CN111819779B - 电源 - Google Patents

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Abstract

本发明的电源包括：转换单元，根据施加到第一开关元件的脉冲控制信号，控制输入电压的电平，然后将输出电压输出到负载；检测单元，检测负载的输出电流；控制单元，根据负载的输出电流产生脉冲控制信号，根据产生的脉冲控制信号驱动第一开关元件，控制单元包括：第一基准信号输出部，接收第一电源电压，通过利用第一电源电压输出与基准电压对应的第一基准信号；第二基准信号输出部，接收第二电源电压和第一基准信号，通过利用第二电源电压输出与第一基准信号对应的第二基准信号；检测信号输出部，输出与由检测单元检测到的输出电流对应的检测信号；电流补偿单元，比较第二基准信号和检测信号，根据比较结果产生脉冲控制信号以补偿负载的输出电流。

Description

电源
技术领域
实施例涉及一种电源，具体地，涉及一种用于控制发光装置的恒定电流的电源。
背景技术
为了向需要相对较高电压的电子电路供应能量，应将电子电路升压至高电压以在与系统结合的应用中使用。另外，根据电子电路，有必要将高电压降低到低电压。为此，已经对作为各种降压和升压转换器之一的DC-DC转换器的建模和分析进行了研究。
DC-DC转换器可以大致分类为绝缘型和非绝缘型。
绝缘型的优点在于，输入和输出可以被绝缘，即，其可以由使用磁芯的变压器进行绝缘来确保稳定性，并且可以通过调节绕组比来调节升压/降压比。
作为DC-DC转换器的类型，降压型(buck type)包括正激转换器、半桥转换器、全桥转换器等，并且降压-升压型(buck-boost type)包括反激转换器等。
特别地，由于反激转换器仅用一个高压开关元件进行动作，因此其结构简单，从而以低成本实现了转换器。另外，因为DC-DC转换器由单个芯片与感测输出信号的误差并控制该误差的负反馈控制器一起形成，所以DC-DC转换器可以被称为开关模式供应单元。
另一方面，近来，用于向发光二极管(LED)供应电力的电源已被要求小型化和低成本化，因此，需要用于使部件最小化的设计。
在这种情况下，可以通过LED的控制方法对构成电源的部件进行分类。例如，当通过恒定电流控制方法控制LED时，将这些部件分为对输出电流的感测值进行输出的块、输出基准电压的块和通过比较感测值和基准电压来补偿输出电流的块。
另外，当输出感测值的块的接地与补偿输出电流的块之间的电位差不同时，这些部件可以进一步包括用于将感测值传输到补偿块的诸如光耦合器的绝缘型部件。
然而，在使用如上所述的诸如光耦合器的绝缘型部件的情况下，由于构成电源的电路部件的数量增加，因此存在反馈电路的构成复杂并且信号传输步骤复杂的问题。
发明内容
技术问题
根据本发明的实施例提供一种电源，该电源可以使用误差放大器在具有不同电位差的块之间执行信号传输。
另外，根据本发明的实施例提供一种电源，该电源能够通过应用误差放大器而使在传输输出电流的感测电压时发生的误差最小化。
另外，根据本发明的实施例提供一种电源，该电源能够使根据向用于输出基准电压的块供应的电力的偏差而产生的基准电压信号的偏差最小化。
提出的实施例所要解决的技术问题不限于上述技术问题，并且根据以下描述提出的实施例所属领域的技术人员可以清楚地理解未提及的其他技术问题。
技术方案
根据实施例的电源包括：转换单元，所述转换单元根据施加到第一开关元件的脉冲控制信号来调节输入电压的电平，以将输出电压输出到负载；感测电阻器，所述感测电阻器设置在负载的输出端子处，并感测与负载的输出电流相对应的电压；误差放大器，其连接到感测电阻器并放大由感测电阻器感测的电压以进行输出；基准信号输出部，所述基准信号输出部接收电源电压并基于该电源电压输出基准信号；电流补偿单元，所述电流补偿单元将误差放大器的输出信号与基准信号输出部的输出信号进行比较，并根据比较结果输出用于补偿输出电流的第一开关元件的脉冲控制信号，其中，基准信号输出部包括：第一基准信号输出部，所述第一基准信号输出部接收第一电源电压，并根据第一电源电压输出具有与目标电流相对应的占空比的第一基准信号；第二基准信号输出部，所述第二基准信号输出部接收具有与第一电源电压的大小不同的大小的第二电源电压，并根据第二电源电压输出具有与第一基准信号相同的占空比的第二基准信号；以及第二电源电压输出部，所述第二电源电压输出部将第二电源电压输出到第二基准信号输出部。
