KR102581459B1 - 전원 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명에 따른 전원 장치는 제 1 스위치 소자에 인가되는 펄스 제어신호에 따라 입력 전압의 레벨을 조절하여 부하에 출력 전압을 출력하는 변환부; 상기 부하의 출력 전류를 감지하는 감지부; 및 상기 부하의 출력 전류에 따라 상기 펄스 제어신호를 생성하고, 상기 생성한 펄스 제어신호에 따라 상기 제 1 스위치 소자를 구동시키는 제어부를 포함하고, 상기 제어부는, 제 1 전원 전압을 수신하고, 상기 제 1 전원 전압을 이용하여 상기 기준 전압에 대응하는 제 1 기준 신호를 출력하는 제 1 기준 신호 출력부와, 제 2 전원 전압 및 상기 제 1 기준 신호를 수신하고, 상기 제 2 전원 전압을 이용하여 상기 제 1 기준 신호에 대응하는 제 2 기준 신호를 출력하는 제 2 기준 신호 출력부와, 상기 감지부를 통해 감지된 상기 출력 전류에 대응하는 감지 신호를 출력하는 감지신호 출력부와, 상기 제 2 기준 신호 및 상기 감지 신호를 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 부하의 출력 전류를 보상하기 위한 펄스 제어 신호를 생성하는 전류 보상부를 포함한다.

Description

전원 장치{POWER SUPPLY DEVICE}
본 발명은 전원 장치에 관한 것으로, 특히 발광 소자의 정전류 제어를 위한 전원 장치에 관한 것이다.
상대적으로 높은 전압을 요구하는 전자회로에 에너지를 공급하기 위하여, 계통에 연계하여 응용 분야에 사용하기 위해서는 높은 전압으로 승압해 주어야 한다. 뿐만 아니라 전자회로에 따라서는 높은 전압을 이용하여 낮은 전압으로 강압해 줄 필요도 있다. 이를 위한 다양한 강압형 및 승압형 컨버터 중의 하나로 직류-직류(DC-DC) 변환기(converter)에 대한 모델링 및 분석이 연구되었다.
직류-직류 변환기(converter)는 크게 절연형과 비절연형으로 나눌 있다.
절연형은 입력단과 출력단의 절연, 즉 자성 코어를 이용한 변압기로 절연을 하여 안정성을 확보할 수 있는 장점이 있고, 권선비 조절을 통해 승-감압비를 조절할 수 있다.
직류-직류 변환기(converter)의 종류로써 벅 타입(Buck type)은 포워드(forward), 하프-브릿지(half bridge), 풀-브리지(full bridge) 컨버터 등이 있고, 벅-부스트 타입(Buck-boost type)은 플라이백 컨버터(flyback converter) 등이 있다.
특히, 플라이백 컨버터는 고압의 스위치 소자가 하나만 있으면 동작하므로 구조가 간단하여 저가로 컨버터를 구현할 수 있다. 또한, 상기 직류-직류 변환기는 출력 신호의 오차를 감지하여 이를 제어하는 부궤환 제어부와 하나의 칩으로 형성되어 스위치모드 서플라이유닛이라고 부를 수 있다.
한편, 최근 발광 다이오드(LED:Light Emitting Diode)에 전원을 공급하는 전원 장치는 소형화 및 낮은 가격이 요구되고 있으며, 이에 따른 부품을 최소화하는 설계가 요구되고 있다.
이때, 상기 전원 장치를 구성하는 부품들은 상기 발광 다이오드의 제어 방식에 의해 구분될 수 있다. 예를 들어, 상기 발광 다이오드가 정전류 제어 방식에 의해 제어되는 경우, 상기 부품들은 출력 전류의 감지 값을 출력하는 블록과, 기준 전압을 출력하는 블록과, 상기 감지 값과 상기 기준 전압을 비교하여 출력 전류를 보상하는 블록으로 구분된다.
또한, 상기 부품들에는 상기 감지 값을 출력하는 블록의 그라운드와 상기 출력전류를 보상하는 블록의 전위차가 다른 경우, 상기 감지 값을 상기 보상 블록으로 전달하는 포토 커플러와 같은 절연형 부품을 더 포함할 수 있다.
그러나, 상기와 같은 포토 커플러와 같은 절연형 부품을 사용할 경우, 전원 장치를 구성하는 회로 부품이 많아지면서 피드백 회로의 구성이 복잡해지며, 신호 전달 단계가 복잡해지는 문제점이 있다.
본 발명에 따른 실시 예에서는, 오차 증폭기를 이용하여 전위차가 서로 다른 블록들 사이에서의 신호 전달이 이루어질 수 있는 전원 장치를 제공하도록 한다.
또한, 본 발명에 따른 실시 예에서는 오차 증폭기를 적용하여 출력 전류의 감지 전압을 전달할 때 발생하는 오차를 최소화할 수 있는 전원 장치를 제공하도록 한다.
또한, 본 발명에 따른 실시 예에서는 기준 전압을 출력하는 블록에 공급되는 전원의 편차에 따라 발생하는 기준 전압 신호의 편차를 최소화할 수 있는 전원 장치를 제공하도록 한다.
제안되는 실시 예에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 제안되는 실시 예가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
실시 예에 따른 전원 장치는 제 1 스위치 소자에 인가되는 펄스 제어신호에 따라 입력 전압의 레벨을 조절하여 부하에 출력 전압을 출력하는 변환부; 상기 부하의 출력단에 배치되고, 상기 부하의 출력 전류에 대응하는 전압을 감지하는 센싱 저항; 상기 센싱 저항과 연결되고, 상기 센싱 저항에서 감지되는 전압을 증폭하여 출력하는 오차 증폭기; 전원 전압을 수신하고, 상기 전원 전압에 토대로 기준 신호를 출력하는 기준 신호 출력부; 상기 오차 증폭기의 출력 신호 및 상기 기준 신호 출력부의 출력 신호를 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 출력 전류를 보상하기 위한 상기 제 1 스위치 소자의 펄스 제어신호를 출력하는 전류 보상부를 포함하고, 상기 기준 신호 출력부는, 제 1 전원 전압을 수신하고, 상기 제 1 전원 전압에 따라 목표 전류에 대응하는 듀티를 갖는 제 1 기준 신호를 출력하는 제 1 기준 신호 출력부와, 상기 제 1 전원 전압과는 다른 크기의 제 2 전원 전압을 수신하고, 상기 제 2 전원 전압에 따라 상기 제 1 기준 신호와 동일한 듀티를 가지는 제 2 기준 신호를 출력하는 제 2 기준 신호 출력부와, 상기 제 2 기준 신호 출력부에 상기 제 2 전원 전압을 출력하는 제 2 전원 전압 출력부를 포함한다.
또한, 상기 제 1 전원 전압은 3.3V이고, 상기 제 2 전원 전압은 2.5V이다.
또한, 상기 제 2 전원 전압 출력부는, 상기 제 1 전원 전압의 출력단과 연결되고, 상기 제 1 전원 전압의 크기를 다운한 제 2 전원 전압을 출력하는 다운 저항과, 상기 다운 저항을 통해 다운된 상기 제 2 전원 전압과 기준 전압을 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 선택적으로 스위칭되어 상기 제 2 기준 신호 출력부로 상기 제 2 전원 전압을 출력하는 전원 공급 소자를 포함한다.
또한, 상기 전원 공급 소자는, 비반전 단자를 통해 상기 다운 저항을 통해 출력되는 제 2 전원 전압을 수신하고, 반전 단자를 통해 기준 전압을 수신하는 제 1 증폭기와, 상기 제 1 증폭기의 출력단에 연결되고, 상기 제 1 증폭기의 출력 신호에 따라 선택적으로 스위칭되는 제 2 스위치 소자를 포함한다.
또한, 상기 전원 공급 소자의 캐소드단을 구성하는 상기 제 2 스위치 소자의 컬렉터 단자는, 상기 다운 저항의 출력단과 함께 상기 제 1 증폭기의 상기 비반전 단자에 연결된다.
또한, 상기 오차 증폭기는, 상기 센싱 저항의 일단과 연결되는 복수의 제 1 저항과, 상기 센싱 저항의 타단과 연결되는 복수의 제 2 저항과, 상기 복수의 제 1 저항과 연결되는 반전 단자와, 상기 복수의 제 2 저항과 연결되는 비반전 단자를 포함하는 제 2 증폭기와, 상기 제 2 증폭기의 출력 값을 다운시켜 상기 전류 보상부에 전달하는 전압 분배 저항을 포함한다.
또한, 상기 제 2 증폭기는, 상기 센싱 저항의 양단에 걸리는 전압을 적어도 9배 이상 증폭하여 출력한다.
또한, 상기 출력 전류가 목표 전류일 때의 상기 제 2 증폭기의 출력 값은, 상기 제 2 증폭기에 공급되는 제 3 전원 전압의 70%~80%이다.
또한, 상기 제 1 스위치 소자의 소스 단자는 제 1 그라운드에 연결되고, 상기 센싱 저항은 상기 제 1 그라운드와는 다른 제 2 그라운드에 연결된다.
또한, 상기 오차 증폭기, 상기 전류 보상부 및 상기 기준 신호 출력부는, 상기 제 1 스위치 소자와 동일한 상기 제 1 그라운드에 연결된다.
한편, 실시 예에 따른 전원 장치는 제 1 스위치 소자에 인가되는 펄스 제어신호에 따라 입력 전압의 레벨을 조절하여 부하에 출력 전압을 출력하는 변환부; 상기 부하의 출력단에 배치되고, 상기 부하의 출력 전류에 대응하는 전압을 감지하는 센싱 저항; 상기 센싱 저항과 연결되고, 상기 센싱 저항에서 감지되는 전압을 증폭하여 출력하는 오차 증폭기; 전원 전압을 수신하고, 상기 전원 전압에 토대로 기준 신호를 출력하는 기준 신호 출력부; 상기 오차 증폭기의 출력 신호 및 상기 기준 신호 출력부의 출력 신호를 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 출력 전류를 보상하기 위한 상기 제 1 스위치 소자의 펄스 제어신호를 출력하는 전류 보상부를 포함하고, 상기 오차 증폭기는, 상기 센싱 저항의 일단과 연결되는 복수의 제 1 저항과, 상기 센싱 저항의 타단과 연결되는 복수의 제 2 저항과, 상기 복수의 제 1 저항과 연결되는 반전 단자와, 상기 복수의 제 2 저항과 연결되는 비반전 단자를 포함하는 제 1 증폭기와, 상기 제 1 증폭기의 출력 값을 다운시켜 상기 전류 보상부에 전달하는 전압 분배 저항을 포함하고, 상기 출력 전류가 목표 전류일 때의 상기 제 1 증폭기의 출력 값은, 상기 제 1 증폭기에 공급되는 전원 전압의 70%~80%이다.
또한, 상기 기준 신호 출력부는, 제 1 전원 전압을 수신하고, 상기 제 1 전원 전압에 따라 목표 전류에 대응하는 듀티를 갖는 제 1 기준 신호를 출력하는 제 1 기준 신호 출력부와, 상기 제 1 전원 전압과는 다른 크기의 제 2 전원 전압을 수신하고, 상기 제 2 전원 전압에 따라 상기 제 1 기준 신호와 동일한 듀티를 가지는 제 2 기준 신호를 출력하는 제 2 기준 신호 출력부와, 상기 제 2 기준 신호 출력부에 상기 제 2 전원 전압을 출력하는 제 2 전원 전압 출력부를 포함하고, 상기 제 2 전원 전압 출력부는, 상기 제 1 전원 전압의 출력단과 연결되고, 상기 제 1 전원 전압의 크기를 다운한 제 2 전원 전압을 출력하는 다운 저항과, 비반전 단자를 통해 상기 다운 저항을 통해 출력되는 제 2 전원 전압을 수신하고, 반전 단자를 통해 기준 전압을 수신하는 제 2 증폭기와, 상기 제 2 증폭기의 출력단에 연결되고, 상기 제 2 증폭기의 출력 신호에 따라 선택적으로 스위칭되는 제 2 스위치 소자를 포함한다.
