신호(FB2)의 전압, 즉 출력 전압(Vout1)을 분압한 분압 전압을 생성한다.

제1 오차 증폭기(ERA1)는, 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와 기준 전원(e1)의 전압과의 차전압을 증폭한 제1 오차 신호(Vop1)를 출력한다. 제2 오차 증폭기(ERA2)는, 제2 전압 증폭기(AMP2)의 출력 신호와 기준 전원(e2)의 전압과의 차전압을 증폭한 제2 오차 신호(Vop2)를 출력한다. 제3 오차 증폭기(ERA3)는, 분압 전압과 기준 전원(e3)의 전압과의 차전압을 증폭한 제3 오차 신호(Vop3)를 출력한다.

PWM 비교기(PWM)는, 발진기(OSC)에서 생성되는 삼각파 신호와 제1 ~ 제3 오차 신호(Vop1 ~ Vop3)를 비교하여, 비교 결과에 따른 펄스 폭을 가지고 상보의 제어 신호(DH, DL)를 생성한다. 자세히는, PWM 비교기(PWM)는, 반전 입력 단자에 입력되는 제1 ~ 제3 오차 신호(Vop1 ~ Vop3) 중 가장 낮은 전압의 신호와, 비반전 입력 단자에 입력되는 삼각파 신호를 비교하여, 삼각파 신호보다도 오차 신호의 전압이 높을 때에 H 레벨의 제어 신호(DH)를 생성하고, 삼각파 신호보다도 오차 신호의 전압이 낮을 때에 L 레벨의 제어 신호(DH)를 생성한다. 더욱이, PWM 비교기(PWM)는, 제어 신호(DH)의 레벨을 반전한 제어 신호(DL)를 생성한다. 제1 제어 신호(DH)는 제1 트랜지스터(FET1)의 게이트에 공급되고, 제2 제어 신호(DL)는 제2 트랜지스터(FET2)의 게이트에 공급된다.

제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, H 레벨의 게이트 신호에 응답하여 온으로 되고, L 레벨의 게이트 신호에 응답하여 오프로 된다. 따라서, 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)는, 제1제어 신호(DH) 및 제2 제어 신호(DL)에 응답하여 상보적으로 온/오프로 되는 동시에, 온 기간(오프 기간)은 제1 ~ 제3 오차 신호(Vop1 ~ Vop3)의 전압, 즉 전류 측정 저항(RS1)과 전류 측정 저항(RS2)에 각각 흐르는 전류량과, 출력 전압(Vout1)에 기초하여 제어된다.

충전 회로(10)의 동작을 설명한다.

트랜지스터(FET1)가 온으로 되면, 입력 전압(Vin)으로부터 쵸크 코일(L1)을 통해 부하로서의 이차전지(BAT)에 전류가 공급된다. 쵸크 코일(L1)의 양단에는 입력 전압(Vin)과 충전 회로(10)의 출력 전압(Vout1)의 전압차가 발생하기 때문에, 쵸크 코일(L1)에 흐르는 전류는 시간과 함께 증가하여, 부하에 흐르는 전류도 증가한다. 또, 쵸크 코일(L1)에 전류가 흐름으로써 에너지가 쵸크 코일(L1)에 축적된다.

이어서 트랜지스터(FET1)가 오프로 되면 동기 정류용의 트랜지스터(FET2)가 온으로 되어, 쵸크 코일(L1)에 축적된 에너지가 방출된다.

이 때, 출력 전압(Vout1)은 다음 식으로 주어진다.

Vout1=(Ton/(Ton+Toff))×Vin=(Ton/T)×Vin

이 된다. 단, Ton은 트랜지스터(FET1)가 온으로 되어 있는 시간, Toff는 트랜지스터(FET1)가 오프로 되어 있는 시간, T=Ton+Toff이다.

쵸크 코일(L1)에는, 트랜지스터(FET1)가 온으로 되어 있는 기간, 그 트랜지스터(FET1)를 통해 이차전지(BAT)로 향하여 전류가 흐르고, 트랜지스터(FET1)가 오프로 되어 있는 기간, 트랜지스터(FET2)를 통해 이차전지(BAT)로 향하여 흐른다. 따라서, 트랜지스터(FET1)에 흐르는 전류(Iin)의 평균치는, 출력 전류(Iout)와 트랜지스터(FET1)의 듀티와의 곱과 같게,

Iin=(Ton/T)×Iout

로 나타내어진다.

상기 식으로부터, 입력 전압(Vin)의 변동은 트랜지스터(FET1)의 듀티를 제어 함으로써 보상할 수 있다. 마찬가지로, 부하의 변동에 의해 출력 전압(Vout1)이 변동할 때는, 출력 전압(Vout1)을 검출하여 듀티를 제어함으로써, 출력 전압(Vout1)을 일정하게 보상할 수 있다.

부하에 있어서의 소비 전류가 증가하면 전류 측정 저항(RS1)을 흐르는 전류가 증가하여, 전류 측정 저항(RS1)의 양단에 발생하는 전압 강하가 커진다. 그러면, 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와 기준 전원(e1)의 전압과의 차가 작아지기 때문에 오차 증폭기(ERA1)의 오차 신호(Vop1)의 전압이 내려간다. 그 결과, PWM 비교기(PWM)의 출력 펄스 폭은 좁아져, 트랜지스터(FET1)의 온 기간이 줄어들기 때문에, 출력 전압(Vout1)이 내려가, 이차전지(BAT)의 충전 전류가 적어진다.

반대로, 부하에 있어서의 소비 전류가 감소하면 전류 측정 저항(RS1)을 흐르는 전류가 감소하여, 전류 측정 저항(RS1)의 양단에 발생하는 전압 강하가 작아진다. 그러면, 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와 기준 전원(e1)의 전압과의 차가 커지기 때문에 오차 증폭기(ERA1)의 오차 신호(Vop1)의 전압이 오른다. 그 결과, PWM 비교기(PWM)의 출력 펄스 폭은 넓어져, 트랜지스터(FET1)가 온으로 되는 기간이 길어지기 때문에, 출력 전압(Vout1)이 올라가, 이차전지(BAT)의 충전 전류가 많아진다.

이와 같이, 충전 회로(10)에서는, 트랜지스터(FET1)의 듀티(온 시간과 오프 시간의 비)를 제어함으로써, 부하에 있어서의 소비 전류의 증감에 따라서 이차전지(BAT)의 충전 전류를 제어함으로써, 입력 전류가 정격을 넘지 않도록 하는 것이 가능하게 된다.

그런데, 부하에 있어서의 소비 전류가 과도적으로 증가하는 경우가 있다. 예컨대, HDD에서는, 기동시에 스핀들 모터의 구동을 시작하기 때문에, 스핀들 모터를 일정한 회전수로 구동하는 경우보다도 큰 전력을 필요로 한다. 그러나, USB 인터페이스는 공급 전류에 제한이 있기 때문에, HDD 등의 제한을 넘는 전류를 일시적으로 필요로 하는 전자기기는 USB를 통해 접속하는 것이 어렵다. 그래서, 부하의 소비 전류를 감시하여, 그 전류가 정격 전류를 넘는 경우에는, 정격 전류를 넘는 부족분을 이차전지(BAT)에 축적한 전력에 의해 보충하는 것을 생각할 수 있다(예컨대, 특허문헌 2 참조). 그러나, 도 5에 도시하는 충전 회로(10)는, 다이오드(D1)를 통해 이차전지(BAT)로부터 전류를 부하에 공급하는 구성이며, 이차전지(BAT)의 전압이 입력 전압(Vin)보다 낮기 때문에, 입력 전압(Vin)이 공급되고 있을 때에는 이차전지(BAT)로부터 부하에 전류를 공급할 수 없다. 즉, 과도적인 부하 변동에 대응할 수 없다. 이 때문에, 예컨대 도 6에 도시하는 충전 회로(20)가 이용된다.

이 충전 회로(20)는, 쵸크 코일(L1)과 전류 측정 저항(RS2) 사이의 노드가 부하에 접속되어, 부하에 출력 전압(Vout2)을 공급하도록 구성되어 있다. 이 경우, 이차전지(BAT)는 전류 측정 저항(RS2)을 통해 부하에 접속되기 때문에, 입력 전압(Vin)이 공급되고 있을 때에도, 이차전지(BAT)로부터 부하에 전류를 공급할 수 있다, 즉, 과도적인 부하 변동에 대응할 수 있다.

<특허문헌 1>

일본 특허 공개 평8-182219호 공보

<특허문헌 2>

일본 특허 공개 2000-029544호 공보

그런데, 도 6에 도시하는 충전 회로(20)에서는, 여러 가지 이차 장해가 발생한다. 예컨대, 충전 회로(20)는 부하가 쵸크 코일(L1)과 전류 측정 저항(RS2)과의 사이의 노드에 접속되어 있다, 즉, 입력 전압(Vin)은 트랜지스터(FET1)와 쵸크 코일(L1)을 통해 부하에 공급된다. 따라서, 충전 회로(20)를 항상 동작시켜야만 하기 때문에, 도 5에 도시하는 충전 회로(10)에 비해서 소비 전력이 증대한다. 그리고, 충전 회로(20)가 항상 동작하고 있기 때문에, 이차전지(BAT)에 항상 출력 전압(Vout2)이 공급되어, 과충전이 된다. 또한, 충전시의 출력 전압(Vout1)은 이차전지(BAT)의 전압과 충전 전류에 의해 결정되기 때문에, 부하의 소비 전류가 변동하면 출력 전압(Vout1)이 변동하기 때문에, 출력 전압(Vout1)을 안정시킬 수 없다.