另外，第一电源电压为3.3V，第二电源电压为2.5V。
另外，第二电源电压输出部包括：下行电阻器，所述下行电阻器连接到第一电源电压的输出端子，并输出将第一电源电压的幅度降低的第二电源电压；以及电源元件，所述电源元件将第二电源电压和通过下行电阻器降低的基准电压进行比较，并根据比较结果被选择性地切换以将第二电源电压输出到第二基准信号输出部。
另外，电源元件包括：第一放大器，所述第一放大器通过非反相端子接收通过下行电阻器输出的第二电源电压，并通过反相端子接收基准电压；以及第二开关元件，所述第二开关元件连接到第一放大器的输出端子并根据第一放大器的输出信号被选择性地切换。
另外，构成电源元件的阴极端子的第二开关元件的集电极端子与下行电阻器的输出端子一起连接到第一放大器的非反相端子。
另外，误差放大器包括：多个第一电阻器，所述多个第一电阻器连接到感测电阻器的一端；多个第二电阻器，所述多个第二电阻器连接到感测电阻器的另一端；第二放大器，所述第二放大器包括连接到多个第一电阻器的反相端子和连接到多个第二电阻器的非反相端子；以及电压分配电阻器，所述电压分配电阻器用于减小第二放大器的输出值以将其传输到电流补偿单元。
另外，第二放大器将施加到感测电阻器的端部的电压放大至少九倍进行输出。
另外，输出电流是目标电流时第二放大器的输出值是供应给第二放大器的第三电源电压的70％至80％。
另外，第一开关元件的源极端子连接到第一接地，感测电阻器连接到与第一接地不同的第二接地。
另外，误差放大器、电流补偿单元和基准信号输出部连接到与第一开关元件相同的第一接地。
另一方面，根据实施例的电源包括：转换单元，所述转换单元根据施加到第一开关元件的脉冲控制信号来调节输入电压的电平，以将输出电压输出到负载；感测电阻器，所述感测电阻器设置在负载的输出端子处，并感测与负载的输出电流相对应的电压；误差放大器，所述误差放大器连接到感测电阻器并放大由感测电阻器感测的电压以进行输出；基准信号输出部，所述基准信号输出部接收电源电压并基于该电源电压输出基准信号；电流补偿单元，所述电流补偿单元将误差放大器的输出信号与基准信号输出部的输出信号进行比较，并根据比较结果输出用于补偿输出电流的第一开关元件的脉冲控制信号，其中，误差放大器包括：多个第一电阻器，所述多个第一电阻器连接到感测电阻器的一端；多个第二电阻器，所述多个第二电阻器连接到感测电阻器的另一端；第一放大器，所述第一放大器包括连接到多个第一电阻器的反相端子和连接到多个第二电阻器的非反相端子；以及电压分配电阻器，所述电压分配电阻器用于减小第一放大器的输出值以将其传输到电流补偿单元，并且输出电流是目标电流时第一放大器的输出值是供应给第一放大器的电源电压的70％至80％。
另外，基准信号输出部包括：第一基准信号输出部，所述第一基准信号输出部接收第一电源电压，并根据第一电源电压输出具有与目标电流相对应的占空比的第一基准信号；第二基准信号输出部，所述第二基准信号输出部接收具有与第一电源电压的大小不同的大小的第二电源电压，并根据第二电源电压输出具有与第一基准信号相同的占空比的第二基准信号；以及第二电源电压输出部，所述第二电源电压输出部将第二电源电压输出到第二基准信号输出部，其中，第二电源电压输出部包括：下行电阻器，所述下行电阻器连接到第一电源电压的输出端子并输出将第一电源电压的大小降低的第二电源电压；第二放大器，所述第二放大器通过非反相端子接收通过下行电阻器输出的第二电源电压，并通过反相端子接收基准电压；以及第二开关元件，所述第二开关元件连接到第二放大器的输出端子并根据第二放大器的输出信号被选择性地切换。