또한, 상기 제 2 전원 전압 출력부 캐소드단을 구성하는 상기 제 2 스위치 소자의 컬렉터 단자는, 상기 다운 저항의 출력단과 함께 상기 제 2 증폭기의 상기 비반전 단자에 연결된다.
본 발명에서는 센싱 저항의 출력단에 오차 증폭기를 배치하고, 상기 오차 증폭기를 통해 감지 신호의 전달이 이루어지도록 한다. 따라서, 본 발명에서는, 직류-직류 변환부의 그라운드와 발광 다이오드의 그라운드를 분리하면서, 정전류 제어부의 그라운드를 상기 직류-직류 변환부와 동일한 그라운드로 사용한다. 이에 따라, 본 발명의 실시 예에 의하면 상기 그라운드 분리에 따른 전류 편차 발생을 해결하여, 상기 센싱된 전류의 정확도를 높일 수 있으며, 상기 추가로 배치되어야 하는 절연형 부품을 삭제함으로써, 회로 최소화를 통한 인쇄회로기판의 배치 공간을 줄일 수 있다. 또한, 본 발명에서는 그라운드 전위차가 존재하는 상태에서 전류를 센싱할 때, 회로 설계의 자유도를 증가시킬 수 있다.
또한, 본 발명에서는 기준 신호 출력 회로에 공차가 낮은 전원 공급 회로를 추가하였다. 이에 따라, 본 발명에서는 전류 보상부에 공급되는 최종 기준 신호는 VDD 전원의 공차보다 낮은 공차를 가지는 전원에 의해 생성된다. 따라서, 본 발명에 의하면, 마이크로 컨트롤 유닛에 공급되는 VDD 전원이 가지는 공차를 무시할 수 있으며, 상기 VDD 전원이 가지는 전원 공차에 의해 발생하는 기준 신호의 오차를 최소화할 수 있다.
또한, 본 발명에서는 발광 다이오드의 출력단의 센싱 저항에 걸리는 전류를 오차 증폭기를 이용하여 센싱한다. 이때, 본 발명에서는 상기 오차 증폭기가 적어도 9배 이상의 증폭도를 가지도록 한다. 다시 말해서, 본 발명에서는 발광 다이오드에 정상 전류가 흐르는 상태에서, 상기 오차 증폭기의 출력 전압이 상기 오차 증폭기의 전원 전압의 70%~80% 수준을 가지도록 한다. 그리고 본 발명에서는 상기 오차 증폭기의 출력 전압 값을 기존보다 크게 하면서, 상기 오차 증폭기와 전류 보상부 사이에 전압 분배부를 추가 배치한다. 이에 따라, 본 발명에서는 상기 오차 증폭기를 구성하는 복수의 저항들이 가지는 공차에 따른 발광 다이오드의 출력 전류에 대한 센싱 전압 값의 오차를 최소화할 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 실시 예에 의하면, 정밀 제어가 필요한 장치의 전류 센싱에 적용되어 전류 센싱 값의 정확도를 높일 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 장치의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 정류부 및 역률 보상부의 상세 회로 구성도이다.
도 3은 도 1에 도시된 전원 장치의 상세 회로 구성도이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 오차 증폭기(161)를 나타낸 회로도이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 전류 보상부의 회로도이다.
도 6은 도 5의 삼각파 발생부의 회로도이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 삼각파 발생부의 구동 파형을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 삼각파 발생부를 구성하는 정전류원의 회로도이다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 전원 전압과 기준 신호의 관계를 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 전원 장치의 회로도이다.
도 11은 도 10의 기준 신호 출력부의 상세 회로도이다.
도 12는 도 11의 제 2 전원 전압 출력부의 상세 회로도이다.
도 13은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 기준 신호의 파형을 나타낸 도면이다.
도 14는 도 10의 오차 증폭기의 상세 회로도이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 명세서에 개시된 실시 예를 상세히 설명하되, 도면 부호에 관계없이 동일하거나 유사한 구성요소는 동일한 참조 번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되거나 혼용되는 것으로서, 그 자체로 서로 구별되는 의미 또는 역할을 갖는 것은 아니다. 또한, 본 명세서에 개시된 실시 예를 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 명세서에 개시된 실시 예의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 첨부된 도면은 본 명세서에 개시된 실시 예를 쉽게 이해할 수 있도록 하기 위한 것일 뿐, 첨부된 도면에 의해 본 명세서에 개시된 기술적 사상이 제한되지 않으며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다.
본 출원에서, "포함한다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 장치의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전원 장치(100)는 부하(140, 예를 들어, 발광 다이오드)에 전원을 공급하며, 이에 따라 입력 전원을 상기 부하(140)에서 필요로 하는 전원으로 변환할 수 있다.
이를 위해, 전원 장치는 정류부(110), 역률 보상부(120), 직류-직류 변환부(130), 부하(140), 감지부(150), 및 제어부(160)를 포함한다.
정류부(110)는 제 1 내지 4 다이오드(BD1, BD2, BD3, BD4)를 포함한다.
정류부(110)는 상기와 같은 브리지 다이오드를 포함하며, 외부로부터 공급되는 상용 교류 전원(예를 들어, 110V~220V)를 직류 전원으로 변환하여 출력한다.
역률 보상부(120, Power Factor Correction)는, 상기 정류부(110)를 통해 변환된 직류 전원에 대한 역률을 보상하여 출력한다.
상기 역률 보상부(120)는 승압 변환부라고도 부를 수 있는 바와 같이, 입력 전압과 같은 위상의 입력 전류를 만들어 역률을 보상하는 기능 외에, 상기 직류 전원을 승압하여 출력하는 승압 기능을 포함한다.
상기 역률 보상부(120)는 상기 정류부(110)를 통해 정류된 직류 전원을 입력받고, 상기 입력된 직류 전원으로부터의 전압을 승압하기 위하여, 스위치 소자, 커패시터, 인덕터를 포함한다. 여기에서, 다이오드는 역방향 흐름 방지 기능 및 바이패스 기능을 하며, 커패시터는 정류부(110)를 통해 출력되는 직류 전원을 충전하여 평활 전압을 출력하는 평활 커패시터이다.
직류-직류 변환부(130)는 제어 신호를 기초하여 입력 전원의 레벨을 변화시켜 출력 단자로 출력 전압을 제공할 수 있다. 직류-직류 변환부(130)는 복수 개로 구성되어 서로 병렬로 구동될 수 있다. 이때, 하나의 입력 전원은 분기되어 상기 복수의 직류-직류 변환부로 입력될 수 있고, 상기 복수 개의 직류-직류 변환부 각각으로부터 출력되는 전압은 하나의 출력 단자로 출력될 수 있다. 즉, 복수 개의 직류-직류 변환부는 입력 전원의 레벨 변화를 개별처리하여 하나의 출력 전압을 공급할 수 있다. 이는, 대 전류용 직류-직류 변환부를 설계하기 위하여 하나의 직류-직류 변환기를 사용하는 경우 하나의 직류-직류 변환기 내의 소자의 사이즈가 증가하고, 복잡도가 증가하는 문제가 있으나, 상기와 같이 복수 개의 직류-직류 변환기를 서로 병렬 연결하여 하나의 직류-직류 변환부(130)를 구성함으로써, 각각의 직류-직류 변환기가 담당하는 전류 값을 줄일 수 있으므로, 복수 개의 직류-직류 변환기 내의 소자의 사이즈가 지나치게 증가하거나 회로의 복잡도가 증가하는 문제를 피하면서도 고출력이 가능한 효과가 있다.
상기 직류-직류 변환부(130)는 가공되지 않은 입력 전원을 지정된 처리 과정을 거쳐 원하는 레벨의 출력 전원을 얻을 수 있는데, 이때 원하는 출력 전원을 얻기 위하여 제어가 필요하다. 특히 입력 전압과 부하 전류가 변할 수 있는 상황에서도 잘 조절된 출력 전압을 얻기 위해서는 제어가 필수적이다.
상기 직류-직류 변환부(130)를 제어하는 방식으로 전압 모드 제어(Voltage mode control) 방식과 전류 모드 제어(Current mode control) 방식이 있다. 이중 본 발명에서는 정전류 제어에 의해 상기 직류-직류 변환부(130)가 제어될 수 있다. 이를 위해, 본 발명에서의 전원 장치는, 부하(140)의 출력 전류를 감지하고, 상기 출력 전류와 기준 전류의 차이 값을 기준으로 상기 직류-직류 변환부(130)를 구성하는 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
부하(140)는 상기 직류-직류 변환부(130)를 통해 변환된 전원에 의해 구동된다. 바람직하게, 상기 부하(140)는 발광 다이오드(LED: Light Emitting Diode)일 수 있다.
감지부(150)는 상기 부하(140)의 출력단에 배치된다. 상기 감지부(150)는 상기 부하(140)의 출력단에 걸리는 전류에 대응하는 전압 값을 출력할 수 있다. 이를 위해, 감지부(150)는 감지 저항(RSEN)을 포함할 수 있다.
제어부(160)는 상기 감지부(150)를 통해 전달되는 출력 전류에 대한 실제 전압을 감지하고, 기준 전압에 대응하는 기준 신호를 감지하며, 상기 실제 전압과 상기 기준 전압의 차이 값에 따라 상기 직류-직류 변환부(130)를 제어할 수 있다.
이하에서는, 첨부된 도면을 참조하여 상기 각각의 구성의 상세 회로 구조에 대해 설명하기로 한다.
<정류기 및 역률 보상부의 회로도 >
도 2는 도 1에 도시된 정류부 및 역률 보상부의 상세 회로 구성도이다.
도 2를 참조하면, 정류부(110)는 입력 교류 전원을 인가받아 정류하여 출력한다. 상기 정류부(110)는 브릿지 정류부일 수 있으며, 제1 내지 제4 다이오드(BD1~BD4)를 포함할 수 있다.
상기 정류부(110)는 제1 및 제2 노드로 입력 교류 전원을 인가받아 정류하여 제3 노드 및 제4 노드로 출력할 수 있다.
상기 정류부(110)의 제1 내지 제4 다이오드(BD1~BD4)의 연결관계를 설명한다.
상기 제1 내지 제4 다이오드(BD1~BD4)의 P 영역에 연결된 전극인 애노드(anode)와 N 영역에 연결된 전극인 캐소드(cathode)를 포함한다.
상기 제1 다이오드(BD1)의 애노드 단자는 제1 노드(N1)에 연결되고, 캐소드 단자는 제3 노드(N3)에 연결된다.
상기 제2 다이오드(BD2)의 애노드 단자는 제4 노드(N4)에 연결되고, 캐소드 단자는 제2 노드(N2)에 연결된다.
상기 제3 다이오드(BD3)의 애노드 단자는 제2 노드(N2)에 연결되고, 캐소드 단자는 제3 노드(N3)에 연결된다.