본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위해서 이루어진 것으로, 그 목적은, 안정된 출력 전압을 얻을 수 있어, 과도적인 부하 변동에 대응할 수 있는 DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법을 제공하는 데에 있다.

상기 목적을 달성하기 위해서, 청구항 1에 기재한 발명에 따르면, 입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 입력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 그 검출 결과와 소정치를 비교하여, 그 비교 결과에 기초하 여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 또는 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어한다.

청구항 2에 기재한 발명에 따르면, 상기 입력 전류는 상기 부하부의 소비 전류와 상기 이차전지에 대한 충전 전류의 합성 전류이며, 상기 입력 전류가 소정치를 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어한다.

청구항 3에 기재한 발명에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터는, 직렬 접속된 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터와, 양 트랜지스터 사이에 접속된 쵸크 코일과, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 회로를 구비하고, 상기 제어 회로는, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘지 않는 경우에는 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 온/오프 시간을 제어하여 생성한 양의 충전 전류를 상기 쵸크 코일을 통해 상기 이차전지에 공급하고, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘는 경우에는 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 온/오프 시간을 제어하여 상기 이차전지로부터 상기 쵸크 코일을 통해 상기 부하부에 상기 음의 충전 전류를 공급한다.

청구항 4에 기재한 발명에 따르면, 상기 제어 회로는, 입력 전류가 전류 제한을 넘고 있지 않은지 여부를 검출하는 제1 검출 수단과, 이차전지에 공급하는 충전 전류와 설정 전류와의 차분치를 검출하는 제2 검출 수단과, 이차전지에 공급하는 충전 전압과 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제3 검출 수단과, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘고 있는지의 여부를 검출하는 제4 검출 수단과, 출력 전 압과 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제5 검출 수단을 구비한다.

청구항 5에 기재한 발명에 따르면, 상기 제어 회로는, 또한, 상기 제1 검출 수단과 상기 제2 검출 수단과 상기 제3 검출 수단 중의 어느 한 검출 결과에 따른 펄스 폭의 제1 제어 신호쌍을 생성하는 제1 변환 수단과, 상기 제4 검출 수단 또는 상기 제5 검출 수단의 검출 결과에 따른 펄스 폭의 제2 제어 신호쌍을 생성하는 제2 변환 수단과, 상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘고 있지 않은 경우에는 상기 제1 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키고, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘는 경우에는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키는 스위칭 제어 수단을 구비한다.

청구항 6에 기재한 발명에 따르면, 상기 스위칭 제어 수단은, 상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여 동작 상태를 검출하는 상태 검출 수단과, 상기 상태 검출 수단에 의해 검출한 동작 상태에 따라서 상기 제1 제어 신호쌍 또는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하는 선택 수단을 구비했다.

청구항 7에 기재한 발명에 따르면, 입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서, 입력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 그 검출 결과와 소정치를 비교하여, 그 비교 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 또는 이차 전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어한다.

청구항 8에 기재한 발명에 따르면, 상기 입력 전류는 상기 부하부의 소비 전류와 상기 이차전지에 대한 충전 전류의 합성 전류이며, 상기 입력 전류가 소정치를 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어한다.

청구항 9에 기재한 발명에 따르면, 입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서, 입력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 그 검출 결과와 소정치를 비교하여, 그 비교 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 또는 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어한다.

청구항 10에 기재한 발명에 따르면, 상기 입력 전류는 상기 부하부의 소비 전류와 상기 이차전지에 대한 충전 전류의 합성 전류이며, 상기 입력 전류가 소정치를 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어한다.

이하, 본 발명을 구체화한 일 실시형태를 도 1 ~ 도 3에 따라서 설명한다.

도 1에 도시한 바와 같이, 전자기기(31)는 USB 케이블(32)을 통해 퍼스널 컴퓨터(PC)(33)와 접속되어 있다. 전자기기(31)는, 예컨대 하드디스크 드라이브(HDD)이며, USB 케이블(32)을 통해 퍼스널 컴퓨터(33)로부터 공급되는 전력에 기초하여 작동한다. 즉, 퍼스널 컴퓨터(33)는, 전자기기(31)의 외부 전력원으로서 기능하며, 전자기기(31)에는 전압(Vin)이 공급된다.

전자기기(31)는 부하부(41), DC-DC 컨버터(42), 이차전지(BAT)를 갖추고 있다. 부하부(41)는 디스크에 대한 리드·라이트를 행하는 회로 등으로 이루어지는 논리 회로, 디스크를 회전 구동하는 기구부를 포함하며, 동작 전압이 입력 전압(Vin)과 거의 같은 전압(Vout2)으로 설정되어 있다.

DC-DC 컨버터(42)는 USB 케이블(32)과 부하부(41)와의 사이에 접속된 전류 측정 저항(RS1)을 포함하며, 이차전지(BAT)가 접속되어 있다. DC-DC 컨버터(42)는, 전류 측정 저항(RS1)에 의해 부하부(41)로 향하여 흐르는 전류량을 측정하여, 그 측정 결과에 기초하여 이차전지(BAT)에 대한 전류량을 제어한다.

상술하면, 전류 측정 저항(RS1)에는 그 저항(RS1)에 흐르는 전류(Iin)에 따른 전압 강하가 발생한다. 이 저항(RS1)에 흐르는 전류(Iin)는 부하부(41)에 공급하는 전류(Iout2), 즉 부하부(41)에 있어서의 소비 전류와, 이차전지(BAT)에 대한 전류의 합성 전류이다. 이차전지(BAT)로 향하여 흐르는 전류를 양의 충전 전류(Ip), 이차전지(BAT)로부터 흘러나오는 전류를 음의 충전 전류(In)라고 하면, DC-DC 컨버터(42)로부터 이차전지(BAT)에 양의 충전 전류(Ip)를 흘릴 때의 전류 측정 저항(RS1)에 흐르는 입력 전류(Iin)는,

Iin = Iout2 + Ip

가 된다. 한편, DC-DC 컨버터(42)로 향하여 이차전지로부터 음의 충전 전류(In)를 흘릴 때의 입력 전압(Vin)은,

Iin = Iout2 - In

가 된다. 이 때문에, 부하부(41)에 공급하는 출력 전류(Iout2)는,

Iout2 = Iin + In

가 된다.

따라서, 부하부(41)에 있어서의 소비 전류(Iout2)가 입력 전류(Iin)보다 적은, 즉 전원 용량 이하인 경우, DC-DC 컨버터(42)는 이차전지(BAT)로 향하여 양의 충전 전류(Ip)를 흘리는 동시에 그 전류(Ip)를 제어함으로써, 외부 전력원의 공급 전류 정격의 범위 내에서, 부하부(41)를 작동시키면서 이차전지(BAT)를 충전할 수 있다. 또한, 부하부(41)에 있어서 일시적으로 USB의 전원 용량 이상의 전류가 필요하게 된 경우, DC-DC 컨버터(42)는 이차전지(BAT)에서 부하부(41)로 향하여 전류를 흘리는, 즉 USB 케이블(32)을 통해 공급되는 전류에 이차전지(BAT)로부터의 전류를 보충함으로써, 부하부(41)를 안정적으로 동작시킬 수 있다.

한편, DC-DC 컨버터(42)는, USB 케이블(32)로부터 부하부(41)에 직접 공급되는 전류를 제어하지 않는다. 그리고, DC-DC 컨버터(42)는, 이차전지(BAT)의 충전량을 측정하여, 이차전지(BAT)의 충전이 완료된 경우에는 충전 동작을 정지하도록 구성되어 있기 때문에, 이차전지(BAT)의 충전이 이루어지지 않는 경우에 있어서의 DC-DC 컨버터(42)의 소비 전력은 회로 소자에 대한 전류 공급에 의한 것만이 된다. 이 때문에, 본 실시형태의 DC-DC 컨버터(42)의 평균적인 소비 전력은 도 6에 도시하는 종래예에 비해서 적어진다.

또한, 본 실시형태의 전자기기(31)는, 부하부(41)에 공급하는 전압(Vout2)보다도 낮은 충전 전압의 이차전지(BAT)를 갖추고 있다. 따라서, DC-DC 컨버터(42) 는, 이차전지(BAT)에 대한 충전 동작시에 입력 전압(Vin)을 충전 전압으로 강압하는 강압형 DC-DC 컨버터로서 동작하고, 이차전지(BAT)로부터 부하부(41)에 전류를 공급할 때에 이차전지(BAT)의 충전 전압을 출력 전압(Vout2)으로 승압하는 승압형 DC-DC 컨버터로서 동작한다.