另外，构成第二电源电压输出部的阴极端子的第二开关元件的集电极端子与下行电阻器的输出端子一起连接到第二放大器的非反相端子。
有益效果
在本发明中，误差放大器设置在感测电阻器的输出端子处，并且检测信号经由误差放大器传送。因此，在本发明中，在将DC-DC转换器的接地与发光二极管的接地分离的同时，恒流控制器的接地用作与DC-DC转换器相同的接地。因此，根据本发明的实施例，通过解决由接地分离引起的电流偏差的发生可以提高感测电流的精度，并且通过去除需要额外设置的绝缘部件通过电路最小化可以减小印刷电路板的布置空间。另外，根据本发明，当在存在接地电位差的状态下感测电流时，可以增加电路设计的自由度。
另外，在本发明中，具有低容差的电源电路被追加到基准信号输出电路。因此，在本发明中，供应给电流补偿单元的最终基准信号由具有比VDD电源的容差低的容差的电源产生。因此，根据本发明，可以忽略供应给微控制单元的VDD电源的容差，并且可以使由VDD电源的电源容差产生的基准信号的误差最小化。
另外，在本发明中，通过使用误差放大器来感测施加到发光二极管的输出端子的感测电阻器的电流。在这种情况下，本发明使误差放大器具有至少9倍以上的放大度。换句话说，本发明使在正常电流流向发光二极管的状态下误差放大器的输出电压具有误差放大器的电源电压的70％至80％的电平。在本发明中，在与传统设置相比增大误差放大器的输出电压值的同时，在误差放大器与电流补偿单元之间另外设置电压分配部。因此，在本发明中，可以根据构成误差放大器的多个电阻器的容差，使针对发光二极管的输出电流的感测电压值的误差最小化。因此，根据本发明的实施例，可以通过应用于需要精确控制的装置的电流感测，来提高电流感测值的精度。
附图说明
图1是示出根据本发明实施例的电源的示意性构成的图。
图2是图1所示的整流器和功率因数补偿单元的详细电路图。
图3是图1所示的电源的详细电路图。
图5是示出根据本发明实施例的误差放大器161的电路图。
图11是根据本发明实施例的电流补偿单元的电路图。
图12是图11的三角波发生器的电路图。
图13是示出根据本发明实施例的三角波发生器的驱动波形的图。
图14是构成根据本发明实施例的三角波发生器的恒流源的电路图。
图4是示出根据本发明实施例的电源电压和基准信号之间的关系的视图。
图6是根据本发明的第二实施例的电源的电路图。
图7是图6的基准信号输出部的详细电路图。
图8是图7的第二电源电压输出部的详细电路图。
图9是示出根据本发明的第二实施例的基准信号的波形的图。
图10是图6的误差放大器的详细电路图。
具体实施方式
在下文中，将参考附图详细描述本说明书中公开的实施例，但是相同或相似的部件由相同的附图标记表示而与图号无关，并且将省略其重复描述。仅在考虑制作说明书的容易性时将在以下描述中使用的部件后缀“模块”和“部分”一起给出或混合在一起，并且它们不具有彼此区分的含义或作用。另外，在描述本说明书中公开的实施例时，当确定相关的公知技术的详细描述不必要地模糊了本说明书中公开的实施例的主旨时，将省略其详细描述。此外，附图仅用于便于对本说明书中公开的实施例的理解，本说明书中公开的技术范围不受附图限制，并且应理解为包括落入本发明的精神和范围内的所有修改、等同物和替代物。
将理解，尽管在本文中可以使用术语“第一”、“第二”等来描述各种元件，但是这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于将一个元件与另一个元件区分开。
将理解，当一个元件被称为“连接”或“耦接”到另一个元件时，其可以直接连接或耦接到另一个元件，或者可以存在中间元件。相反，当一个元件被称为“直接连接”或“直接耦接”到另一个元件时，不存在中间元件。用于描述元件之间的关系的其他词语应以类似的方式来解释(即，“在...之间”与“直接在...之间”、“相邻”与“直接相邻”等)。
如本文中使用的，单数形式的“一”、“一个”和“该”也意图包括复数形式，除非上下文明确指出并非如此。