상기 제4 다이오드(BD4)의 애노드 단자는 제4 노드(N4)에 연결되고, 캐소드 단자는 제2 노드(N2)에 연결된다.
제1 및 제2 스위치 소자(Qs, Qm)의 동작에 동기되는 에너지 저장 소자인 인덕터(123)는 에너지를 축적하고, 이 축적한 에너지를 역률 보상부(120)로 출력할 수 있다. 이때, 상기 역률 보상부(120)는 복수의 승압부(증폭부라 할 수 있음)를 포함할 수 있다. 즉, 상기 인덕터(123)는 상기 축적한 에너지를 상기 역률 보상부(120)를 구성하는 제1 및 제2 증폭부(121, 122)로 공급하는 동작을 반복할 수 있다.
상기 역률 보상부(120)를 구성하는 상기 제1 및 제2 증폭부(121, 122)는 인덕터(123)와 동기화되고 입력 전압을 증폭하여 출력할 수 있다.
제1 증폭부(121), 제2 증폭부(122) 및 인덕터(123)는 서로 직렬 연결될 수 있다. 도면상으로 인덕터(123)가 제1 증폭부(121) 및 제2 증폭부(122) 사이에 배치되고 있으나 이에 한정되는 것은 아니다.
인덕터(123), 제1 증폭부(121) 및 제2 증폭부(122) 순으로 직렬 배치되거나, 제1 증폭부(121), 제2 증폭부(122) 및 인덕터(123) 순으로 직렬 배치될 수 있다.
돌입 전류 경로부(124)는 전원 장치(100)의 초기 구동 시 발생될 수 있는 돌입 전류(Inrush-Current)가 흐르는 경로를 제공하여, 돌입 전류의 경로 상에 존재하는 반도체 소자로서 전류 정격이 높은 소자를 적용해야만 하는 문제를 해결할 수 있다.
돌입 전류 경로부(124)는 제1 증폭부(121)와 제2 증폭부(122) 사이에 연결될 수 있다.
상기 제1 및 제2 증폭부(121, 122)는 도 2와 같은 회로 구성을 가질 수 있다.
이하, 제5 노드(N5)는 제6 노드(N6) 및 제7 노드(N7)의 슈퍼노드(SuperNode)라고 정의한다. 상기 제1 증폭부(121)는 제 3노드(N3) 및 제5 노드(N5) 사이에 연결될 수 있다.
제2 증폭부(122)는 제5 노드(N5) 및 제4 노드(N4) 사이에 연결될 수 있다. 따라서 상기 제1 및 제2 증폭부(121, 122)는 서로 직렬연결일 수 있다.
상기 제6 노드(N6) 및 제7 노드(N7) 사이에는 인덕터(123)가 연결될 수 있다.
상기 인덕터(123)의 위치는 전술한 바에 한정되는 것은 아니다.
정류부(110)와 제1 증폭부(121) 사이의 제3 노드(N3) 상에 연결될 수 있고, 상기 정류부(110)와 제2 증폭부(122) 사이의 제4 노드(N4) 상에 연결될 수도 있다. 따라서 상기 정류부(110)와 제1 및 제2 증폭부(121, 122) 및 인덕터(123)는 서로 직렬 연결일 수 있다.
상기 제1 증폭부(121)는 제1 스위치 소자(Qs) 및 이와 병렬연결인 제1 출력부를 포함할 수 있다. 상기 제2 증폭부(122)는 제2 스위치 소자(Qm) 및 이와 병렬 연결인 제2 출력부를 포함할 수 있다.
상기 제1 증폭부(121)의 상기 제 1 출력부는 제1 커패시터(1211), 제1 저항(1212) 및 제1 출력부 다이오드(1213)를 포함할 수 있다.
상기 제1 커패시터(1211)와 제1 저항(1212)은 서로 병렬 연결될 수 있으며, 이들과 직렬로 상기 제1 출력부 다이오드(1213)가 연결될 수 있다.
도면상으로는 제1 출력부 다이오드(1213)가 제5 노드(N5)와 제8 노드(N8)사이에 연결되어 있지만 이에 한정되는 것은 아니고 상기 제1 출력부 다이오드(1213)가 제1 스위치 소자(Qs)와 제1 커패시터(1211) 사이에서 순방향으로 제3 노드(N3) 상에 연결될 수 있다.
상기 제 2 증폭부(122)의 상기 제2 출력부는 제2 커패시터(1221), 제2 저항(1222) 및 제2 출력부 다이오드(1223)를 포함할 수 있다.
상기 제2 커패시터(1221)와 제2 저항(1222)은 서로 병렬 연결될 수 있고, 이들과 직렬로 상기 제2 출력부 다이오드(1223)가 연결될 수 있다.
도면상으로는 제2 출력부 다이오드(1223)가 제5 노드(N5)와 제9 노드(N9) 사이에 연결되어 있지만 이에 한정되는 것은 아니다.
상기 제2 출력부 다이오드(1223)는 제2 스위치 소자(Qm)와 제2 커패시터(1221) 사이에서 순방향으로 제4 노드(N4) 상에 연결될 수 있다.
도면을 참조하면, 상기 돌입 전류 경로부(123)는 제1 커패시터(1211)와 제1 출력부 다이오드(1213)가 연결되는 제10 노드(N10)와 제2 커패시터(1221)와 제2 출력부 다이오드(1223)가 연결되는 제11 노드(N11) 사이에 연결될 수 있다.
돌입 전류 경로부(124)는 다이오드로 구성될 수 있고, 상기 돌입 전류 경로부(124)의 애노드 단자는 상기 제1 출력부 다이오드(1213)의 애노드 단자에 연결되며, 상기 돌입 전류 경로부(124)의 캐소드 단자는 상기 제2 출력부 다이오드(1223)의 캐소드 단자와 연결될 수 있다.
전원 장치(100)의 초기 구동 시 제1 및 제2 커패시터(1211, 1221)의 양단 전압은 0V가 된다. 따라서 상기 제1 및 제2 커패시터(1211, 1221)는 순간적으로 단락 회로처럼 동작한다.
최초 입력 전원이 전원 장치(100)에 인가되는 경우 순간 단락 회로처럼 동작하는 제1 커패시터(1211)및 제2 커패시터(1221)로 큰 충전 전류가 흐를 수 있다. 특히 상기 입력 전원(Vi)의 전압이 최대이며 위상이 90도가 되는 경우 돌입 전류는 최대 값을 가질 수 있다.
전원 장치(100)의 초기 구동 시 돌입 전류는 제1 커패시터(1211)를 지나 인덕터(123)가 아닌 상대적으로 임피던스가 작은 돌입 전류 경로부(124)를 경유하여 제2 커패시터(1221)로 흐를 수 있다. 돌입 전류에 의하여 제1 및 제2 커패시터(1211, 1221)가 충전되고 상기 제1 및 제2 커패시터(1211, 1221)의 단자 전압이 상승하며 상기 제1 및 제2 커패시터(1211, 1221)의 충전 전류인 돌입 전류는 정상상태로 떨어진다.
예를 들어 입력 전원이 피크치가 460V인 교류 전원인 경우 정류부(110)를 통과한 교류 전원의 실효치는 약 650V가 될 수 있고, 정상상태에서 제1 및 제2 출력부 각각이 400V 크기의 전압을 출력하는 경우, 돌입 전류 경로부(124)의 애노드 단자는 250V가 걸리고, 캐소드 단자는 400V가 걸린다. 즉, 상기 돌입 전류 경로부(124)의 다이오드에 역방향 전압이 걸리므로 상기 돌입 전류 경로부(124)의 다이오드는 개방 상태로 동작할 수 있다.
<직류-직류 변환부의 회로도>
도 3은 도 1에 도시된 전원 장치의 상세 회로 구성도이다.
도 3을 참조하면, 직류-직류 변환부(130)는 스위치 소자(Q1), 제 1 다이오드(D1), 제 1 인덕터(L1) 및 제 2 커패시터(C2)를 포함한다.
이러한, 직류-직류 변환부(130)는 크게 절연형과 비절연형으로 나눌 수 있다. 절연형은 입력단과 출력단의 절연, 즉 자성 코어를 이용한 변압기로 절연을 하여 안정성을 확보할 수 있는 장점이 있고, 권선비 조절을 통해 승-감압 비율을 조절할 수 있다.
또한, 상기 직류-직류 변환부(130)의 종류로써 벅 타입(Buck type)은 포워드(forward), 하프 브리지(half bridge), 풀 브리지(full bridge) 컨버터 등이 있고, 벅-부스트 타입(Buck-boost type)은 플라이백 컨버터(flyback converter) 등이 있다.
특히, 플라이백 컨버터는 고압의 스위치 소자가 하나만 있으면 동작하므로 구조가 간단하여 저가로 컨버터를 구현할 수 있다. 또한, 이러한 상기 직류-직류 변환부(130)는 출력 신호의 오차를 감지하여 이를 제어하는 제어부와 하나의 칩으로 형성되어 스위치 모드 서플라이 유닛이라고 부를 수 있다.
이러한, 직류-직류 변환부(130)는 다양한 형태로 구성될 수 있으며, 본 발명에서는 비절연형 벅(BUCK) 타입으로 표현하여 설명한다.
이러한, 직류-직류 변환부(130)는 스위치 소자(Q1), 제 1 다이오드(D1), 제 1 인덕터(L1) 및 제 2 커패시터(C2)를 포함할 수 있다.
제 1 다이오드(D1)의 애노드 단자는 입력 전원(보다 명확하게는, 역률 보상부(120)의 출력 단자)에 연결될 수 있고, 캐소드 단자는 스위치 소자(Q1)의 일 단자에 연결될 수 있다. 또한, 상기 스위치 소자(Q1)의 타 단자는 제 1 그라운드(G1)에 연결될 수 있다. 또한, 상기 스위치 소자(Q1)는 제어부(160)와 연결되어, 상기 제어부(160)의 제어 신호에 따라 스위칭 동작이 제어될 수 있다. 또한, 상기 제 1 인덕터(L1)의 일 단자는 상기 제 1 다이오드(D1)의 캐소드 단자와 상기 스위치 소자(Q1)의 일 단자에 연결될 수 있다. 바람직하게, 상기 스위치 소자(Q1)의 드레인 단자는 상기 제 1 다이오드(D1)의 캐소드 단자에 연결될 수 있다. 그리고, 스위치 소자(Q1)의 소스 단자는 제 1 그라운드(G1)에 연결될 수 있다. 또한, 상기 스위치 소자(Q1)의 게이트 단자는 상기 제어부(160)에 연결될 수 있다. 이러한 스위치 소자(Q1)는 n-MOS 트랜지스터를 포함할 수 있다.
또한, 제 2 커패시터(C2)의 일 단자는 상기 제 1 다이오드(D1)의 애노드 단자에 연결될 수 있고, 타 단자는 상기 제 1 인덕터(L1)의 타 단자에 연결될 수 있다. 즉, 제 1 다이오드(D1)와 스위치 소자(Q1)는 서로 직렬 연결될 수 있고, 상기 제 1 다이오드(D1)와 상기 제 2 커패시터(C2)는 서로 병렬 연결될 수 있다. 그리고 제 1 인덕터(L1) 는 상기 제 1 다이오드(D1)와 상기 제 2 커패시터(C2) 사이에 배치될 수 있다.