이어서, DC-DC 컨버터(42)의 구성을 도 2에 따라서 설명한다.

DC-DC 컨버터(42)는 제어 회로(43), 메인 스위칭 트랜지스터(이하, 제1 트랜지스터)(FET1), 동기 정류 트랜지스터(이하, 제2 트랜지스터)(FET2), 쵸크 코일(L1), 평활용 콘덴서(C1), 전류 측정 저항(RS1, RS2)을 갖추고 있다. 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, 제1 트랜지스터(FET1)의 드레인에는 전압(Vout2)이 공급되고, 소스는 제2 트랜지스터(FET2)의 드레인에 접속되며, 제2 트랜지스터(FET2)의 소스는 그라운드(GND)에 접속되어 있다. 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)의 게이트는 제어 회로(43)에 접속되어, 그 제어 회로(43)로부터 제1 제어 신호(DH) 및 제2 제어 신호(DL)가 공급된다.

제1 트랜지스터(FET1)와 제2 트랜지스터(FET2) 사이의 접속점은 쵸크 코일(L1)의 제1 단자에 접속되고, 쵸크 코일(L1)의 제2 단자는 전류 측정 저항(RS2)의 제1 단자에 접속되고, 전류 측정 저항(RS2)의 제2 단자는 이차전지(BAT)에 접속되어 있다. 쵸크 코일(L1)의 제2 단자는 콘덴서(C1)의 제1 단자에 접속되고, 콘덴서(C1)의 제2 단자는 그라운드(GND)에 접속되어 있다.

제어 회로(43)는, 제1 전류 측정 저항(RS1)의 양 단자와, 제2 전류 측정 저 항(RS2)의 양 단자에 접속되어 있다. 제어 회로(43)는, 제1 전류 측정 저항(RS1)의 양 단자에 발생하는 전압 강하에 의해 그 저항(RS1)에 흐르는 제1 전류량을 측정하고, 제2 전류 측정 저항(RS2)의 양 단자에 발생하는 전압 강하에 의해 그 저항(RS2)에 흐르는 제2 전류량을 측정한다. 그리고, 제어 회로(43)는, 제1 전류량 및 제2 전류량에 기초하여, 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)를 온/오프 제어하기 위한 상보적인 제어 신호(DH, DL)를 생성한다.

제어 회로(43)는, 전압 증폭기(AMP1, AMP2), 오차 증폭기(ERA1 ~ ERA5), 삼각파 발진기(OSC), PWM 비교기(PWMl, PWM2), 스위칭 동작 제어 회로(SW 제어 회로)(SWC), 기준 전원(e1 ~ e5), 저항(R1 ~ R4)을 갖추고 있다.

제1 전압 증폭기(AMP1)의 반전 입력 단자는 제1 전류 측정 저항(RS1)의 출력측 단자에 접속되어, 그 단자의 전압을 갖는 신호(FB1)가 입력된다. 제1 전압 증폭기(AMP1)의 비반전 압력 단자는 제1 전류 측정 저항(RS1)의 입력측 단자에 접속되어, 그 단자의 전압을 갖는 신호(CS1)가 입력된다. 제1 전압 증폭기(AMP1)는, 제1 전류 측정 저항(RS1)의 양 단자 사이에 발생하는 전압 강하, 즉 양 단자 사이의 전위차를 증폭한 신호를 출력한다. 이 출력 신호는, 제1 전류 측정 저항(RS1)에 흐르는 전류에 대응한다.

제2 전압 증폭기(AMP2)의 반전 입력 단자는 제2 전류 측정 저항(RS2)의 출력측 단자에 접속되어, 그 단자의 전압을 갖는 신호(FB2)가 입력된다. 제2 전압 증폭기(AMP2)의 비반전 입력 단자는 제2 전류 측정 저항(RS2)의 입력측 단자에 접속되어, 그 단자의 전압을 갖는 신호(CS2)가 입력된다. 제2 전압 증폭기(AMP2)는, 제2 전류 측정 저항(RS2)의 양 단자 사이에 발생하는 전압 강하, 즉 양 단자 사이의 전위차를 증폭한 신호를 출력한다. 이 출력 신호는, 제2 전류 측정 저항(RS2)에 흐르는 전류, 즉 이차전지(BAT)에 대한 양의 충전 전류 및 음의 충전 전류에 대응한다.

제2 피드백 신호(FB2)는 제1 저항(R1)의 제1 단자에 공급되고, 저항(R1)의 제2 단자는 제2 저항(R2)의 제1 단자에 접속되고, 저항(R2)의 제2 단자는 그라운드(GND)에 접속되어 있다. 직렬 접속된 제1 저항(R1) 및 제2 저항(R2)은 분압 회로를 구성하여, 신호(FB2)의 전압을 각각의 저항치에 의해 분압한 분압 전압(Vf1)을 생성한다. 신호(FB2)의 전압은 제2 전류 측정 저항(RS2)의 출력측 단자에 있어서의 전압, 즉 출력 전압(Vout1)이며, 분압 전압(Vf1)은 출력 전압(Vout1)을 분압한 전압이 된다.

제1 피드백 신호(FB1)는 제3 저항(R3)의 제1 단자에 공급되고, 저항(R3)의 제2 단자는 제4 저항(R4)의 제1 단자에 접속되고, 저항(R4)의 제2 단자는 그라운드(GND)에 접속되어 있다. 직렬 접속된 제3 저항(R3) 및 제4 저항(R4)은 분압 회로를 구성하여, 신호(FB1)의 전압을 각각의 저항치에 의해 분압한 분압 전압(Vf2)을 생성한다. 신호(FB1)의 전압은 제1 전류 측정 저항(RS1)의 출력측 단자에 있어서의 전압, 즉 출력 전압(Vout2)이며, 분압 전압(Vf2)은 출력 전압(Vout2)을 분압한 전압이 된다.

제1 오차 증폭기(ERA1)의 반전 입력 단자는 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 단자에 접속되어, 이 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호가 입력된다. 제1 오차 증폭기(ERA1)의 비반전 입력 단자는 기준 전원(e1)에 접속되어, 이 전원(e1)으로부터 기준 전압(설정 전압)이 입력된다. 제1 오차 증폭기(ERA1)는, 기준 전압과 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와의 차전압을 증폭한 제1 오차 신호(Vop1)를 출력한다. 제2 오차 증폭기(ERA2)의 반전 입력 단자는 제2 전압 증폭기(AMP2)의 출력 단자에 접속되어, 그 전압 증폭기(AMP2)의 출력 신호가 입력된다. 제2 오차 증폭기(ERA2)의 비반전 입력 단자는 기준 전원(e2)에 접속되어, 이 전원(e2)으로부터 기준 전압(설정 전류에 대응함)이 입력된다. 제2 오차 증폭기(ERA2)는 기준 전압과 전압 증폭기(AMP2)의 출력 신호와의 차전압을 증폭한 제2 오차 신호(Vop2)를 출력한다. 제3 오차 증폭기(ERA3)의 반전 입력 단자에는 분압 전압(Vf1)이 입력되고, 비반전 입력 단자에는 기준 전원(e3)의 기준 전압(설정 전압)이 입력된다. 제3 오차 증폭기(ERA3)는 기준 전압과 분압 전압(Vf1)과의 차전압을 증폭한 제3 오차 신호(Vop3)를 출력한다.

제4 오차 증폭기(ERA4)의 비반전 입력 단자는 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 단자에 접속되어, 그 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호가 입력된다. 제4 오차 증폭기(ERA4)의 반전 입력 단자는 기준 전원(e4)에 접속되어, 그 전원(e4)으로부터 기준 전압(설정 전압)이 입력된다. 제4 오차 증폭기(ERA4)는 기준 전압과 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와의 차전압을 증폭한 제4 오차 신호(Vop4)를 출력한다. 제5 오차 증폭기(ERA5)의 반전 입력 단자에 분압 전압(Vf2)이 입력되고, 비반전 입력 단자에는 기준 전원(e5)의 기준 전압(설정 전압)이 입력된다. 제5 오차 증폭기(ERA5)는 기준 전압과 분압 전압(Vf2)과의 차전압을 증폭한 제5 오차 신호(Vop5)를 출력한다.

제1 PWM 비교기(PWM1)는 3개의 비반전 입력 단자와 1개의 반전 입력 단자를 가지며, 비반전 입력 단자에는 제1 ~ 제3 오차 신호(Vop1 ~ Vop3)가 각각 입력되고, 반전 입력 단자에는 발진기(OSC)에서 생성되는 삼각파 신호(Sr)가 입력된다. PWM 비교기(PWM1)는 발진기(OSC)에서 생성되는 삼각파 신호(Sr)와 제1 ~ 제3 오차 신호(Vop1 ~ Vop3)를 비교하여, 비교 결과에 따른 펄스 폭을 가지고 상보인 제어 신호(Q1, *Q1)를 생성한다. 상세하게는, PWM 비교기(PWM1)는, 비반전 입력 단자에 입력되는 제1 ~ 제3 오차 신호(Vop1 ~ Vop3) 중 가장 낮은 전압의 신호와, 반전 입력 단자에 입력되는 삼각파 신호(Sr)를 비교하여, 삼각파 신호(Sr)보다도 오차 신호의 전압이 높을 때에 H 레벨의 제어 신호(Q1)를 생성하고, 삼각파 신호(Sr)보다도 오차 신호의 전압이 낮을 때에 L 레벨의 제어 신호(Q1)를 생성한다. 더욱이, PWM 비교기(PWM1)는, 제어 신호(Q1)의 레벨을 반전한 반전 제어 신호(*Q1)를 생성한다. 제1 제어 신호쌍으로서의 제어 신호(Ql, *Q1)는 SW 제어 회로(SWC)에 공급된다.