将进一步理解，当在本文中使用时，术语“包括”、“包含”、“含有”和/或“具有”指代所述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除存在或追加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件、和/或其组。
图1是示出根据本发明实施例的电源的示意性构成的框图。
参考图1，电源100向负载140(例如，发光二极管)供应电力，从而将输入电力转换成负载140所需的电力。
对于该端子，电源包括整流器110、功率因数补偿单元120、DC-DC转换器130、负载140、检测单元150和控制单元160。
整流器110包括第一二极管至第四二极管BD1、BD2、BD3和BD4。
整流器110包括如上所述的桥式二极管，并将从外部供应的商用交流电(例如，110V至220V)转换为直流电并输出直流电。
功率因数补偿单元120针对通过整流器110转换的直流电补偿并输出功率因数。
功率因数补偿单元120也可以被称为升压转换器(step-up converter)，并且功率因数补偿单元120除了通过使输入电流具有与输入电压相等的相位来补偿功率因数的功能之外，还包括用于升压和输出直流电的升压功能。
功率因数补偿单元120接收通过整流器110整流的直流电，并且包括开关元件、电容器和电感器以从输入直流电升压。这里，二极管具有防止逆流的功能和旁路功能，并且电容器是平滑电容器，该平滑电容器对经由整流器110输出的直流电进行充电以输出平滑的电压。
DC-DC转换器130可以基于控制信号改变输入电力的电平，以向输出端子提供输出电压。DC-DC转换器130可以被配置为多个并且彼此并联地被驱动。在这种情况下，一个输入电源可以被分支以输入到多个DC-DC转换器，并且从多个DC-DC转换器中的每一个输出的电压可以被输出到一个输出端子。也就是说，多个DC-DC转换器可以单独地处理输入电力的电平的变化以提供一个输出电压。当使用一个DC-DC转换器来设计用于大电流的DC-DC转换器时，一个DC-DC转换器中的元件的尺寸增大并且复杂度增加，但是如上所述，通过将多个DC-DC转换器彼此并联连接以构成一个DC-DC转换器130，可以减小每个DC-DC转换器的电流值，因此具有避免多个DC-DC转换器中的元件的尺寸过度增加或电路复杂度增加的同时可以实现高输出的效果。
DC-DC转换器130可以对未处理的输入电力执行指定的处理以获得期望水平的输出电力，但是此时，需要进行控制以获得期望的输出电力。尤其是，即使在输入电压和负载电流可能发生变化的情形下，为了获得被良好调节的输出电压，控制也是必要的。
作为控制DC-DC转换器130的方法，具有电压模式控制方法和电流模式控制方法。在本发明中，可以通过其中的恒定电流控制来控制DC-DC转换器130。为此，根据本发明的电源可以感测负载140的输出电流，并且可以基于输出电流与基准电流之间的差值来控制构成DC-DC转换器130的开关元件的开关操作。
负载140被由DC-DC转换器130转换的电力驱动。优选地，负载140可以是发光二极管(LED)。
检测单元150设置在负载140的输出端子处。检测单元150可以输出与施加到负载140的输出端子的电流相对应的电压值。为此，检测单元150可以包括感测电阻器RSEN。
控制单元160可以感测通过检测单元150传输的输出电流的实际电压，可以感测与基准电压相对应的基准信号，并且可以根据实际电压与基准电压之间的差值来控制DC-DC转换器130。
在下文中，将参考附图描述每个构成的详细电路结构。
<整流器和功率因数补偿单元的电路图>
图2是图1所示的整流器和功率因数补偿单元的详细电路图。
参考图2，整流器110接收输入交流电以进行整流并输出。整流器110可以是桥式整流器，并且可以包括第一二极管BD1至第四二极管BD4。
整流器110可以接收输入交流电至第一节点和第二节点以进行整流，并且可以将整流后的电力输出到第三节点和第四节点。
将描述整流器110的第一二极管BD1至第四二极管BD4之间的连接关系。