한편, 감지부(150)는 상기 부하(140)의 출력단에 배치된다. 이때, 상기 감지부(150)는 센싱 저항(RSEN)을 포함한다. 즉, 상기 센싱 저항(RSEN)의 일단은 상기 부하(140)의 출력단에 연결될 수 있고, 타단은 상기 제 2 그라운드(G2)에 연결될 수 있다.
이와 같이, 상기 스위치 소자(Q1)와 상기 센싱 저항(RSEN)은 서로 다른 그라운드에 연결되며, 이에 따른 전위차를 가지게 된다. 이에 따라, 도면에서와 같은 회로 연결 관계에서, 상기 센싱 저항(RSEN)에서 측정되는 센싱 전압이 상기 스위치 소자(Q1)를 제어하는 제어부(160)로 직접 전달될 수 있다. 따라서, 이와 같은 구조에서는 그라운드의 전위차를 극복할 수 있는 연결이 필요하다. 이에 따라, 종래에서는 상기 센싱 저항(RSEN)과 상기 제어부(160) 사이에 절연형 포토 커플러를 배치하였다. 그러나, 본 발명에서는 상기 포토 커플러를 제거하면서, 상기 센싱 저항(RSEN)의 센싱 전압이 상기 제어부(160)로 직접 전달될 수 있도록 한다.
이를 위해, 본 발명에서는 상기 센싱 전압을 상기 제어부(160)로 전달하기 위해 오차 증폭기(추후 설명)를 구성한다. 상기 오차 증폭기는 차동 증폭기(Differential Amplifier)로 동작할 수 있다. 그리고 상기 오차 증폭기의 입력은 두 단자 전압의 차이 값이 입력되기 때문에, 자신의 그라운드와 다른 그라운드에서도 입력을 받을 수 있다. 그리고 상기 오차 증폭기의 출력은 상기 오차 증폭기가 연결된 그라운드를 기준으로 출력 전압이 형성되기 때문에 상기와 같은 그라운드 전위차를 극복할 수 있다.
한편, 상기 스위치 소자(Q1)는 도 3에서, 상기 제 1 다이오드(D1)가 배치된 영역에 위치시킨 상태에서의 직류-직류 변환부(130)를 구성할 수도 있다. 즉, 상기 스위치 소자(Q1)는 트랜지스터가 될 수 있고, 그의 일 단자는 상기 역률 보상부(120)의 출력단에 연결되고, 타 단자는 제 1 다이오드(D1)의 캐소드(Cathode) 단자에 연결될 수 있다. 상기 제 1 인덕터(L1)의 일 단자는 제 1 다이오드(D1)의 캐소드 단자와 연결되고, 타 단자는 제 2 커패시터(C2)의 일 단자와 연결될 수 있다. 상기 제 2 커패시터(C2)의 타 단자는 제 1 다이오드(D1)의 애노드(Anode) 단자 및 상기 입력 전원의 타 단자와 연결될 수 있다.
이와 같은 경우, 상기 제어부(160)와 상기 센싱 저항(RSEN)의 그라운드를 동일하게 가져갈 수 있다. 다시 말해서, 상기와 같은 위치에 상기 스위치 소자(Q1)가 배치되는 경우, 상기 제어부(160)의 그라운드와 상기 센싱 저항(RSEN)의 그라운드를 동일하게 가져갈 수 있으며, 이에 따른 상기 포토 커플러와 같은 부품을 삭제할 수 있다. 그러나, 이와 같이 직류-직류 변환부(130)가 구성되는 경우, 상기 스위치 소자(Q1)의 소스 단자는 상기 제어부(160)와 다른 그라운드에 연결되어야만 하며, 이에 따라 상기 제어부(160)에서 상기 스위치 소자(Q1)를 직접 제어할 수 없는 문제점이 있다.
이에 따라, 상기와 같은 회로 구성의 경우, 상기 포토 커플러와 같은 부품은 삭제할 수 있을지라도, 상기 스위치 소자(Q1)를 제어하기 위한 별도의 회로(예를 들어, 펄스 트랜스)가 추가되어야만 한다. 또한, 상기 스위치 소자(Q1)가 상기 위치에 배치되는 경우, 상기 스위치 소자(Q1)는 n-MOS 타입이 아닌 p-MOS 타입을 사용해야만 한다. 이에 따라, 상기 스위치 소자(Q1)를 상기 p-MOS 타입으로 형성해야 함에 따른 부품 단가가 상승하며, 이의 제어를 위한 게이트 회로가 복잡해지는 문제가 있다.
따라서, 본 발명에서는 상기와 같은 위치에 상기 스위치 소자(Q1)를 배치하면서, 상기 스위치 소자(Q1)를 n-MOS 타입으로 형성한다. 그리고 상기 제어부(160)의 그라운드는 상기 스위치 소자(Q1)의 그라운드와 동일하게 가져간다. 이에 따라, 본 발명에서는 상기 제어부(160)에서 상기 스위치 소자(Q1)를 직접 제어할 수 있으며, 이에 따른 추가적인 부품을 삭제할 수 있다. 또한, 센싱 저항(RSEN)의 신호를 감지하기 위한 구성으로 오차 증폭기(추후 설명)를 사용함으로써, 상기 그라운드의 전위차가 다름에 따라 필요한 포토 커플러와 같은 신호 전달 회로를 삭제할 수 있다.
직류-직류 변환부(130)의 출력단에는 부하(140)가 배치된다. 상기 부하(140)는 상기 직류-직류 변환부(130)를 통해 전달되는 전원에 의해 구동된다. 상기 부하(140)는 조명 부하일 수 있으며, 이에 따라 상호 직렬 또는 병렬로 연결된 복수의 발광 다이오드를 포함할 수 있다.
< 감지부의 회로도>
감지부(150)는 상기 부하(140)의 출력단에 연결된다.
상기 감지부(150)는 일단이 상기 부하(140)의 출력단과 연결되고, 타단이 상기 제 1 인덕터(L1) 의 타단 및 제 2 커패시터(C2)의 타단과 연결될 수 있다.
그리고, 상기 감지부(150)는 상기 스위치 소자(Q1)가 연결된 제 1 그라운드(G1)와는 다른 제 2 그라운드(G2)에 연결된다. 상기 감지부(150)는 센싱 저항(RSEN)을 포함한다.
즉, 상기 직류-직류 변환부(130)에서 출력되는 전원에 의해 상기 부하(140)가 구동되는 경우, 상기 부하(140)의 출력단을 통해 흐르는 출력 전류에 대응하는 전압이 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리게 된다. 이에 따라, 본 발명에서는 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 상기 출력 전류에 대응하는 전압에 따라 상기 직류-직류 변환부(130)에 포함된 상기 스위치 소자(Q1)의 스위칭 동작을 제어하여 정전류 제어를 수행할 수 있다.
< 제 1 실시 예의 제어부의 회로도>
이하에서는 본 발명의 제어부(160)의 구성에 대해 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
상기 제어부(160)는 상기 센싱 저항(RSEN)과 연결되고, 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 전압을 감지한 감지 신호를 출력하는 오차 증폭기(161)와, 제 1 전원 전압(Vdd)에 따라 기준 전압에 대응하는 기준 신호를 출력하는 기준 신호 출력부(162)와, 상기 기준 신호 출력부(162)를 통해 출력되는 기준 신호를 평활화하는 평활부(163)와, 상기 평활화된 상기 기준 신호의 레벨을 다운시키는 다운 저항(164)과, 상기 기준 신호와 상기 감지 신호를 비교하여 이에 따른 전류 보상 신호를 출력하는 전류 보상부(155)와, 상기 전류 보상부(155)를 통해 출력되는 상기 전류 보상 신호에 따라 상기 스위치 소자(Q1)의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 구동부(166)를 포함한다.
- 제 1 실시 예에 따른 오차 증폭기의 회로도
오차 증폭기(161)는 상기 감지부(150)와 연결되고, 상기 감지부(150)에 걸리는 전압을 증폭하여 상기 전류 보상부(155)에 출력한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 오차 증폭기(161)를 나타낸 회로도이다.
도 4를 참조하면, 오차 증폭기(161)는 제 1 증폭기(OP1)와, 제 1 내지 4 저항(R1, R2, R3, R4)과, 제 4 커패시터(C4)를 포함할 수 있다. 이하에서는, 상기 오차 증폭기(161)를 구성하는 제 1 증폭기(OP1) 및 이와 연결된 저항들의 연결 관계를 설명한다.
상기 제 1 증폭기(OP1)는 차동 증폭기로 동작할 수 있다. 상기 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+) 및 반전 단자(-)는 상기 센싱 저항(RSEN)이 배치된 전류 센싱 노드와 연결될 수 있다.
제 1 저항(R1)은 상기 센싱 저항(RSEN)의 일단과 상기 제 1 증폭기(OP1)의 반전 단자(-) 사이에 연결될 수 있다.
제 2 저항(R2)은 상기 센싱 저항(RSEN)의 타단과 상기 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+) 사이에 연결될 수 있다.
제 3 저항(R3)은 상기 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+)와 상기 제 2 저항(R2) 사이의 접점에 해당하는 노드와 그라운드 사이에 연결될 수 있다.
제 4 저항(R4)은 음의 피드백을 구성하는 저항으로써, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 반전 단자(-)와 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력 단자 사이에 연결될 수 있다.
제 4 커패시터(C4)는 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력 단자와 상기 그라운드 사이에 연결될 수 있다.
상기 제 1 증폭기(OP1)는 상기 부하(140)의 출력 전류에 따라 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 전압을 일정 증폭도에 따라 증폭하여 상기 전류 보상부(155)에 전달할 수 있다.
이의 동작을 살펴보면, 상기 부하(140)가 동작함에 따라 상기 부하(140)의 출력단에는 출력 전류(ILED)가 흐르게 된다. 그리고 상기 출력 전류(ILED)의 크기에 따라 상기 센싱 저항(RSEN)의 양단에는 상기 출력 전류(ILED)의 크기에 대응되는 일정 전압이 걸리게 된다.
그리고 상기 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+) 및 반전 단자(-)에는 상기 센싱 저항(RSEN)의 양단에 걸리는 전압이 입력된다. 즉, 상기 제 1 저항(R1) 및 제 4 저항(R4)은 상기 센싱 저항(RSEN)의 음의 단에 걸리는 전압(VRSEN -)을 상기 제 1 증폭기(OP1)의 반전 단자(-)에 입력한다. 또한, 상기 제 2 저항(R2) 및 상기 제 3 저항(R3)은 상기 센싱 저항(RSEN)의 양의 단에 걸리는 전압(VRSEN+)을 상기 비반전 단자(+)에 입력한다.
따라서, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 반전 단자(-)에는 상기 제 1 저항(R1) 및 제 4 저항(R4)의 크기에 따라, 상기 센싱 저항(RSEN)의 음의 단에 걸리는 전압(VRSEN-)에 대응하는 제 1 전압(VIN-)이 입력된다. 또한, 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+)에는 상기 제 2 저항(R2) 및 제 3 저항(R3)의 크기에 따라, 상기 센싱 저항(RSEN)의 양의 단에 걸리는 전압(VRSEN +)에 대응하는 제 2 전압(VIN+)이 입력된다.
그리고 상기 제 1 증폭기(OP1)는 상기 반전 단자(-) 및 비반전 단자(+)를 통해 입력되는 제 1 전압(VIN-) 및 제 2 전압(VIN+)을 차동 증폭하여 출력한다. 즉, 상기 제 1 증폭기(OP1)는 기설정된 증폭도에 따라 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 전압을 증폭한 증폭 전압(VISEN)을 출력한다.