제2 PWM 비교기(PWM2)는 2개의 비반전 입력 단자와 1개의 반전 입력 단자를 가지며, 비반전 입력 단자에는 제4 오차 신호(Vop4)와 제5 오차 신호(Vop5)가 입력되고, 반전 입력 단자에는 발진기(OSC)에서 생성되는 삼각파 신호(Sr)가 입력된다. PWM 비교기(PWM2)는, 발진기(OSC)에서 생성되는 삼각파 신호(Sr)와 제4, 제5 오차 신호(Vop4, Vop5)를 비교하여, 비교 결과에 따른 펄스 폭을 가지고 상보인 제어 신호(Q2, *Q2)를 생성한다. 자세하게는, PWM 비교기(PWM2)는, 비반전 입력 단자에 제4, 제5 오차 신호(Vop4, Vop5) 중의 낮은 전압의 신호와, 반전 입력 단자에 입력되 는 삼각파 신호(Sr)를 비교하여, 삼각파 신호(Sr)보다도 오차 신호의 전압이 높을 때에 H 레벨의 제어 신호(Q2)를 생성하고, 삼각파 신호(Sr)보다도 오차 신호의 전압이 낮을 때에 L 레벨의 제어 신호(Q2)를 생성한다. 더욱이, PWM 비교기(PWM2)는, 제어 신호(Q2)의 레벨을 반전한 반전 제어 신호(*Q2)를 생성한다. 제2 제어 신호쌍으로서의 제어 신호(Q2, *Q2)는 SW 제어 회로(SWC)에 공급된다.

SW 제어 회로(SWC)는 제1 제어 신호쌍(제어 신호(Q1, *Q1))과 제2 제어 신호쌍(제어 신호(Q2, *Q2))에 기초하여, DC-DC 컨버터(42)의 동작 상태를 검출하고, 그 검출 결과에 기초하여 제1 제어 신호쌍 또는 제2 제어 신호쌍을 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)에 공급한다.

상술하면, DC-DC 컨버터(42)의 동작 상태는, 통상 동작과 과도 동작을 포함한다. SW 제어 회로(SWC)는, 제1 제어 신호쌍(제어 신호(Q1, *Q1))과 제2 제어 신호쌍(제어 신호(Q2, *Q2))에 기초하여, 외부 전력원의 공급 전류 정격보다 적은 전류(Iout2)를 부하부(41)에 공급하는 통상 동작 상태인지, 공급 전류 정격보다도 많은 전류(Iout2)를 부하부(41)에 공급할 필요가 있는 과도 동작 상태인지를 검출한다. 제1 전류 측정 저항(RS1)에 발생하는 전압 강하, 즉 제1 전류 측정 저항(RS1)에 흐르는 전류(Iin)의 전류량에 따른 신호를 출력하는 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호가 제1 오차 증폭기(ERA1)의 반전 입력 단자와 제4 오차 증폭기(ERA4)의 비반전 입력 단자에 입력되고 있다. 제1 기준 전원(e1)의 기준 전압과 제4 기준 전원(e4)의 기준 전압은, 외부 전력원의 공급 전류 정격에 따라서 설정되고 있다.

제1 전류 측정 저항(RS1)에 흐르는 전류(Iin)가 증가하면, 그 저항(RS1)의 양 단자 사이에 발생하는 전압 강하가 커져, 오차 증폭기(ERA1)의 입력 단자 사이의 전위차가 커지기 때문에, 제1 오차 신호(Vop1)가 상승한다. 이 때, 제4 오차 신호(Vop4)는 하강한다. 이 때문에, 발진기(OSC)에서 생성하는 삼각파 신호(Sr)의 진폭 내에서 제1 오차 신호(Vop1) 및 제4 오차 신호(Vop4)의 어느 한 쪽이 변화되도록 기준 전압(el, e4)을 설정함으로써, 제1 제어 신호쌍 및 제2 제어 신호쌍의 어느 한 쪽이, 삼각파 신호(Sr)와의 대소에 따른 펄스 폭을 갖는 펄스 신호로서 출력된다. 따라서, SW 제어 회로(SWC)는, 제1 제어 신호쌍과 제2 제어 신호쌍의 어느 것이 펄스 신호로서 출력되고 있는지를 검출함으로써, 그 때의 동작 상태가 통상 동작 상태인지 과도 동작 상태인지를 검출한다.

한편, 제1 PWM 비교기(PWM1) 및 제2 PWM 비교기(PWM2)는 반전 입력 단자에 삼각파 신호(Sr)가 입력되고, 비반전 입력 단자에 제1 ~ 제3 오차 신호(Vop1 ~ Vop3), 제4 및 제5 오차 신호(Vop4, Vop5)가 입력된다. 그리고, 제1 PWM 비교기(PWM1) 및 제2 PWM 비교기(PWM2)는, 복수의 비반전 입력 단자에 각각 입력되는 오차 신호 중 전압이 가장 낮은 신호와 삼각파 신호(Sr)를 비교한다. 따라서, 제어 회로(43)는 전류(Iin)의 증가에 따라, 제1 오차 신호(Vop1)가 강하하고, 제4 오차 신호(Vop4)가 상승하도록 구성되어 있다.

상기한 바와 같이 하여 동작 상태를 검출한 SW 제어 회로(SWC)는, 검출한 동작 상태에 따라서, 제1 제어 신호쌍 또는 제2 제어 신호쌍을 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)에 공급한다. 통상 동작에 있어서, SW 제어 회로(SWC)는, 제1 PWM 비교기(PWM1)의 제어 신호(Q1)를 제1 제어 신호(DH)로서 제1 트랜지스 터(FET1)에 공급하고, 반전 제어 신호(*Q1)를 제2 제어 신호(DL)로서 제2 트랜지스터(FET2)에 공급한다. 한편, 과도 동작에 있어서, SW 제어 회로(SWC)는, 제2 PWM 비교기(PWM2)의 반전 제어 신호(*Q2)를 제1 트랜지스터(FET1)에 공급하고, 제어 신호(Q2)를 제2 트랜지스터(FET2)에 공급한다.

제1 트랜지스터(FET1)는, 제1 PWM 비교기(PWM1)의 제어 신호(Q1) 또는 제2 PWM 비교기(PWM2)의 반전 제어 신호(*Q2)에 응답하여 온/오프가 된다. 제2 트랜지스터(FET2)는, 제1 PWM 비교기(PWM1)의 반전 제어 신호(*Q1) 또는 제2 PWM 비교기(PWM2)의 제어 신호(Q2)에 응답하여 온/오프가 된다.

따라서, DC-DC 컨버터(42)는, 부하부(41)(도 1 참조)에 공급하는 전류(Iout2)가 USB의 공급 전류 정격보다도 적은 경우에는, 제1 PWM 비교기(PWM1)에 입력되는 오차 신호(Vop2, Vop3)에 기초하여 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)를 온/오프 제어한다. 제2 오차 신호(Vop2)는, 전류 측정 저항(RS2)의 양 단자 사이의 전위차, 즉 이차전지(BAT)에 공급하는 충전 전류, 즉 양의 충전 전류(Ip)에 대응하고, 제3 오차 신호(Vop3)는, 전류 측정 저항(RS2)의 이차전지(BAT)측 단자에 있어서의 전위, 즉 출력 전압(Vout1)에 대응하고 있다. 그리고, 제2 오차 신호(Vop2) 또는 제3 오차 신호(Vop3)의 전압에 따른 펄스 폭의 제어 신호(Q1, *Q1)가 제1 제어 신호(DH)와 제2 제어 신호(DL)로서 제1 트랜지스터(FET1)와 제2 트랜지스터(FET2)에 공급된다.

<통상 동작>

제1 제어 신호(DH)에 의해 트랜지스터(FET1)가 온으로 되면, 입력 전압(Vin) 으로부터 쵸크 코일(L1)을 통해 부하로서의 이차전지(BAT)에 전류가 공급된다. 쵸크 코일(L1)의 양단에는 입력 전압(Vin)과 DC-DC 컨버터(42)의 출력 전압(Vout1)의 전압차가 발생하기 때문에, 쵸크 코일(L1)에 흐르는 전류는 시간과 함께 증가하여, 부하에 흐르는 전류도 증가한다. 또, 쵸크 코일(L1)에 전류가 흐름으로써 에너지가 쵸크 코일(L1)에 축적된다. 이어서 트랜지스터(FET1)가 오프로 되면 동기 정류용의 트랜지스터(FET2)가 온으로 되어, 쵸크 코일(L1)에 축적된 에너지가 방출된다.