整流器110包括阳极和阴极，所述阳极是连接到第一二极管BD1至第四二极管BD4的P区域的电极，所述阴极是连接到第一二极管BD1至第四二极管BD4的N区域的电极。
第一二极管BD1的阳极端子连接到第一节点N1，第一二极管BD1的阴极端子连接到第三节点N3。
第二二极管BD2的阳极端子连接到第四节点N4，第二二极管BD2的阴极端子连接到第一节点N1。
第三二极管BD3的阳极端子连接到第二节点N2，第三二极管BD3的阴极端子连接到第三节点N3。
第四二极管BD4的阳极端子连接到第四节点N4，第四二极管BD4的阴极端子连接到第二节点N2。
电感器123是与第一开关元件Qs和第二开关元件Qm的操作同步的能量存储元件，电感器123可以累积能量并将累积的能量输出到功率因数补偿单元120。在这种情况下，功率因数补偿单元120可以包括多个升压器(其可以称为放大器)。也就是说，电感器123可以重复将累积的能量供应给构成功率因数补偿单元120的第一放大器121和第二放大器122的操作。
构成功率因数补偿单元120的第一放大器121和第二放大器122可以与电感器123同步，以放大并输出输入电压。
第一放大器121、第二放大器122和电感器123可以彼此串联连接。在图中，电感器123设置在第一放大器121和第二放大器122之间，但是实施例不限于此。
电感器123、第一放大器121和第二放大器122可以顺序地串联设置，或者第一放大器121、第二放大器122和电感器123可以顺序地串联设置。
涌入电流路径部124提供在电源100的初始驱动期间可能产生的涌入电流流过的路径，并且可以解决具有高额定电流的装置应作为存在于涌入电流路径上的半导体装置来应用的问题。
涌入电流路径部124可以被连接在第一放大器121与第二放大器122之间。
第一放大器121和第二放大器122可以具有如图2所示的电路构成。
在下文中，第五节点N5被定义为第六节点N6和第七节点N7的超级节点。第一放大器121可以被连接在第三节点N3与第五节点N5之间。
第二放大器122可以被连接在第五节点N5与第四节点N4之间。因此，第一放大器121和第二放大器122可以彼此串联连接。
电感器123可以被连接在第六节点N6与第七节点N7之间。
电感器123的位置不限于上述位置。
电感器123可以被连接在整流器110与第一放大器121之间的第三节点N3上，并且可以被连接在整流器110与第二放大器122之间的第四节点N4上。因此，整流器110、第一放大器121和第二放大器122以及电感器123可以彼此串联连接。
第一放大器121可以包括第一开关元件Qs和与第一开关元件Qs并联连接的第一输出部。第二放大器122可以包括第二开关元件Qm和与其并联连接的第二输出部。
第一放大器121的第一输出部可以包括第一电容器1211、第一电阻器1212和第一输出部二极管1213。
第一电容器1211和第一电阻器1212可以彼此并联连接，并且第一输出部二极管1213可以与第一电容器1211和第一电阻器1212串联连接。
在图中，第一输出部二极管1213被连接在第五节点N5与第八节点N8之间，但是实施例不限于此，第一输出部二极管1213可以在第一开关元件Qs与第一电容器1211之间在正向方向上被连接在第三节点N3上。
第二放大器122的第二输出部可以包括第二电容器1221、第二电阻器1222和第二输出部二极管1223。
第二电容器1221和第二电阻器1222可以彼此并联连接，并且第二输出部二极管1223可以与第二电容器1221和第二电阻器1222串联连接。
在图中，第二输出部二极管1223被连接在第五节点N5与第九节点N9之间，但是实施例不限于此。
第二输出部二极管1223可以在第二开关元件Qm与第二电容器1221之间在正向方向上被连接在第四节点N4上。
参考附图，涌入电流路径部124可以被连接在第十节点N10与第十一节点N11之间，第一电容器1221和第一输出部二极管1213连接到第十节点N10，第二电容器1221和第二输出部二极管1223连接到第十一节点N11。