한편, 상기 제 1 증폭기(OP1)가 차동 증폭기로 동작함에 따라 이상적인 상기 제 1 저항(R1), 제 2 저항(R2) 제 3 저항(R3) 및 제 4 저항(R4)의 관계는 아래의 식 1과 같다.
[식 1]
다시 말해서, 상기 제 1 증폭기(OP1)가 차동 증폭기로 동작하며, 이에 따라 상기 제 1 저항(R1)의 저항값은 상기 제 2 저항(R2)의 저항값과 동일하고, 상기 제 3 저항(R3)의 저항값은 상기 제 4 저항(R4)의 저항값과 동일한 것이 이상적인 저항값들의 관계이다.
이에 따르면, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력에 해당하는 상기 증폭 전압(VISEN)은 아래의 식 2와 같다.
[식 2]
한편, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN)은 추후 설명할 상기 기준 신호 출력부(162)의 전원 전압(VDD)에 의해 결정될 수 있다. 이때, 상기 전원 전압(VDD)은 일반적으로 3.3V이다. 따라서, 상기 부하(140)를 통해 이상적인 정상 전류가 출력되는 상황에서, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN)은 상기 전원 전압(VDD)의 3.3V보다 낮은 값을 가지도록 한다. 이는, 상기 부하(140)의 출력 전류가 이상적인 정상 전류일 때, 상기 증폭 전압(VISEN)이 3.3V를 가지도록 상기 제 1 증폭기(OP1)를 구성한다면, 상기 부하(140)에서 정상 전류보다 높은 과전류가 흐르는 상태에서, 상기 과전류 상황을 정확하게 감지할 수 없기 때문이다.
따라서, 일반적으로 상기 부하(140)의 출력 전류가 이상적인 정상 전류일 때의 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 전압은 약 0.3V이며, 이에 따라 상기 제 1 증폭기(OP1)를 통해 출력되는 상기 증폭 전압(VISEN)은 2.5V이다. 다시 말해서, 상기 제 1 증폭기(OP1)는 약 8배 정도의 증폭도를 가지고 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 전압을 증폭하여 출력할 수 있다.
이에 따라, 상기 부하(140)를 통해 이상적인 정상 전류가 출력되는 상태에서의 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN)은 2.5V일 수 있다. 또한, 상기 부하(140)를 통해 저전류가 출력되는 상태에서의 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN)은 2.5V보다 작은 값일 수 있다. 또한, 상기 부하(140)를 통해 과전류가 출력되는 상태에서의 상기 제 1 저항(R1)의 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN)은 2.5V보다 큰 값일 수 있다.
- 제 1 실시 예에 따른 기준 신호
기준 신호 출력부(162)는 상기 전원 전압(VDD)에 기준 신호를 출력한다. 상기 기준 신호 출력부(162)는 일정 듀티를 가지는 펄스 폭 변조(PWM) 신호일 수 있다.
상기 기준 신호 출력부(162)는 상기 전원 전압(VDD)을 수신하고, 상기 전원 전압(VDD)을 기초로 기준 신호에 대응하는 듀티를 가지는 펄스 폭 변조 신호를 생성하여 출력할 수 있다. 여기에서, 상기 기준 신호는, 상기 부하(140)에서 출력되어야 하는 목표 전류에 대응하는 기준 전압 값일 수 있다. 그리고, 상기 펄스 폭 변조 신호는 상기 기준 전압 값을 가지도록, 상기 전원 전압(VDD)을 기초로 듀티가 조절된 신호이다. 이때, 상기 전원 전압(VDD)은 3.3V일 수 있다. 따라서, 상기 기준 신호 출력부(162)는 피크치가 3.3V를 가지며, 상기 기준 전압 값에 대응하게 듀티가 조절된 펄스 폭 변조 신호를 출력할 수 있다.
평활부(163)는 상기 기준 신호 출력부(162)를 통해 출력되는 기준 신호, 다시 말해서 펄스 폭 변조 신호를 평활화한다. 상기 평활부(163)는 제 7 저항(R7) 및 제 3 커패시터(C3)를 포함한다. 즉, 상기 평활부(163)는 R-C 저역 통과 필터를 구성할 수 있으며, 이에 따라 상기 펄스 폭 변조 신호를 평활화한 아날로그 신호를 출력할 수 있다.
상기 평활부(163)와 상기 전원 전압(VDD) 사이에는 다운 저항(164)이 배치된다. 상기 다운 저항(164)은 상기 평활부(163)를 통해 평활화된 기준 신호의 레벨을 다운시킨다. 이때, 상기 기준 신호의 레벨은 상기 설명한 바와 같은 3.3V일 수 있다. 그리고 상기 다운 저항(164)은 상기 3.3V의 크기를 가지는 상기 기준 신호의 레벨을 2.5V로 다운할 수 있다.
- 전류 보상부의 회로도
전류 보상부(165)는 일단이 상기 기준 신호 출력부(162)와 연결되고, 타단이 상기 오차 증폭기(161)와 연결될 수 있다.
그리고 상기 전류 보상부(165)는 상기 기준 신호 출력부(162)를 통해 공급되는 기준 신호와, 상기 오차 증폭기(161)를 통해 공급되는 신호의 차이 값을 기준으로, 상기 스위치 소자(Q1)를 제어하기 위한 제어 신호를 출력할 수 있다. 즉, 상기 상기 전류 보상부(165)에는 상기 기준 신호 출력부(162)를 통해 출력되는 기준 신호에 대응하는 기준 전압(VIREF) 및 상기 제 1 증폭기(OP1)를 통해 출력되는 증폭 전압(VISEN)이 입력된다.
이하에서는 상기 전류 보상부(165)의 상세 회로 및 이의 동작에 대해 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 전류 보상부의 회로도이고, 도 6은 도 5의 삼각파 발생부의 회로도이며, 도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 삼각파 발생부의 구동 파형을 나타낸 도면이며, 도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 삼각파 발생부를 구성하는 정전류원의 회로도이다.
도 5를 참조하면, 전류 보상부(165)는 증폭기(OP3), 비교기(OP4) 및 RS 래치(Latch)를 포함할 수 있다. 또한, 전류 보상부(165)는 삼각파를 발생시키는 삼각파 발생부(200)를 더 포함할 수 있다. 즉, 상기 전류 보상부(165)는 증폭기(OP3), 비교기(OP4) 및 RS 래치(Latch) 이외에도 상기 삼각파 발생부(200)를 더 포함하는 개념일 수 있다.
이들의 동작을 살펴보면 일정 주파수의 클럭에 의해 RS 래치가 세트된다. 이 세트에 동기하여 펄스 신호가 발생될 수 있다.
상기 증폭기(OP3)의 비반전 단자(+)에는 상기 증폭 전압(VISEN)이 입력될 수 있다. 그리고, 상기 증폭기(OP3)의 반전 단자(-)에는 상기 기준 전압(VIREF)이 입력될 수 있다. 또한, 상기 증폭기(OP3)는 상기 각각이 단자를 통해 입력되는 전압의 차이 값에 따른 전류 제어 값(Ic)을 출력할 수 있다.
상기 비교기(OP4)는 삼각파의 피크 값과 증폭기(OP3)의 전류 제어 값(Ic)을 비교한다. 이에 삼각파가 상기 전류 제어 값(Ic)에 도달하면 RS 래치는 리셋되어 Q는 차단된다. 이렇게 하여 듀티비 D가 결정되고 이 동작이 반복됨으로써 원하는 레벨의 일정한 출력 전압을 얻을 수 있다.
- 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부
삼각파 발생부(200)는 정전류원(210), 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부(220), 상기 펄스 신호를 반전하여 출력하는 인버터(230), 상기 정전류원(210)의 전류에 의해 충전되는 제5 커패시터(C5)와 상기 펄스 신호에 따라 제어되어 상기 제5 커패시터(C5)의 충전 또는 방전을 제어하는 제2 스위치 소자(SW2)를 포함할 수 있다.
상기 펄스 신호는 상기 제5 커패시터(C5) 양단의 전압이 증폭기(OP3)로부터 출력되는 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 하이(High) 레벨에서 로우(Low) 레벨로 천이하고, 로우(Low) 레벨의 상기 펄스 신호에 의하여 상기 제2 스위치 소자(SW2)가 턴-온되어 상기 제5 커패시터(C5)가 방전할 수 있다.
구체적으로 동작 관계를 살펴보면, 상기 정전류원(410)에 의하여 일정한 전류(Icapacitor)가 제5 커패시터(C5)로 유입되면 상기 제5 커패시터(C5)의 양단의 전압은 일정한 기울기를 가지며 증가할 수 있다. 구체적으로 커패시터의 전압 전류 관계식에 따라 관계가 성립한다. 이로부터 커패시터 양단의 전압 가 된다. 정전류원(210)의 전류(icapacitor)가 일정한 상수 값 K라고 하면, 커패시터 양단의 전압은 와 같이 되어 삼각파가 될 수 있다.
삼각파 제어부(220)는 CS 단자로부터 커패시터 양단의 충전 전압(Vout)을 읽어드려 이 충전 전압(Vout)과 증폭기(OP3)로부터 출력되는 전류 제어 값(Ic)에 기인한 제어 신호의 레벨을 서로 비교하여 충전 전압(Vout)의 피크값이 전류 제어 값(Ic)에 도달할 때까지 하이 레벨의 Ton 신호를 출력한다. 이때 하이 레벨의 Ton 신호의 반전 신호를 출력하는 인버터(230)에 의하여 제2 스위치 소자(SW2)는 오프(Off)상태를 유지할 수 있다. 그리고 충전 전압(Vout)의 피크값이 전류 제어 값(Ic)에 도달하는 경우 로우 레벨의 Ton 신호를 출력하고 그에 따라 인버터(230)는 하이 레벨을 출력함으로써 제2 스위치 소자(SW2)를 턴 온(Turn On) 시킬 수 있고, 그에 따라 제5 커패시터(C5)는 방전될 수 있다. 또한, 상기 삼각파 제어부(220)는 RS 래치의 세트와 동기시키기 위하여 클럭 신호를 읽어드릴 수 있다.
이와 같은 동작을 반복하면서 삼각파 발생부(200)는 삼각파를 발생할 수 있다.
상기 삼각파에 의하여 직류-직류 변환부(130)에 포함된 스위치 소자(Q1)의 온 타임(On Time) 및 오프 타임(Off Time)의 비율인 듀티 비(시비율)가 달라질 수 있다. 상기 듀티 비가 달라지면 상기 직류-직류 변환부(130)의 입력 전원(Vi)의 레벨의 조절 정도가 달라질 수 있다.
- 삼각파 발생부의 정전류원
도 8을 참조하면, 삼각파 발생부(200)에서 정전류원(210)을 구체화하였다.
정전류원(210)은 기준 전압(Vref)을 R9, R10 저항에 의하여 전압 분배하여 제 5 증폭기(OP5)의 비반전단자(+)로 입력하고, 분배된 전압이 상기 제 5 증폭기(OP5)의 반전단자(-)의 전압이 되면서 R10 저항 양단에는 기준 전압(Vref)과 분배된 전압(Vd)의 전위차에 제3 스위치(SW3)가 도통한다. 그리고 제3 스위치(SW3)가 도통함에 따라 일정한 전류(Icapacitor)가 제5 커패시터(C5)를 충전할 수 있다.