쵸크 코일(L1)에는, 트랜지스터(FET1)가 온으로 되어 있는 기간, 그 트랜지스터(FET1)를 통해 이차전지(BAT)로 향하여 전류가 흐르고, 트랜지스터(FET1)가 오프로 되어 있는 기간, 트랜지스터(FET2)를 통해 이차전지(BAT)로 향하여 흐른다. 따라서, 트랜지스터(FET1)에 흐르는 전류(Iin)의 평균치는 출력 전류(Ip)와 트랜지스터(FET1)의 듀티와의 곱과 같게 된다.

부하에 공급하는 전류가 증가하면 전류 측정 저항(RS1)이 흐르는 전류가 증가하여, 전류 측정 저항(RS1)의 양단에 발생하는 전압 강하가 커진다. 그러면, 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와 기준 전원(e1)의 전압과의 차가 작아지기 때문에 오차 증폭기(ERA1)의 오차 신호(Vop1)의 전압이 내려간다. 그 결과, PWM 비교기(PWM)의 출력 펄스 폭은 좁아져, 트랜지스터(FET1)의 온 기간이 줄어들기 때문에, 출력 전압(Vout1)이 내려가, 이차전지(BAT)의 충전 전류가 적어진다.

반대로, 부하에 공급하는 전류가 감소하면 전류 측정 저항(RS1)을 흐르는 전류가 감소하여, 전류 측정 저항(RS1)의 양단에 발생하는 전압 강하가 작아진다. 그러면, 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와 기준 전원(e1)의 전압과의 차가 커지 기 때문에 오차 증폭기(ERA1)의 오차 신호(Vop1)의 전압이 오른다. 그 결과, PWM 비교기(PWM)의 출력 펄스 폭은 넓어져, 트랜지스터(FET1)가 온으로 되는 기간이 길어지기 때문에, 출력 전압(Vout1)이 올라, 이차전지(BAT)의 충전 전류가 많아진다.

이와 같이, DC-DC 컨버터(42)에서는, 트랜지스터(FET1)의 듀티(온 시간과 오프 시간의 비)를 제어함으로써, 부하에 공급하는 전류의 증감에 따라서 출력 전압을 제어하여 이차전지(BAT)의 충전 전류(양의 충전 전류(Ip))를 제어하여, 입력 전류가 정격을 넘지 않도록 하는 것이 가능하게 된다.

그리고, DC-DC 컨버터(42)는, 제2 오차 신호(Vop2) 또는 제3 오차 신호(Vop3)에 기초하여, 이차전지(BAT)에 공급하는 양의 충전 전류(Ip) 또는 출력 전압(Vout1)을 제어한다. 예컨대, DC-DC 컨버터(42)는, 제2 오차 신호(Vop2)에 기초하여, 제2 전압 증폭기(AMP2)의 출력 전압과 제2 기준 전원(e2)의 기준 전압이 일치하도록, 양의 충전 전류(Ip)를 제어한다. 한편, DC-DC 컨버터(42)는, 제3 오차 신호(Vop3)에 기초하여, 분압 전압(Vf1)과 제3 기준 전원(e3)의 기준 전압이 일치하도록, 출력 전압(Vout1)을 제어한다. 즉, 제2 기준 전원(e2)의 기준 전압은, 양의 충전 전류(Ip)에 대응하여 설정되고, 제3 기준 전원(e3)의 기준 전압은 출력 전압(Vout1)에 대응하여 설정되어 있다. 이와 같이 하여, DC-DC 컨버터(42)는, 제2, 제3 오차 신호(Vop2, Vop3)에 기초하여, 전류 제어 또는 전압 제어에 의해 이차전지(BAT)를 충전한다.

<과도 동작>

트랜지스터(FET2)가 온으로 되면, 이차전지(BAT)의 전압(Vout1)을 입력 전압 으로서 쵸크 코일(L1)에 방전 전류, 즉 음의 충전 전류(In)가 흐른다. 쵸크 코일(L1)의 양 단자 사이에는 전압(Vout1)에 의한 전위차가 발생하기 때문에, 쵸크 코일(L1)에 흐르는 전류는 시간과 함께 증가하여, 부하에 흐르는 전류도 증가한다. 또, 쵸크 코일(L1)에 전류가 흐름으로써 에너지가 쵸크 코일(L1)에 축적된다. 이어서 트랜지스터(FET2)가 오프로 되면 동기 정류용의 트랜지스터(FET1)가 온으로 되어, 쵸크 코일(L1)에 축적된 에너지가 방출된다.

트랜지스터(FET2)가 온으로 되어 있는 동안, 쵸크 코일(L1)에 축적된 에너지와, 트랜지스터(FET2)가 오프로 되어 있는 동안, 쵸크 코일(L1)로부터 방전되는 에너지는 같으며, 트랜지스터(FET2)가 온으로 되어 있는 시간을 Ton, 트랜지스터(FET2)가 오프로 되어 있는 시간을 Toff라고 하면, 출력 전압(Vout2)은 다음 식으로 주어진다.

Vout2 = ((Ton+Toff)/Toff)×Vout1 = (T/Toff)×Vout1

이 된다. 단, T = Ton+Toff이다.

상기 식으로부터, 전압(Vout1)의 변동은 트랜지스터(FET1, FET2)의 듀티를 제어함으로써 보상할 수 있다. 마찬가지로, 부하의 변동에 의해 출력 전압(Vout2)이 변동할 때는 출력 전압(Vout2)을 검출하여 듀티를 제어함으로써, 출력 전압(Vout2)을 일정하게 보상할 수 있다.

부하부(41)에의 공급 전류(Iout2)가 증가하면, 제1 전류 측정 저항(RS1)에 흐르는 전류(Iin)가 증가하여, 제1 전류 측정 저항(RS1)의 양 단자 사이에 발생하는 전압 강하가 커진다. 그러면, 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와 기준 전 원(e4)의 전압과의 차가 커지기 때문에 제4 오차 증폭기(ERA4)의 오차 신호(Vop4)의 전압이 오른다. 그 결과, 제2 PWM 비교기(PWM2)의 출력 펄스 폭은 넓어져, 트랜지스터(FET2)의 온 기간이 길어지기 때문에, 이차전지(BAT)로부터의 방전 전류(In)가 증가하여, USB로부터 공급하는 부하부(41)에 공급하는 전류(Iin)가 적어진다.

반대로, 부하부(41)에 공급하는 전류(Iout2)가 감소하면 제1 전류 측정 저항(RS1)을 흐르는 전류(Iin)가 감소하여, 제1 전류 측정 저항(RS1)의 양 단자 사이에 발생하는 전압 강하가 작아진다. 그러면, 제1 전압 증폭기(AMP1)의 출력 신호와 기준 전원(e4)의 전압과의 차가 작아지기 때문에 제4 오차 증폭기(ERA4)의 오차 신호(Vop4)의 전압이 내려간다. 그 결과, PWM 비교기(PWM2)의 출력 펄스 폭은 좁아져, 트랜지스터(FET2)가 온으로 되는 기간이 짧아지기 때문에, 출력 전압(Vout2)이 내려가, 이차전지(BAT)로부터의 방전 전류(In)가 감소하여, USB로부터 공급하는 부하부(41)에 공급하는 전류(Iin)가 많아진다.

이와 같이, DC-DC 컨버터(42)에서는, 트랜지스터(FET2)의 듀티(온 시간과 오프 시간의 비)를 제어함으로써, 부하부(41)에 공급하는 전류량의 증감에 따라서 출력 전압(Vout2)을 제어하여 이차전지(BAT)의 방전 전류(음의 충전 전류(In))를 제어함으로써, USB의 공급 전류 정격 이상의 전류를 부하부(41)에 공급하는 것이 가능하게 된다.

그리고, DC-DC 컨버터(42)는, 제5 오차 신호(Vop5)에 기초하여, 출력 전압(Vout2)을 제어한다. 즉, DC-DC 컨버터(42)는, 제5 오차 신호(Vop5)에 기초하여, 분압 전압(Vf2)과 제5 기준 전원(e5)의 기준 전압이 일치하도록, 출력 전압(Vout2) 을 제어한다. 즉, 제5 기준 전원(e5)의 기준 전압은, 부하부(41)에 공급하는 출력 전압(Vout2)에 대응하여 설정되어 있다. 이와 같이 하여, DC-DC 컨버터(42)는, 제5 오차 신호(Vop5)에 기초하여, 이차전지(BAT)의 전압을 승압한 전압을 부하부(41)에 공급한다.

이어서, SW 제어 회로(SWC)의 구성을 도 3에 따라서 설명한다.

SW 제어 회로(SWC)는 상태 검출 회로(50)와 선택 회로(60)로 구성되어 있다.