涌入电流路径部124可以由二极管组成，并且涌入电流路径部124的阳极端子可以连接到第一输出部二极管1213的阳极端子，并且涌入电流路径部124的阴极端子可以连接到第二输出部二极管1223的阴极端子。
当电源100被初始驱动时，第一电容器1211和第二电容器1221的端部的电压变为0V。因此，第一电容器1211和第二电容器1221瞬时地像短路一样工作。
当初始输入电力被施加到电源100时，大充电电流可能流向像短路一样工作的第一电容器1211和第二电容器1221。尤其是，当输入电力Vi的电压最大并且相位为90度时，涌入电流可以具有最大值。
在电源100的初始驱动期间的涌入电流可以经由第一电容器1211和具有相对较小阻抗的涌入电流路径部124而不是电感器123流向第二电容器1221。通过涌入电流对第一电容器1211和第二电容器1221进行充电，第一电容器1211和第二电容器1221的端电压(terminal voltage)增加，并且作为对第一电容器1211和第二电容器1221的充电电流的涌入电流下降至正常状态。
例如，当输入电力是峰值为460V的交流电时，通过整流器110的交流电的有效值可以为约650V，并且，当第一输出部和第二输出部中的每一个在正常状态下输出400V大小的电压时，250V被施加到涌入电流路径部124的阳极端子，并且400V被施加到涌入电流路径部124的阴极端子。也就是说，由于反向电压被施加到涌入电流路径部124的二极管，因此涌入电流路径部124的二极管可以在断开(open)状态下工作。
<DC-DC转换器的电路图>
图3是图1所示的电源的详细电路图。
参考图3，DC-DC转换器130包括开关元件Q1、第一二极管D1、第一电感器L1和第二电容器C2。
这种DC-DC转换器130可以大体上分为绝缘型和非绝缘型。绝缘型具有输入和输出可以被绝缘的优点，即，其可以通过使用磁芯的变压器进行绝缘来确保稳定性，并且可以通过调节绕组比来调节升压/降压比。
另外，作为DC-DC转换器的类型，降压型包括正激转换器、半桥转换器、全桥转换器等，并且降压-升压型包括反激转换器等。
特别地，由于反激转换器仅使用一个高压开关元件工作，因此其结构简单，从而以低成本实现了转换器。另外，这种DC-DC转换器由于其由单个芯片与负反馈控制器一起形成，所以可以被称为开关模式供应单元，其中，所述负反馈控制器感测输出信号的误差并控制该误差。
这种DC-DC转换器130可以以各种形式配置，并且，将在本发明中描述非绝缘降压型(buck type)。
DC-DC转换器130可以包括开关元件Q1、第一二极管Dl、第一电感器Ll和第二电容器C2。
第一二极管D1的阳极端子可以连接到输入电源(更具体地，功率因数补偿单元120的输出端子)，并且第一二极管D1的阴极端子可以连接到开关元件Q1的一个端子。另外，开关元件Q1的另一个端子可以连接到第一接地G1。另外，开关元件Q1可以连接到控制单元160，以根据控制单元160的控制信号来控制切换操作。另外，第一电感器L1的一个端子可以连接到第一二极管D1的阴极端子和开关元件Q1的一个端子。优选地，开关元件Q1的漏极端子可以连接到第一二极管D1的阴极端子。此外，开关元件Q1的源极端子可以连接到第一接地G1。此外，开关元件Q1的栅极端子可以连接到控制单元160。这样的开关元件Q1可以包括n-MOS晶体管。
另外，第二电容器C2的一个端子可以连接到第一二极管D1的阳极端子，第二电容器C2的另一端子可以连接到第一电感器L1的另一端子。也就是说，第一二极管D1和开关元件Q1可以彼此串联连接，并且第一二极管D1和第二电容器C2可以彼此并联连接。第一电感器L1可以设置在第一二极管D1与第二电容器C2之间。
另一方面，检测单元150设置在负载140的输出端子处。在这种情况下，检测单元150包括感测电阻器RSEN。也就是说，感测电阻器RSEN的一端可以连接到负载140的输出端子，感测电阻器RSEN的另一端可以连接到第二接地G2。