상기 제5 커패시터(C5)가 충전될 때 Vout은 증가한다. 삼각파 제어부(220)는 증가하는 Vout 전압을 읽어드려 Vout이 전류 제어 값(Ic)에 도달하는 경우 로우 레벨의 Ton 신호를 출력하고 그에 따라 제2 스위치(SW2)가 턴온하고, 제5 커패시터(C5)는 방전한다. 이러한 과정을 반복하면서 Vout 단자로 삼각파가 발생될 수 있다.
- 전원 전압( VDD ) 및 저항의 공차에 의한 문제
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 전원 전압과 기준 신호의 관계를 나타낸 도면이다.
한편, 상기 기준 신호 출력부(162)는 상기 전원 전압(VDD)을 가지고 상기 기준 신호를 발생한다. 그리고, 상기 기준 신호는 상기 전원 전압(VDD)의 크기에 의해 결정된다. 즉, 상기 기준 신호 출력부(162)는 상기 전원 전압(VDD)을 기설정된 일정 레벨의 기준 전압 값으로 만들기 위해 상기 기준 신호의 듀티를 조절하게 된다. 이때, 상기 기준 신호 출력부(162)는 상기 전원 전압(VDD)의 크기가 3.3V인 것으로 하여 상기 기준 신호를 생성하게 된다.
그러나 상기 전원 전압(VDD)은 일정 공차를 가지게 된다. 다시 말해서, 상기 기준 신호 출력부(162)에는 항상 3.3V의 동일한 전원 전압(VDD)이 입력되는 것이 아니라, 일정 공차 내에서 상기 3.3V보다 큰 전압이나, 상기 3.3V보다 작은 전압이 입력되게 된다. 다시 말해서, 상기 전원 전압(VDD)은 일반적으로 편차(DEVIATION)를 가지고 있는데, 상기 전원 전압(VDD)의 편차가 상기 기준 신호 출력부(162)의 기준 신호에 그대로 전달된다. 다시 말해서, 상기 전원 전압(VDD)의 편차에 대응하게 상기 기준 신호에도 동일한 편차가 발생하게 된다.
따라서, 단순히 상기 전원 전압(VDD)만을 이용하여 상기 기준 신호를 생성하게 되면, 상기 전원 전압(VDD)이 가지는 편차에 따라 상기 기준 신호에 편차가 발생하는 문제점이 있다.
또한, 상기 설명한 바와 같이 상기 오차 증폭기(161)는 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 전압을 상기 제 1 내지 4 저항(R1, R2, R3, R4)에 따라 일정 증폭한 증폭 전압(VISEN)을 출력한다.
이때, 이상적인 상기 오차 증폭기(161)는 R1=R2, R3=R4 일 때, 상기 설명한 바와 같은 수식 2와 같이, 두 저항의 비로 증폭기 출력이 정의될 수 있다.
그러나 일반적으로 상기 오차 증폭기(161)를 구성하는 제 1 내지 4 저항(R1, R2, R3, R4)에는 편차가 발생하게 되며, 이에 따른 상기 편차가 반영된 실제의 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN _REAL)은 아래와 같은 수식 3과 같이 복잡하게 정의될 수 있다.
[수식 3]
다시 말해서, 상기 오차 증폭기(161)를 구성하는 제 1 내지 4 저항이 각각 가지는 공차를 반영하여 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력에 대응하는 실제 증폭 전압(VISEN_REAL)은 수식 3과 같이 복잡한 수식으로 정의된다.
즉, 상기 오차 증폭기(161)를 구성하는 실제 상기 제 1 증폭기(OP1)는 상기 제 1 그라운드(G1)를 기준으로 상기 VRSEN +와 VIN+의 전압비 또는 VRSEN -와 VIN-의 전압비가 커질수록, 증폭 전압(VISEN)가 각각의 저항이 가지는 공차에 따라 크게 영향을 받는 문제가 발생하게 된다.
또한, 이는 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력 값이 2.5V 수준의 작은 값이므로, 상기 각각의 저항의 1%의 공차에 따른 오차에 대해서도 상기 증폭 전압(VISEN)의 출력에 큰 영향을 미치게 된다. 즉, 상기 각각의 저항의 편차에 따라 목표로 하는 증폭 전압(VISEN _TARGET) 대비 실제 증폭 전압(VISEN)의 최대 오차율을 살펴보면 아래와 같다.
PARAMETER CASE 1 CASE 2
VREN + 20.33V 20.33V
VRSEN - 20V 20V
VISEN _TARGET 2.5V 2.5V
저항 TOLERANCE ±0.5 % ±1 %
VISEN _TARGET 대비 VISEN의
최대 오차율(%)		 - 13.5% - 27.2%
상기 표 1에서와 같이, 상기 저항이 가지는 공차에 따라 목표로 하는 증폭 전압(VISEN_TARGET) 대비 실제 증폭 전압(VISEN)의 최대 오차율은 13.5% ~ 27.2% 사이에 위치하며, 이는 실제 상기 목표로 하는 증폭 전압을 기준으로 보면 큰 수치에 해당되는 것이다.
따라서, 아래에서는 도 3의 회로를 보완한 추가 실시 예를 제안한다.
<본 발명의 제 2 실시 예의 전원 장치의 회로도>
아래의 본 발명의 제 2 실시 예에서의 전원 장치는, 도 3 대비하여, 상기 기준 신호 출력부(162) 및 상기 오차 증폭기(161)의 구성만이 상이하며, 나머지 다른 구성에 대해서는 실질적으로 동일하다. 따라서, 이하에서는 상기 변경되는 부분에 대해서만 구체적으로 설명하기로 한다.
도 10은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 전원 장치의 회로도이고, 도 11은 도 10의 기준 신호 출력부의 상세 회로도이며, 도 12는 도 11의 제 2 전원 전압 출력부의 상세 회로도이고, 도 13은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 기준 신호의 파형을 나타낸 도면이고, 도 14는 도 10의 오차 증폭기의 상세 회로도이다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 제 2 실시 예에서의 전원 장치는 제 1 기준 신호 출력부(162), 제 2 전원 전압 출력부(167), 및 제 2 기준 신호 출력부(168)를 포함한다.
제 1 기준 신호 출력부(162)는 제 1 전원 전압을 수신하고, 상기 제 1 전원 전압에 따라 제 1 기준 신호를 생성하여 출력한다. 이때, 상기 제 1 기준 신호는 상기 본 발명의 제 1 실시 예에서의 기준 신호 출력부(162)에서 출력되는 펄스 폭 변조 신호와 동일한 신호이다.
이때, 상기 제 1 기준 신호 출력부(162)는 목표로 하는 기준 전압(부하의 목표 전류에 대응하는 전압)에 따라 듀티를 조절된 제 1 펄스 폭 변조 신호(이는, 상기 제 1 기준 신호와 동일한 신호임)를 생성하여 출력한다. 이때, 상기 제 1 펄스 폭 변조 신호의 피크 값은 3.3V이다. 다만, 상기 제 1 펄스 폭 변조 신호의 피크 값은 상기 제 1 전원 전압(VDD)이 가지는 편차에 대응하는 편차를 가지게 된다. 즉, 상기 제 1 전원 전압은 일반적으로 3.3V 전원이 갖는 2.3%의 편차를 가지며, 이에 따라 상기 3.3 V 전원이 갖는 2.3%의 편차는 제 1 기준 신호 출력부(162)에서 출력되는 제 1 펄스 폭 변조 신호의 피크치에 그대로 전달된다.
- 제 2 전원 전압 출력 특징
제 2 전원 전압 출력부(167)는 상기 제 2 기준 신호 출력부(168)가 상기 제 2 기준 신호를 생성하기 위한 전원 전압을 공급한다. 이때, 상기 제 2 전원 전압은 2.5V 일 수 있다. 이때, 상기 제 2 전원 전압 출력부(167)는 전원 공급 소자(AS431)을 포함한다. 그리고, 상기 전원 공급 소자(AS431)는 상기 제 2 전원 전압 출력부(167)에 2.5V의 일정한 전원 전압이 공급되도록 한다.
이를 위한 제 2 전원 전압 출력부(167)는 제 8 저항(R8), 제 4 커패시터(C4) 및 상기 전원 공급 소자(AS431)를 포함한다.
제 8 저항(R8)은 일단이 상기 제 1 전원 전압 출력단과 연결되고, 타단이 제 2 기준 신호 출력부(168)의 입력단에 연결된다.
제 4 커패시터(C4)는 일단이 상기 제 8 저항(R8)의 타단과 연결되고, 타단이 그라운드에 연결된다.
전원 공급 소자(AS431)는 일반적으로 사용되는 AS431이며, 이의 캐소드 단은 상기 제 8 저항(R8)의 타단 및 상기 제 4 커패시터(C4)의 일단과 연결된다. 그리고, 전원 공급 소자(AS431)의 애노드단은 그라운드에 연결된다.
이하에서는, 상기 전원 공급 소자(AS431)의 상세 회로 구성 및 이의 동작에 대해 설명하기로 한다.
AS431은 전체 작동 범위에 걸친 열 안정성이 보장되는 레귤레이터라 할 수 있다. 이는 급격한 켜기 특성, 낮은 온도 계수 및 낮은 출력 임피던스를 특징으로 하기 때문에 스위칭 전력 공급기, 충전기 및 기타 조정 가능한 레귤레이터와 같은 용도의 제너 다이오드를 대체한다. AS431의 공차는 0.5% 수준이다.
전원 공급 소자(AS431)는 제 2 증폭기(OP2), 스위치 소자(SW1), 제 2 다이오드(D2)를 포함한다.
이때, 상기 제 8 저항(R8)은 상기 제 1 전원 전압의 레벨을 다운시켜 제 2 전원 전압을 생성하고, 상기 생성한 제 2 전원 전압을 출력한다. 그리고 상기 제 8 저항(R8)을 통해 다운된 제 2 전원 전압은 상기 제 2 증폭기(OP2)의 비반전 단자(+)에 입력된다.
또한, 상기 제 2 증폭기(OP2)의 반전 단자(-)에는 기준 전압 신호(VREF)가 입력된다. 이때, 상기 기준 전압 신호(VREF)는 2.5V일 수 있다.
이때, 상기 제 1 전원 전압의 편차에 따라 상기 제 8 저항(R8)을 거쳐 상기 제 2 증폭기(OP2)의 비반전 단자(+)에 입력되는 전압 신호(REF)에도 편차가 발생한다. 이에 따라, 상기 제 2 증폭기(OP2)는 상기 전압 신호(REF)와 상기 기준 전압 신호(VREF)의 차이 값에 대응하는 출력 신호를 발생한다.
그리고, 스위치 소자(SW1)는 상기 제 2 증폭기(OP2)의 출력 신호에 따라 선택적으로 도통되어, 상기 제 2 기준 신호 출력부(168)에 일정한 제 2 기준 전압을 출력한다.
이를 위해, 상기 스위치 소자(SW1)의 베이스 단자는 상기 제 2 증폭기(OP2)의 출력단에 연결된다. 그리고, 상기 스위치 소자(SW1)의 컬렉터 단자는 상기 제 2 증폭기(OP2)의 상기 비반전 단자(+)에 연결된다. 또한, 상기 스위치 소자(SW1)의 이미터 단자는 상기 그라운드에 연결된다.
또한, 상기 제 2 다이오드(D2)의 애노드는 상기 스위치 소자(SW1)의 상기 컬렉터 단자에 연결되고, 상기 제 2 다이오드(D2)의 캐소드는 상기 스위치 소자(SW1)의 상기 이미터 단자와 함께 상기 그라운드에 연결된다.