상태 검출 회로(50)는, NAND 회로(51, 52), NOR 회로(53, 54), RS-플립플롭 회로(FF 회로(55))를 구비하고 있다. 제1 NAND 회로(51)에는 발진기(OSC)의 삼각파 신호(Sr)와 FF 회로(55)의 반전 출력 신호(*Q3)가 입력되고, 출력 단자는 NOR 회로(53)에 접속되어 있다. 제2 NAND 회로(52)에는 발진기(OSC)의 삼각파 신호(Sr)와 FF 회로(55)의 비반전 출력 신호(Q3)가 입력되고, 출력 단자는 NOR 회로(54)에 접속되어 있다. 제1 NOR 회로(53)에는 제1 제어 신호쌍의 제어 신호(Q1)와 제1 NAND 회로(51)의 출력 신호가 입력되고, 출력 단자는 FF 회로(55)의 셋트 단자(S)에 접속되어 있다. 제2 NOR 회로(54)에는 제2 제어 신호쌍의 제어 신호(Q2)와 제2 NAND 회로(52)의 출력 신호가 입력되고, 출력 단자는 FF 회로(55)의 리셋 단자(R)에 접속되어 있다. FF 회로(55)의 반전 출력 신호(*Q3)는 NAND 회로(51)와 선택 회로(60)에 공급되고, FF 회로(55)의 비반전 출력 신호(Q3)는 NAND 회로(52)와 선택 회로(60)에 공급된다.

선택 회로(60)는, AND 회로(61 ~ 64), OR 회로(65, 66)를 갖추고 있다. AND 회로(61)는 3 입력 소자이며, 충전 허가 신호(CEN)와 제어 신호(Q1)와 반전 출력 신호(*Q3)가 입력되고, 출력 단자는 OR 회로(65)에 접속되어 있다. AND 회로(62)는 3 입력 소자이며, 충전 허가 신호(CEN)와 반전 제어 신호(*Q1)와 반전 출력 신호(*Q3)가 입력되고, 출력 단자는 OR 회로(66)에 접속되어 있다. AND 회로(63)는 2 입력 소자이며, 반전 제어 신호(*Q2)와 출력 신호(Q3)가 입력되고, 출력 단자는 OR회로(65)에 접속되어 있다. AND 회로(64)는 2 입력 소자이며, 제어 신호(Q2)와 출력 신호(Q3)가 입력되고, 출력 단자는 OR 회로(66)에 접속되어 있다. 그리고, OR 회로(65)는 제어 신호(DH)를 출력하고, OR 회로(66)는 제어 신호(DL)를 출력한다.

이어서, 상기한 바와 같이 구성된 SW 제어 회로(SWC)의 작용을 설명한다.

지금, 상태 검출 회로(50)의 FF 회로(55)는 리셋 상태에 있으며, L 레벨의 비반전 출력 신호(Q3)와 H 레벨의 반전 출력 신호(*Q3)를 출력하고 있다. 그리고, 충전 허가 신호(CEN)는 H 레벨이다.

이 때, H 레벨의 반전 출력 신호(*Q3)와 H 레벨의 충전 허가 신호(CEN)가 입력되는 제1 AND 회로(61) 및 제2 AND 회로(62)는, 각각 비반전 출력 신호(Q1)와 반전 출력 신호(*Q1)를 출력한다. L 레벨의 비반전 출력 신호(Q3)가 입력되는 제3 AND 회로(63) 및 제4 AND 회로(64)는 L 레벨의 신호를 출력한다. 따라서, 선택 회로(60)는 신호(Q1, *Q1)에 기초하여 제1 제어 신호(DH) 및 제2 제어 신호(DL)를 출력한다.

제1 NAND 회로(51)는, H 레벨의 반전 출력 신호(*Q3)가 입력되기 때문에, 발진기(OSC)의 삼각파 신호(Sr)에 기초한 펄스형의 신호(S11)를 출력한다. 제2 NAND 회로(52)는, L 레벨의 비반전 출력 신호(Q3)가 입력되기 때문에, H 레벨의 신 호(S12)를 출력한다.

제1 NAND 회로(51)의 출력 신호(S11)는 삼각파 신호(Sr)와 같은 주기이며, 그 삼각파 신호(Sr)의 진폭의 1/2(2분의 1)의 전위보다도 삼각파 신호(Sr)의 전위가 높을 때에는 L 레벨이 되고, 1/2의 전위보다도 삼각파 신호(Sr)의 전위가 낮을 때에는 H 레벨로 된다.

제1 NOR 회로(53)는 H 레벨의 신호(S11)에 응답하여 L 레벨의 신호(S13)를 출력하고, L 레벨의 신호(S11)에 응답하여 출력 신호(Q1)를 반전한 레벨의 신호(S13)를 출력한다. 제2 NOR 회로(54)는 H 레벨의 신호(S12)에 응답하여 L 레벨의 신호(S14)를 출력한다.

상기한 것과 같이, DC-DC 컨버터(42)의 동작 상태에 따라서, 출력 신호(Q1)와 출력 신호(Q2)의 어느 한 쪽이 펄스 신호로서 출력된다.

도 2에 나타내는 바와 같이, 출력 신호(Q1)는 발진기(OSC)의 삼각파 신호(Sr)와 오차 신호(Vop1 ~ Vop3)를 비교한 결과의 신호이며, 오차 신호가 삼각파 신호(Sr)보다도 높을 때에 L 레벨이고, 오차 신호가 삼각파 신호(Sr)보다도 낮을 때에는 H 레벨이다. 즉, 출력 신호(Q1)와 신호(S11)는 역상의 신호가 된다. 마찬가지로, 출력 신호(Q2)와 신호(S12)는 역상의 신호가 된다.

출력 신호(Q1)가 펄스 신호인 경우, 신호(S11)가 L 레벨일 때에는 출력 신호(Q1)가 H 레벨이기 때문에, 제1 NOR 회로(53)는 L 레벨의 신호(S13)를 출력하여, FF 회로(55)는 리셋 상태를 유지한다. 한편, 출력 신호(Q2)가 펄스 신호, 즉 출력 신호(Q1)가 펄스 신호가 아닌 경우, 출력 신호(Q1)가 L 레벨이기 때문에, 제1 NOR 회로(53)는 H 레벨의 신호(S13)를 출력하여, FF 회로(55)는 셋트 상태가 된다.

즉, FF 회로(55)는 H 레벨의 비반전 출력 신호(Q3)와 L 레벨의 반전 출력 신호(*Q3)를 출력한다. 이 때문에, 선택 회로(60)는 H 레벨의 비반전 출력 신호(Q3)가 입력되는 제3 AND 회로(63) 및 제4 AND 회로(64)의 출력 신호(S23, S24)에 의해, 신호(*Q2, Q2)에 기초하여 제1 제어 신호(DH) 및 제2 제어 신호(DL)를 출력한다. 따라서, DC-DC 컨버터(42)는 제2 제어 신호쌍(신호(Q2, *Q2))에 의해 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)를 온/오프 제어하는 과도 동작 상태가 된다.

마찬가지로, FF 회로(55)가 셋트 상태에 있을 때에 제1 제어 신호쌍의 신호(Q1)가 펄스 신호이면, 출력 신호(Q2)가 펄스 신호가 아니기 때문에, 제2 NOR 회로(54)는 H 레벨의 신호(S14)를 출력하여, FF 회로(55)는 리셋 상태가 된다. 이 때문에, 선택 회로(60)는, H 레벨의 반전 출력 신호(*Q3)가 입력되는 제1 AND 회로(61) 및 제2 AND 회로(62)의 출력 신호(S21, S22)에 의해, 신호(Q1, *Q1)에 기초하여 제1 제어 신호(DH) 및 제2 제어 신호(DL)를 출력한다. 따라서, DC-DC 컨버터(42)는, 제1 제어 신호쌍(신호(Q1, *Q1))에 의해 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)를 온/오프 제어하는 통상 동작 상태가 된다.

상기한 충전 허가 신호(CEN)가 L 레벨인 경우, 제1 AND 회로(61) 및 제2 AND 회로(62)는 L 레벨의 신호(S21, S22)를 출력한다. 따라서, 선택 회로(60)는 L 레벨의 제1 제어 신호(DH) 및 제2 제어 신호(DL)를 출력하여, DC-DC 컨버터(42)는 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)를 오프로 한다. 즉, DC-DC 컨버터(42) 는, L 레벨의 충전 허가 신호(CEN)에 응답하여 이차전지(BAT)에 대한 충전 및 방전을 정지한다.

이상 기술한 것과 같이, 본 실시형태에 따르면, 이하의 효과를 발휘한다.

(1) DC-DC 컨버터(42)는, 입력 전류(Iin)를 측정하여, 그 입력 전류(Iin)와 공급 전류 정격을 비교하여, 입력 전류(Iin)가 공급 전류 정격보다 적은 경우에는 이차전지(BAT)에 공급하는 양의 충전 전류(Ip)를 제어하고, 입력 전류(Iin)가 공급 전류 정격을 넘는 경우에는 이차전지(BAT)로부터 부하부(41)에 공급하는 음의 충전 전류(In)을 제어하도록 했다. 이와 같이 구성된 DC-DC 컨버터(42)는, 부하부(41)에서 필요로 하는 전류량이 입력 전압(Vin)을 공급하는 외부 전력원의 공급 전류 정격을 넘는 경우에, 이차전지(BAT)로부터 전류를 공급함으로써, 부하부(41)를 안정적으로 동작시킬 수 있다.