如上所述，开关元件Q1和感测电阻器RSEN连接到不同的接地，因此它们具有电位差。因此，在如图所示的电路连接关系中由感测电阻器RSEN测量的感测电压可以直接传输到控制开关元件Q1的控制单元160。因此，这样的结构需要可以克服接地电位差的连接。因此，在现有技术中，绝缘型光耦合器设置在感测电阻器RSEN与控制单元160之间。然而，在本发明中，在移除光耦合器的同时，感测电阻器RSEN的感测电压可以直接传输到控制单元160。
为此，在本发明中，误差放大器(稍后将描述)被配置为将感测电压传输到控制单元160。误差放大器可以用作差分放大器。另外，由于两个端子电压之间的差值被输入作为误差放大器的输入，因此误差放大器可以从其自身的接地和另一接地接收输入。此外，由于误差放大器的输出电压是基于误差放大器所连接到的接地而形成的，因此可以克服这样的接地的电位差。
另一方面，在图3中，DC-DC转换器130可以在开关元件Q1位于布置第一二极管D1的区域中的状态下配置。也就是说，开关元件Q1可以是晶体管，开关元件Q1的一个端子可以连接到功率因数补偿单元120的输出端子，开关元件Q1的另一端子可以连接到第一二极管D1的阴极端子。第一电感器L1的一个端子可以连接到第一二极管D1的阴极端子，第一电感器L1的另一端子可以连接到第二电容器C2的一个端子。第二电容器C2的另一端子可以连接到第一二极管D1的阳极端子和输入电源的另一端子。
在这种情况下，控制单元160和感测电阻器RSEN的接地可以设置为相同。换句话说，当开关元件Q1被布置在如上所示的位置时，控制单元160的接地和感测电阻器RSEN的接地可以被设置为相同，因此，诸如光耦合器的部件可以被去除。然而，当DC-DC转换器130如上所述被配置时，开关元件Q1的源极端子应连接到与控制单元160的接地不同的接地，因此，存在控制单元160可能无法直接控制开关元件Q1的问题。
因此，在上述的电路配置的情况下，尽管可以去除诸如光耦合器的部件，但是应当追加用于控制开关元件Q1的单独的电路(例如，脉冲变压器)。另外，当开关元件Q1被布置在该位置时，开关元件Q1应使用p-MOS型而不是n-MOS型。因此，存在由于开关元件Q1形成为p-MOS型而导致单元成本增加、以及用于控制开关元件Q1的栅极电路增加的问题。
因此，在本发明中，在开关元件Q1被布置在上述位置的同时开关元件Q1形成为n-MOS型。另外，控制单元160的接地被设置为与开关元件Q1的接地相同。因此，在本发明中，控制单元160可以直接控制开关元件Q1，因此可以去除额外的部件。另外，可以通过使用误差放大器(稍后将描述)作为用于对感测电阻器RSEN的信号进行感测的构成，来消除由于接地电位差不同所需的诸如光耦合器的信号传输电路。
负载140设置在DC-DC转换器130的输出端子处。负载140由通过DC-DC转换器130传输的电力驱动。负载140可以是照明负载，因此可以包括彼此串联或并联的多个发光二极管。
<检测单元的电路图>
检测单元150连接到负载140的输出端子。
检测单元150的一端可以连接到负载140的输出端子，检测单元150的另一端可以连接到第一电感器L1的另一端和第二电容器C2的另一端。
另外，检测单元150连接到与开关元件Q1所连接于的第一接地G1不同的第二接地G2。检测单元150包括感测电阻器RSEN。
也就是说，当负载140由从DC-DC转换器130输出的电力驱动时，与流过负载140的输出端子的输出电流相对应的电压被施加到感测电阻器RSEN。因此，在本发明中，可以通过根据与施加到感测电阻器RSEN的输出电流相对应的电压来控制DC-DC转换器130中包括的开关元件Q1的切换动作来执行恒定电流控制。
<第一实施例的控制单元的电路图>
在下文中，将更详细地描述本发明的控制单元160的构成。
控制单元160包括：误差放大器161，误差放大器161连接到感测电阻器RSEN并输出检测施加到感测电阻器RSEN的电压的检测信号；基准信号输出部162，基准信号输出部162用于根据第一电源电压Vdd输出与基准电压相对应的基准信号；平滑部163，平滑部163用于使经由基准信号输出部162输出的基准信号平滑；下行电阻器164，下行电阻器164用于降低平滑的基准信号的电平；电流补偿单元165，电流补偿单元165用于比较基准信号与检测信号并根据其输出电流补偿信号；以及开关驱动器166，开关驱动器166用于根据通过电流补偿单元165输出的电流补偿信号来控制开关元件Q1的切换动作。