상기와 같이 구성된 전원 공급 소자(AS431)의 동작에 대해 설명하면 아래와 같다.
상기 전원 공급 소자(AS431)의 캐소드 단은 상기 설명한 바와 같이 상기 제 8 저항(R8)의 타단과 상기 전원 공급 소자(AS431)를 구성하는 상기 제 2 증폭기(OP2)의 비반전 단자(+)에 연결된다.
이에 따라, 상기 전원 공급 소자(AS431)의 캐소드 전압이 상기 기준 전압에 대응하는 2.5V보다 낮으면, 상기 제 2 증폭기(OP2)의 출력은 0이 되며, 이에 따라 상기 제 2 증폭기(OP2)의 출력단을 통해 로우 신호가 출력된다. 이때, 상기 제 2 증폭기(OP2)의 출력단을 통해 상기 로우 신호가 출력되면, 상기 제 2 증폭기(OP2)와 연결된 상기 스위치 소자(SW1)가 오프된다. 그리고, 상기 스위치 소자(SW1)가 오프됨에 따라 상기 캐소드 전압은 증가하게 된다.
이때, 상기 전원 공급 소자(AS431)의 캐소드 전압이 상기 2.5V 이상으로 증가하면, 상기 제 2 증폭기(OP2)의 출력은 로우 신호에서 하이 신호로 바뀌게 된다. 이때, 상기 제 2 증폭기(OP2)를 통해 상기 하이 신호가 출력됨에 따라 상기 스위치 소자(SW1)는 온 상태로 스위칭된다. 그리고, 상기 스위치 소자(SW1)가 온 상태로 스위칭됨에 따라 상기 스위치 소자(SW1)가 동작하게 되며, 이에 따라 상기 캐소드 전압은 감소하게 된다.
상기와 같이, 상기 전원 공급 소자(AS431)는 캐소드 전압에 따라 제 2 증폭기(OP2) 및 스위치 소자(SW1)가 동작하게 되며, 이에 따라 상기 제 2 기준 신호 출력부(168)로 일정한 2.5V의 제 2 전원 전압을 공급하게 된다.
다만, 전원 공급 소자(AS431)를 통해 만들어진 상기 2.5V의 제 2 전원 전압도 일정한 편차를 가지고 있다. 그러나 상기 전원 공급 소자(AS431)를 통해 만들어진 상기 2.5V의 제 2 전원 전압이 가지는 편차는 상기 제 1 전원 전압의 편차보다 낮은 0.5% 수준이다.
한편, 상기 제 2 기준 신호 출력부(168)는 상기 제 2 전원 전압을 수신하고, 상기 제 2 전원 전압을 피크 값으로 상기 제 1 기준 신호가 가지는 듀티와 동일한 듀티를 가지는 제 2 기준 신호를 생성한다.
이때, 상기 제 2 기준 신호는 상기 제 1 기준 신호와 동일한 듀티를 가지면서, 피크 값은 상기 제 2 전원 전압 출력부(167)에서 출력된 제 2 전원 전압에 대응하는 값을 가지게 된다. 다만, 상기 제 2 기준 신호의 피크치에도 상기 제 2 전원 전압이 가지는 편차에 대응하는 편차를 가지게 된다. 그러나, 상기 제 2 기준 전압의 편차는 상기 제 1 기준 전압이 가지는 편차보다 훨씬 낮은 0.5% 수준이며, 이에 따라 상기 제 2 기준 신호의 피크치가 가지는 편차도 0.5% 수준이다.
이에 따라, 본 발명에서는 상기와 같은 별도의 제 2 전원 전압 출력부(167)를 통해 출력된 제 2 전원 전압에 따라 상기 추가적인 제 2 기준 신호를 생성하여 출력함으로써, 상기 제 1 전원 전압에 의해서만 기준 신호가 생성됨에 따라 발생하는 편차보다 훨씬 낮은 편차를 갖는 기준 신호를 발생할 수 있다.
즉, 도 13의 (A)에서와 같이 제 1 기준 신호는 제 1 기준 전압을 가지고 생성되기 때문에, 피크치에 2.3% 정도의 편차가 발생하게 된다. 그러나, 도 13의 (B)에서와 같이, 상기 제 2 기준 신호는 상기 제 1 기준 신호와 동일한 듀티를 가지면서, 상기 제 2 기준 전압에 의해 형성되기 때문에, 피크치에 0.5% 정도의 편차만이 발생하게 된다.
따라서, 본 발명에서는 상기와 같은 추가적인 전원 전압을 공급하는 구성을 두어, 상기 전류 보상부에 공급되는 기준 신호의 정확도를 향상시킬 수 있도록 한다.
- 제 2 실시 예의 오차 증폭기(161)의 회로도
본 발명의 제 2 실시 예에서의 오차 증폭기(161)는 제 1 실시 예의 오차 증폭기(161)와 동일하면서, 제 1 증폭기(OP1)의 출력단에 전압 분배 저항(169)이 추가로 배치된다.
또한, 본 발명의 제 2 실시 예에서의 상기 오차 증폭기(161)의 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력 값은 상기 제 1 실시 예에서의 출력 값보다 높은 값을 가진다.
오차 증폭기(161)는 제 1 증폭기(OP1)와, 제 1 내지 4 저항(R1, R2, R3, R4)과, 제 4 커패시터(C4)를 포함할 수 있다. 이하에서는, 상기 오차 증폭기(161)를 구성하는 제 1 증폭기(OP1) 및 이와 연결된 저항들의 연결 관계를 설명한다.
상기 제 1 증폭기(OP1)는 차동 증폭기로 동작할 수 있다. 상기 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+) 및 반전 단자(-)는 상기 센싱 저항(RSEN)이 배치된 전류 센싱 노드와 연결될 수 있다.
제 1 저항(R1)은 상기 센싱 저항(RSEN)의 일단과 상기 제 1 증폭기(OP1)의 반전 단자(-) 사이에 연결될 수 있다. 제 2 저항(R2)은 상기 센싱 저항(RSEN)의 타단과 상기 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+) 사이에 연결될 수 있다. 제 3 저항(R3)은 상기 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+)와 상기 제 2 저항(R2) 사이의 접점에 해당하는 노드와 그라운드 사이에 연결될 수 있다. 제 4 저항(R4)은 음의 피드백을 구성하는 저항으로써, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 반전 단자(-)와 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력 단자 사이에 연결될 수 있다. 제 4 커패시터(C4)는 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력 단자와 상기 그라운드 사이에 연결될 수 있다.
상기 제 1 증폭기(OP1)는 상기 부하(140)의 출력 전류에 따라 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 전압을 일정 증폭도에 따라 증폭하여 상기 전류 보상부(165)에 전달할 수 있다.
이의 동작을 살펴보면, 상기 부하(140)가 동작함에 따라 상기 부하(140)의 출력단에는 출력 전류(ILED)가 흐르게 된다. 그리고 상기 출력 전류(ILED)의 크기에 따라 상기 센싱 저항(RSEN)의 양단에는 상기 출력 전류(ILED)의 크기에 대응되는 일정 전압이 걸리게 된다.
그리고 상기 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+) 및 반전 단자(-)에는 상기 센싱 저항(RSEN)의 양단에 걸리는 전압이 입력된다. 즉, 상기 제 1 저항(R1) 및 제 4 저항(R4)은 상기 센싱 저항(RSEN)의 음의 단에 걸리는 전압(VRSEN -)을 상기 제 1 증폭기(OP1)의 반전 단자(-)에 입력한다. 또한, 상기 제 2 저항(R2) 및 상기 제 3 저항(R3)은 상기 센싱 저항(RSEN)의 양의 단에 걸리는 전압(VRSEN +)을 상기 비반전 단자(+)에 입력한다.
따라서, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 반전 단자(-)에는 상기 제 1 저항(R1) 및 제 4 저항(R4)의 크기에 따라, 상기 센싱 저항(RSEN)의 음의 단에 걸리는 전압(VRSEN-)에 대응하는 제 1 전압(VIN-)이 입력된다. 또한, 제 1 증폭기(OP1)의 비반전 단자(+)에는 상기 제 2 저항(R2) 및 제 3 저항(R3)의 크기에 따라, 상기 센싱 저항(RSEN)의 양의 단에 걸리는 전압(VRSEN+)에 대응하는 제 2 전압(VIN+)이 입력된다.
그리고, 상기 제 1 증폭기(OP1)는 상기 반전 단자(-) 및 비반전 단자(+)를 통해 입력되는 제 1 전압(VIN-) 및 제 2 전압(VIN+)을 차동 증폭하여 출력한다. 즉, 상기 제 1 증폭기(OP1)는 기설정된 증폭도에 따라 상기 센싱 저항(RSEN)에 걸리는 전압을 증폭한 증폭 전압(VISEN)을 출력한다.
이때, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력단을 통해 출력되는 증폭 전압(VISEN)은 원래의 전압 대비 9 배 이상의 크기를 가질 수 있다. 바람직하게, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN)은 3V 이상의 값을 가질 수 있다.
즉, 본 발명의 제 2 실시 예에서의 제 1 증폭기(OP1)의 증폭도는 상기 제 1 실시 예에서 상기 제 1 증폭기(OP1)가 가지는 증폭도보다 높다. 상기 제 1 실시 예에서의 상기 증폭 전압(VISEN)은 2.5V보다 낮았다. 그러나 제 2 실시 예에서의 상기 증폭 전압(VISEN)은 2.5V보다 높은 최소 3.0V 이상을 가진다.
이때, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력 값에 해당하는 상기 증폭 전압(VISEN)은 상기 제 1 증폭기(OP1)의 전원 전압에 영향을 받는다. 일반적으로, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 전원 전압은 VCC 전압이며, 이는 24V이다. 또한, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 전원 전압으로 30V를 사용하는 제품도 있다. 따라서, 본 발명의 제 2 실시 예에서의 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN)은 상기 전원 전압의 70%~80% 수준을 가지도록 한다.
바람직하게, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭도는 9배 이상 70배 미만을 가지도록 한다. 예를 들어, 상기 전원 전압이 24V이고, 정상 전류가 흐를 때의 센싱 저항에 걸리는 전압이 0.3V인 경우, 상기 증폭 전압(VISEN)은 2.7V ~ 21V 사이의 값을 가지게 된다. 바람직하게, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭도는 15배 이상 65배 미만을 가지도록 한다. 예를 들어, 상기 전원 전압이 24V이고, 정상 전류가 흐를 때의 센싱 저항에 걸리는 전압이 0.3V인 경우, 상기 증폭 전압(VISEN)은 4.5V ~ 19.5V 사이의 값을 가지게 된다. 바람직하게, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭도는 40배 이상 60배 미만을 가지도록 한다. 예를 들어, 상기 전원 전압이 24V이고, 정상 전류가 흐를 때의 센싱 저항에 걸리는 전압이 0.3V인 경우, 상기 증폭 전압(VISEN)은 12V ~ 18V 사이의 값을 가지게 된다.
한편, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력단에는 상기 전압 분배 저항(R5, R6)이 배치된다. 상기 전압 분배 저항(R5, R6)은 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭 전압(VISEN)을 원하는 값으로 다운시킨다.
즉, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력에 해당하는 상기 증폭 전압(VISEN)이 상기 제 1 내지 4 저항이 갖는 공차에 영향을 받지 않으려면, 아래와 같은 조건이면 된다.