(2) DC-DC 컨버터(42)는, 전류 측정 저항(RS2)에 의해 측정한 이차전지(BAT)의 충전 전류와, 이차전지(BAT)의 충전 전압(Vout1)에 기초하여, 그 이차전지(BAT)를 충전한다. 그리고, 부하부(41)에는, 제1 전류 측정 저항(RS1)을 통해 전력을 공급한다. 더욱이, DC-DC 컨버터(42)는, 부하부(41)에의 공급 전류가 부족한 경우에 이차전지(BAT)로부터 음의 충전 전류를 흘리도록 했다.

따라서, DC-DC 컨버터(42)는, 이차전지(BAT)를 충전할 때와, 이차전지(BAT)로부터 부하부(41)에 전류를 공급할 때에 작동한다. 즉, 본 실시형태의 DC-DC 컨버터(42)는 간헐적으로 작동한다. 이 때문에, 도 6에 도시하는 종래예에 비해서, 작동 시간이 줄어들기 때문에, 소비 전력의 증대를 억제할 수 있다.

한편, 상기 각 실시형태는, 이하의 형태로 실시하더라도 좋다.

상기 실시형태에서는, 입력 전압(Vin)보다도 충전 전압이 낮은 이차전지(BAT)에 대한 충전 전류를 제어하는 DC-DC 컨버터(42)로 구체화했지만, 입력 전압(Vin)보다도 충전 전압이 높은 이차전지에 대한 충전 전류를 제어하는 DC-DC 컨버터로 구체화하더라도 좋다. 예컨대, 도 4에 도시하는 DC-DC 컨버터(70)는, 부하부(41)(도 1 참조)에 공급하는 전압(Vout2)보다도 충전 전압이 높은 이차전지(BAT2)에 대하여 충방전을 행하는 회로이다. 제1 제어 신호(DH)에 의해 온/오프 제어되는 제1 트랜지스터(FET1)는 소스가 그라운드(GND)에 접속되며 드레인이 제2 트랜지스터(FET2)에 접속되고, 제1 트랜지스터(FET1)와 제2 트랜지스터(FET2) 사이의 노드가 쵸크 코일(L1)을 통해 부하부(41)에 접속되어 있다. 제2 트랜지스터(FET2)의 드레인은 쵸크 코일(L1)에 접속되며, 소스는 평활용 콘덴서(C1)를 통해 그라운드(GND)에 접속되어 있다. 제2 트랜지스터(FET2)와 콘덴서(C1) 사이의 노드는 제2 전류 측정 저항(RS2)을 통해 이차전지(BAT2)에 접속되어 있다.

이 DC-DC 컨버터(70)는, 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)를 온/오프 제어하여 입력 전압(Vin)을 승압한 출력 전압(Vout1)에 의해 이차전지(BAT2)를 충전한다. 또한, DC-DC 컨버터(70)는, 제1 트랜지스터(FET1) 및 제2 트랜지스터(FET2)를 온/오프 제어하여 이차전지(BAT2)의 전압(Vout1)을 강압한 전압을 부하부(41)에 공급한다.

이와 같이 구성된 DC-DC 컨버터(70)에 있어서도, 상기 실시형태와 마찬가지로, 부하부(41)에서 필요로 하는 전류량이 입력 전압(Vin)을 공급하는 외부 전력원 의 공급 전류 정격을 넘는 경우에, 이차전지(BAT2)로부터 전류를 공급함으로써, 부하부(41)를 안정적으로 동작시킬 수 있다.

상기 실시형태에서는, USB 인터페이스에 의해 접속되는 전자기기로 구체화했지만, IEEE1394이나 PCMCIA 등의 전력 공급이 가능한 인터페이스에 의해 접속되는 전자기기로 구체화하더라도 좋다. 또한, 외부 전력원으로서는 퍼스널 컴퓨터(33)에 한하지 않고, AC 어댑터로 하여도 좋다.

상기 각 실시형태에서는, 트랜지스터(FET1, FET2)를 N 채널 MOS 트랜지스터로 했지만, P 채널 MOS 트랜지스터를 이용하여 실시하더라도 좋다. 또한, 한 쪽의 트랜지스터를 P 채널 MOS 트랜지스터로 하고, 다른 쪽의 트랜지스터를 N 채널 MOS 트랜지스터로 하여도 좋다.

이상 설명한 DC-DC 컨버터나 DC-DC 컨버터의 제어 회로는, 1 칩의 반도체로 구성하는 것이나, 프린트 기판 등의 모듈로 구성하는 것, 또한, 전원 장치로서 사용되는 것은 물론이다.

상기 각 실시형태로부터 파악할 수 있는 기술적 사상을 이하에 기재한다.

(부기 1)

입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서,

입력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 그 검출 결과와 소정치를 비교하여, 그 비교 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류(충전 전류), 또는 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류(방전 전 류)를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.

(부기 2)

상기 입력 전류는 상기 부하부의 소비 전류와 상기 이차전지에 대한 충전 전류의 합성 전류이며,

상기 입력 전류가 소정치를 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 청구항 1에 기재한 DC-DC 컨버터.

(부기 3)

상기 DC-DC 컨버터는,

직렬 접속된 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터와, 양 트랜지스터 사이에 접속된 쵸크 코일과, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 회로를 구비하고,

상기 제어 회로는,

상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 온/오프 시간을 제어하여, 상기 양의 충전 전류를 상기 쵸크 코일을 통해 상기 이차전지에 공급하고, 상기 음의 충전 전류를 상기 이차전지로부터 상기 쵸크 코일을 통해 상기 부하부에 공급하는 것을 특징으로 하는 청구항 1 또는 2에 기재한 DC-DC 컨버터.

(부기 4)

상기 제어 회로는,

입력 전류가 전류 제한을 넘고 있지 않은지 여부를 검출하는 제1 검출 수단 과,

이차전지에 공급하는 충전 전류와 설정 전류와의 차분치를 검출하는 제2 검출 수단과,

이차 전지에 공급하는 충전 전압과 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제3 검출 수단과,

상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘고 있는지의 여부를 검출하는 제4 검출 수단과,

출력 전압과 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제5 검출 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 3에 기재한 DC-DC 컨버터.

(부기 5)

상기 제어 회로는,

상기 제1 검출 수단과 상기 제2 검출 수단과 상기 제3 검출 수단 중의 어느 한 검출 결과에 따른 펄스 폭의 제1 제어 신호쌍을 생성하는 제1 변환 수단과,

상기 제4 검출 수단 또는 상기 제5 검출 수단의 검출 결과에 따른 펄스 폭의 제2 제어 신호쌍을 생성하는 제2 변환 수단과,

상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘고 있지 않은 경우에는 상기 제1 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키고, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘는 경우에는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키는 스위칭 제어 수단을 구비한 것을 특징으로 하 는 청구항 4에 기재한 DC-DC 컨버터.

(부기 6)

상기 스위칭 제어 수단은,

상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여 동작 상태를 검출하는 상태 검출 수단과,

상기 상태 검출 수단에 의해 검출한 동작 상태에 따라서 상기 제1 제어 신호쌍 또는 상기 2의 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하는 선택 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 5에 기재한 DC-DC 컨버터.

(부기 7)

상기 선택 수단에는 충전 허가 신호가 입력되어, 이 충전 허가 신호에 기초하여, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 대한 신호 공급을 정지하는 것을 특징으로 하는 청구항 6에 기재한 DC-DC 컨버터.

(부기 8)

입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서,

입력 전류를 검출하는 전류검출 수단과, 그 검출 결과와 소정치를 비교하여, 그 비교 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 또는 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.

(부기 9)

상기 입력 전류가 소정치를 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 청구항 8에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.

(부기 10)

직렬 접속된 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터와, 양 트랜지스터 사이에 접속된 쵸크 코일과, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온/오프 제어하고,

상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 온/오프 시간을 제어하여, 상기 양의 충전 전류를 상기 쵸크 코일을 통해 상기 이차전지에 공급하고, 상기 음의 충전 전류를 상기 이차전지로부터 상기 쵸크 코일을 통해 상기 부하부에 공급하는 것을 특징으로 하는 청구항 8 또는 9에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.

(부기 11)

입력 전류가 전류 제한을 넘고 있지 않은지 여부를 검출하는 제1 검출 수단과,

이차전지에 공급하는 충전 전압과 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제3 검출 수단과,

출력 전압과 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제5 검출 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 10에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.

(부기 12)

상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘고 있지 않은 경우에는 상기 제1 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키고, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘는 경우에는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키는 스위칭 제어 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 11에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.

(부기 13)

상기 스위칭 제어 수단은,

상기 상태 검출 수단에 의해 검출한 동작 상태에 따라서 상기 제1 제어 신호 쌍 또는 상기 2의 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하는 선택 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 12에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.

(부기 14)

상기 선택 수단에는 충전 허가 신호가 입력되어, 그 충전 허가 신호에 기초하여, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 대한 신호 공급을 정지하는 것을 특징으로 하는 청구항 13에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.