VSEN + = VIN+
VSEN - = VIN-
즉, 제 1 저항(R1)과 제 2 저항(R2)이 거의 0옴에 가까운 값을 갖게 되면, 상기 제 1 내지 4 저항에 의한 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력 편차는 거의 없어지게 된다. 그러나, 실제적인 회로 설계 시에 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력은 전원 전압(VCC)에 의해 제한되고, 상기 증폭 전압(VISEN)에 해당하는 출력 전압의 크기 또한 제한된다.
이에 따라, 본 발명에서는 상기 제 1 증폭기(OP1)의 증폭도를 기존보다 증가시키면서, 상기 제 1 증폭기(OP1)의 출력단에 상기 전압 분배 저항(R5, R6)을 추가로 설치되어, 상기 전압 분배 저항(R5, R6)을 통해 출력되는 최종 전압 값이 원하는 출력 전압(VSEN)이 되도록 설계한다.
상기와 같이, 본 발명에서는 제 1 증폭기(OP1)의 증폭도를 증가시키면서, 상기 전압 분배 저항(R5, R6)을 추가로 설치함에 따라, 상기 전류 보상부에 최종 입력되는 증폭 전압(VISEN_REAL)은 아래와 같은 수식 4와 같다..
[수식 4]
다시 말해서, 상기 오차 증폭기(161)를 구성하는 제 1 내지 4 저항과, 상기 전압 분배 저항(R5, R6)이 각각 가지는 공차를 반영하여 상기 전류 보상부로 최종 공급되는 실제 증폭 전압(VISEN _REAL)은 수식 4와 같다.
또한, 상기 제 1 내지 6 저항의 편차에 따라 목표로 하는 증폭 전압(VISEN_TARGET) 대비 실제 증폭 전압(VISEN)의 최대 오차율을 살펴보면 아래와 같다.
PARAMETER CASE 1 CASE 2
VREN + 20.33V 20.33V
VRSEN - 20V 20V
VISEN _TARGET 2.5V 2.5V
저항 TOLERANCE ±0.5 % ±1 %
VISEN _TARGET 대비 VISEN의
최대 오차율(%)		 - 2.0% - 4.0%
상기 표 1에서와 같이, 상기 저항이 가지는 공차에 따라 목표로 하는 증폭 전압(VISEN_TARGET) 대비 실제 증폭 전압(VISEN)의 최대 오차율은 제 1 실시 예에서의 13.5% ~ 27.2%보다 현저히 낮은 2.0% ~ 4.0% 수준인 것으로 확인되었다.
본 발명에서는 센싱 저항의 출력단에 오차 증폭기를 배치하고, 상기 오차 증폭기를 통해 감지 신호의 전달이 이루어지도록 한다. 따라서, 본 발명에서는, 직류-직류 변환부의 그라운드와 발광 다이오드의 그라운드를 분리하면서, 정전류 제어부의 그라운드를 상기 직류-직류 변환부와 동일한 그라운드로 사용한다. 이에 따라, 본 발명의 실시 예에 의하면 상기 그라운드 분리에 따른 전류 편차 발생을 해결하여, 상기 센싱된 전류의 정확도를 높일 수 있으며, 상기 추가로 배치되어야 하는 절연형 부품을 삭제함으로써, 회로 최소화를 통한 인쇄회로기판의 배치 공간을 줄일 수 있다. 또한, 본 발명에서는 그라운드 전위차가 존재하는 상태에서 전류를 센싱할 때, 회로 설계의 자유도를 증가시킬 수 있다.
또한, 본 발명에서는 기준 신호 출력 회로에 공차가 낮은 전원 공급 회로를 추가하였다. 이에 따라, 본 발명에서는 전류 보상부에 공급되는 최종 기준 신호는 VDD 전원의 공차보다 낮은 공차를 가지는 전원에 의해 생성된다. 따라서, 본 발명에 의하면, 마이크로 컨트롤 유닛에 공급되는 VDD 전원이 가지는 공차를 무시할 수 있으며, 상기 VDD 전원이 가지는 전원 공차에 의해 발생하는 기준 신호의 오차를 최소화할 수 있다.
또한, 본 발명에서는 발광 다이오드의 출력단의 센싱 저항에 걸리는 전류를 오차 증폭기를 이용하여 센싱한다. 이때, 본 발명에서는 상기 오차 증폭기가 적어도 9배 이상의 증폭도를 가지도록 한다. 다시 말해서, 본 발명에서는 발광 다이오드에 정상 전류가 흐르는 상태에서, 상기 오차 증폭기의 출력 전압이 상기 오차 증폭기의 전원 전압의 70%~80% 수준을 가지도록 한다. 그리고 본 발명에서는 상기 오차 증폭기의 출력 전압 값을 기존보다 크게 하면서, 상기 오차 증폭기와 전류 보상부 사이에 전압 분배부를 추가 배치한다. 이에 따라, 본 발명에서는 상기 오차 증폭기를 구성하는 복수의 저항들이 가지는 공차에 따른 발광 다이오드의 출력 전류에 대한 센싱 전압 값의 오차를 최소화할 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 실시 예에 의하면, 정밀 제어가 필요한 장치의 전류 센싱에 적용되어 전류 센싱 값의 정확도를 높일 수 있다.
이상에서 실시예들에 설명된 특징, 구조, 효과 등은 적어도 하나의 실시예에 포함되며, 반드시 하나의 실시예에만 한정되는 것은 아니다. 나아가, 각 실시예에서 예시된 특징, 구조, 효과 등은 실시예들이 속하는 분야의 통상의 지식을 가지는 자에 의해 다른 실시예들에 대해서도 조합 또는 변형되어 실시 가능하다. 따라서 이러한 조합과 변형에 관계된 내용들은 실시예의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
이상에서 실시예를 중심으로 설명하였으나 이는 단지 예시일 뿐 실시예를 한정하는 것이 아니며, 실시예가 속하는 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성을 벗어나지 않는 범위에서 이상에 예시되지 않은 여러 가지의 변형과 응용이 가능함을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 실시예에 구체적으로 나타난 각 구성 요소는 변형하여 실시할 수 있는 것이다. 그리고 이러한 변형과 응용에 관계된 차이점들은 첨부된 청구 범위에서 설정하는 실시예의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
100: 전원 장치
110: 정류부
120: 역률 보상부
130: 직류-직류 변환부
140: 부하
150: 감지부
160: 제어부
161: 오차 증폭기
162: 제 1 기준 신호 출력부
163: 평활부
164: 다운 저항
165: 전류 보상부
166: 스위치 구동부
167: 제 2 전원 전압 출력부
168: 제 2 기준 신호 출력부
169: 전압 분배 저항

Claims (15)

  1. 제 1 스위치 소자를 포함하고, 입력 전압의 레벨을 조절한 출력 전압을 부하에 출력하는 변환부;
    상기 부하의 출력단에 연결된 일단 및 그라운드에 연결된 타단을 포함하는 센싱 저항을 포함하고, 상기 부하의 출력 전류를 감지하는 감지부; 및
    상기 감지된 출력 전류에 따라 상기 제1 스위치 소자에 인가될 펄스 제어신호를 생성하고, 상기 생성한 펄스 제어신호에 따라 상기 제 1 스위치 소자를 구동시키는 제어부를 포함하고,
    상기 제어부는,
    제 1 전원 전압을 수신하고, 상기 제 1 전원 전압을 이용하여 기준 전압에 대응하는 제 1 기준 신호를 출력하는 제 1 기준 신호 출력부와,
    제 2 전원 전압 및 상기 제 1 기준 신호를 수신하고, 상기 제 2 전원 전압을 이용하여 상기 제 1 기준 신호에 대응하는 제 2 기준 신호를 출력하는 제 2 기준 신호 출력부와,
    상기 감지부를 통해 감지된 상기 출력 전류에 대응하는 감지 신호를 출력하는 감지신호 출력부와,
    상기 제 2 기준 신호 및 상기 감지 신호를 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 부하의 출력 전류를 보상하기 위한 펄스 제어 신호를 생성하는 전류 보상부를 포함하고,
    상기 감지신호 출력부는, 상기 감지부의 상기 센싱 저항에 연결되고 상기 부하의 출력 전류에 대응하는 증폭 전압을 출력하는 오차 증폭기를 포함하고,
    상기 오차 증폭기는,
    반전 단자 및 비반전 단자를 포함하며, 상기 증폭 전압을 출력하는 제1 증폭기와,
    상기 제1 증폭기의 반전 단자와 상기 센싱 저항의 일단 사이에 배치된 복수의 제1 저항과,
    상기 제1 증폭기의 비반전 단자와 상기 센싱 저항의 타단 사이에 배치된 복수의 제2 저항과,
    상기 증폭 전압을 수신하고, 상기 수신한 증폭 전압을 다운하여 상기 전류 보상부에 상기 감지 신호를 출력하는 전압 분배부를 포함하고,
    상기 제1 증폭기의 반전 단자는 상기 센싱 저항의 일단과 상기 그라운드 사이에 연결되고,
    상기 제1 증폭기의 비반전 단자는 상기 센싱 저항의 타단과 상기 부하의 출력단 사이에 연결되며,
    상기 제1 기준 신호 출력부는 상기 부하의 목표 전류에 대응하는 기준 전압에 기초하여 듀티가 조절된 제1 펄스 폭 변조 신호를 상기 제1 기준 신호로 출력하고,
    상기 제 2 기준 신호 출력부는 상기 제 2 전원 전압의 크기에 대응하는 피크 값을 가지면서 상기 제 1 기준 신호와 동일한 듀티를 가지는 제2 펄스 폭 변호 신호를 상기 제2 기준 신호로 출력하며,
    상기 제1 전원 전압은 상기 제2 전원 전압보다 큰,
    전원 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 부하의 출력 전류가 목표 전류일 때의 상기 제 1 증폭기의 출력 값은,
    상기 제 1 증폭기에 공급되는 전원 전압의 70%~80%인
    전원 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제 1 전원 전압을 수신하고, 상기 제 1 전원 전압을 다운하여 상기 제 2 기준 신호 출력부에 상기 제 2 전원 전압을 출력하는 제 2 전원 전압 출력부를 더 포함하는
    전원 장치.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 제 2 전원 전압 출력부는,
    상기 제 1 전원 전압의 출력단에 배치되는 제3 저항과,
    상기 제3 저항의 출력 값과 기준 값의 비교 결과에 따라 상기 제 2 기준 신호 출력부로 상기 제 2 전원 전압을 출력하는 전원 공급 소자를 포함하는
    전원 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 전원 공급 소자는,
    상기 제3 저항의 출력 값이 입력되는 비반전 단자와, 상기 기준 값이 입력되는 반전 단자를 포함하며, 상기 제3저항의 출력 값과 상기 기준 값의 차이 값에 대응하는 논리 신호를 출력하는 제 2 증폭기와,
    상기 제 2 증폭기를 통해 출력되는 상기 논리 신호에 따라 선택적으로 스위칭되는 제 2 스위치 소자를 포함하는
    전원 장치.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 그라운드는 서로 다른 전위의 제1 및 제2 그라운드를 포함하고,
    상기 제 1 스위치 소자의 소스 단자는 제 1 그라운드에 연결되고,
    상기 센싱 저항은 상기 제 1 그라운드와는 다른 전위의 제 2 그라운드에 연결되는
    전원 장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 감지 신호 출력부, 상기 전류 보상부, 상기 제 1 및 2 기준 신호 출력부는,
    상기 제 1 스위치 소자와 동일한 상기 제 1 그라운드에 연결되는
    전원 장치.
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
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