(부기 15)

입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 동시에, 그 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터를 갖춘 전자기기에 있어서,

상기 DC-DC 컨버터는,

입력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 그 검출 결과와 소정치를 비교하여, 그 비교 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 또는 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 전자기기.

(부기 16)

상기 입력 전류가 소정치를 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 청구항 15에 기재한 전자기기.

(부기 17)

상기 DC-DC 컨버터는,

상기 제어 회로는,

상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 온/오프 시간을 제어하여, 상기 양의 충전 전류를 상기 쵸크 코일을 통해 상기 이차전지에 공급하고, 상기 음의 충전 전류를 상기 이차전지로부터 상기 쵸크 코일을 통해 상기 부하부에 공급하는 것을 특징으로 하는 청구항 15 또는 16에 기재한 전자기기.

(부기 18)

상기 제어 회로는,

상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘고 있는지의 여부를 검출하는 제4 검 출 수단과,

출력 전압과 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제5 검출 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 17에 기재한 전자기기.

(부기 19)

상기 제어 회로는,

상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘고 있지 않은 경우에는 상기 제1 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키고, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘는 경우에는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키는 스위칭 제어 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 18에 기재한 전자기기.

(부기 20)

상기 스위칭 제어 수단은,

상기 상태 검출 수단에 의해 검출한 동작 상태에 따라서 상기 제1 제어 신호 쌍 또는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하는 선택 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 19에 기재한 전자기기.

(부기 21)

상기 선택 수단에는 충전 허가 신호가 입력되어, 그 충전 허가 신호에 기초하여, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 대한 신호 공급을 정지하는 것을 특징으로 하는 청구항 20에 기재한 전자기기.

(부기 22)

입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,

입력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 그 검출 결과와 소정치를 비교하여, 그 비교 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 도는 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.

(부기 23)

상기 입력 전류가 소정치를 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 청구항 22에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.

(부기 24)

상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 온/오프 시간을 제어하여, 상기 양의 충전 전류를 상기 쵸크 코일을 통해 상기 이차전지에 공급하고, 상기 음의 충전 전류를 상기 이차전지로부터 상기 쵸크 코일을 통해 상기 부하부에 공급하는 것을 특징으로 하는 청구항 22 또는 23에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.

(부기 25)

입력 전류가 전류 제헌을 넘고 있지 않은지 여부를 검출하는 제1 검출 수단과,

출력 전압과 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제5 검출 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 24에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.

(부기 26)

상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘고 있지 않은 경우에는 상기 제1 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키고, 상기 입력 전류가 상기 전류 제한을 넘는 경우에는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키는 스위칭 제어 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 25에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.

(부기 27)

상기 스위칭 제어 수단은,

상기 상태 검출 수단에 의해 검출한 동작 상태에 따라서 상기 제1 제어 신호쌍 또는 상기 2의 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하는 선택 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 청구항 26에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.

(부기 28)

상기 선택 수단에는 충전 허가 신호가 입력되어, 이 충전 허가 신호에 기초하여, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 대한 신호 공급을 정지하는 것을 특징으로 하는 청구항 27에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.

본 발명에 따르면, 안정된 출력 전압을 얻을 수 있어, 과도적인 부하 변동에 대응하는 것이 가능한 DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법을 제공할 수 있다.

Claims

입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서,

입력 전류가 공급 전류 정격에 대응하는 제1 기준치를 넘고 있는지의 여부를 검출하는 제1 검출 수단과,

상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류와 설정 전류와의 차분치를 검출하는 제2 검출 수단과,

상기 이차전지에 공급하는 충전 전압과 제1 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제3 검출 수단과,

상기 입력 전류가 상기 공급 전류 정격에 대응하는 제2 기준치를 넘고 있는지의 여부를 검출하는 제4 검출 수단과,

출력 전압과 제2 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제5 검출 수단

을 포함하는 검출부를 포함하고,

상기 검출부에 의한 검출 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 또는 상기 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 입력 전류는 상기 부하부의 소비 전류와 상기 이차전지에 대한 충전 전류의 합성 전류이며,

상기 입력 전류가 상기 공급 전류 정격을 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 DC-DC 컨버터는,

직렬 접속된 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터와, 양 트랜지스터 사이에 접속된 쵸크 코일과, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 회로를 포함하고,

상기 제어 회로는,

상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 온/오프 시간을 제어하여, 상기 양의 충전 전류를 상기 쵸크 코일을 통해 상기 이차전지에 공급하고, 상기 음의 충전 전류를 상기 이차전지로부터 상기 쵸크 코일을 통해 상기 부하부에 공급하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
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제3항에 있어서, 상기 제어 회로는,

상기 제1 검출 수단과 상기 제2 검출 수단과 상기 제3 검출 수단 중의 어느 하나의 검출 결과에 따른 펄스 폭의 제1 제어 신호쌍을 생성하는 제1 변환 수단과,

상기 제4 검출 수단 또는 상기 제5 검출 수단의 검출 결과에 따른 펄스 폭의 제2 제어 신호쌍을 생성하는 제2 변환 수단과,

상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여, 상기 입력 전류가 상기 공급 전류 정격을 넘고 있지 않은 경우에는 상기 제1 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키고, 상기 입력 전류가 상기 공급 전류 정격을 넘는 경우에는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하여 스위칭시키는 스위칭 제어 수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제5항에 있어서, 상기 스위칭 제어 수단은,

상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 기초하여 동작 상태를 검출하는 상태 검출 수단과,

상기 상태 검출 수단에 의해 검출한 동작 상태에 따라서 상기 제1 제어 신호쌍 또는 상기 제2 제어 신호쌍을 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터에 공급하는 선택 수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서,

입력 전류가 공급 전류 정격에 대응하는 제1 기준치를 넘고 있는지의 여부를 검출하는 제1 검출 수단과,

상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류와 설정 전류와의 차분치를 검출하는 제2 검출 수단과,

상기 이차전지에 공급하는 충전 전압과 제1 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제3 검출 수단과,

상기 입력 전류가 상기 공급 전류 정격에 대응하는 제2 기준치를 넘고 있는지의 여부를 검출하는 제4 검출 수단과,

출력 전압과 제2 설정 전압과의 차분치를 검출하는 제5 검출 수단

을 포함하는 검출부를 포함하고,

상기 검출부에 의한 검출 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 또는 상기 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
제7항에 있어서, 상기 입력 전류는 상기 부하부의 소비 전류와 상기 이차전지에 대한 충전 전류의 합성 전류이며,

상기 입력 전류가 상기 공급 전류 정격을 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 이차전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,

입력 전류가 공급 전류 정격에 대응하는 제1 기준치를 넘고 있는지의 여부를 제1 검출 수단에 의해 검출하는 것과,

상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류와 설정 전류와의 차분치를 제2 검출 수단에 의해 검출하는 것과,

상기 이차전지에 공급하는 충전 전압과 제1 설정 전압과의 차분치를 제3 검출 수단에 의해 검출하는 것과,

상기 입력 전류가 상기 공급 전류 정격에 대응하는 제2 기준치를 넘고 있는지의 여부를 제4 검출 수단에 의해 검출하는 것과,

출력 전압과 제2 설정 전압과의 차분치를 제5 검출 수단에 의해 검출하는 것과,

상기 제1 내지 제5 검출 수단에 의한 검출 결과에 기초하여, 상기 이차전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류, 또는 상기 이차전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어하는 것

을 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
제9항에 있어서, 상기 입력 전류는 상기 부하부의 소비 전류와 상기 이차전지에 대한 충전 전류의 합성 전류이며,

상기 입력 전류가 상기 공급 전류 정격을 넘지 않도록, 상기 소비 전류의 증감에 따라서, 상기 이차전지에 대한 양의 충전 전류와 음의 충전 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
입력 전력에 의해 부하부를 작동시키는 전자기기에 구비되어, 상기 입력 전력에 의해 2차 전지를 충전하는 충전 전류를 생성하는 DC-DC 컨버터에 있어서,

입력 전류를 검출하는 입력 전류 검출부와,

상기 입력 전류 검출부에 의한 검출 결과와 공급 전류 정격에 대응하는 제1의 기준치와의 제1 차분치를 출력하는 제1 검출부와,

상기 제1 차분치에 따라 상기 이차 전지를 충전하기 위한 양의 충전 전류를 제어하는 제1 제어부와,

상기 입력 전류 검출부에 의한 검출 결과와 상기 공급 전류 정격에 대응하는 제1 기준치와의 제2 차분치를 출력하는 제2 검출부와,

상기 제2 차분치에 따라 상기 2차 전지로부터 상기 부하부에 공급하는 음의 충전 전류를 제어하는 제2 제어부

를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제11항에 있어서,

상기 제1 제어부는, 제1 제어 신호쌍을 생성하고,

상기 제2 제어부는, 제2 제어 신호쌍을 생성하며,

상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍에 따라, 상기 제1 제어 신호쌍과 상기 제2 제어 신호쌍 중 한 쪽의 제어 신호쌍을 선택하는 제어 신호 선택부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.