<根据第一实施例的误差放大器的电路图>
误差放大器161连接到检测单元150，并且将施加到检测单元150的电压放大以将放大的电压输出到电流补偿单元165。
图5是示出根据本发明实施例的误差放大器161的电路图。
参考图5，误差放大器161可以包括第一放大器OP1、第一至第四电阻器R1、R2、R3和R4以及第四电容器C4。在下文中，将描述构成误差放大器161的第一放大器OP1和与第一放大器OP1连接的电阻器之间的连接关系。
第一放大器OP1可以用作差分放大器。第一放大器OP1的非反相端子(+)和反相端子(-)可以连接到其中设置有感测电阻器RSEN的电流感测节点。
第一电阻器R1可以被连接在感测电阻器RSEN的一端与第一放大器OP1的反相端子(-)之间。
第二电阻器R2可以被连接在感测电阻器RSEN的另一端与第一放大器OP1的非反相端子(+)之间。
第三电阻器R3可以被连接在与第一放大器OP1的非反相端子(+)与第二电阻器R2之间的接触点相对应的节点与接地之间。
第四电阻器R4是构成负反馈的电阻器，并且可以被连接在第一放大器OP1的反相端子(-)与第一放大器OP1的输出端子之间。
第四电容器C4可以被连接在第一放大器OP1的输出端子与接地之间。
第一放大器OP1可以根据基于负载140的输出电流的规定的放大度来放大施加到感测电阻器RSEN的电压，以将其传输到电流补偿单元165。
在观察其操作时，随着负载140工作，输出电流ILED流向负载140的输出端子。另外，根据输出电流ILED的大小，与输出电流ILED的大小相对应的规定电压被施加到感测电阻器RSEN的两端。
另外，施加到感测电阻器RSEN的两端的电压被输入到第一放大器OP1的非反相端子(+)和反相端子(-)。也就是说，第一电阻器R1和第四电阻器R4将施加到感测电阻器RSEN的负端子的电压VRSEN-输入到第一放大器OP1的反相端子(-)。另外，第二电阻器R2和第三电阻器R3将施加到感测电阻器RSEN的正端子的电压VRSEN+输入到非反相端子(+)。
因此，根据第一电阻器R1和第二电阻器R1的大小，与施加到感测电阻器RSEN的负端子的电压VRSEN-相对应的第一电压VIN-被输入到第一放大器OP1的反相端子(-)。另外，根据第二电阻器R2和第三电阻器R3的大小，与施加到感测电阻器RSEN的正端子的电压VRSEN+相对应的第二电压VIN+被输入到第一放大器OP1的非反相端子(+)。
另外，第一放大器OP1差分放大并输出通过反相端子(-)和非反相端子(+)输入的第一电压VIN-和第二电压VIN+。也就是说，第一放大器OP1输出通过根据预设的放大度来放大施加到感测电阻器RSEN的电压而获得的放大电压VISEN。
另一方面，由于第一放大器OP1用作差分放大器，所以第一电阻器R1、第二电阻器R2、第三电阻器R3和第四电阻器R4之间的理想关系由下式1表示。
[式1]
R1/R4＝R2/R3
Figure GDA0002669390920000161
换句话说，第一放大器OP1用作差分放大器，因此，理想的电阻值之间的关系是，第一电阻器R1的电阻值等于第二电阻器R2的电阻值，第三电阻器R3的电阻值等于第四电阻器R4的电阻值。
因此，与第一放大器OP1的输出相对应的放大电压VISEN由下式2表示。
[式2]
VISEN＝R4/R1(VRSEN+－VRSEN-)
另一方面，第一放大器OP1的放大电压VISEN可以由稍后描述的基准信号输出部162的电源电压VDD确定。此时，电源电压VDD通常为3.3V。因此，在通过负载140输出理想的正常电流的情形下，第一放大器OP1的放大电压VISEN被设置为具有比电源电压VDD的3.3V低的值。这是因为，当第一放大器OP1被配置为，使得当负载140的输出电流为理想正常电流时放大电压VISEN具有3.3V，在比正常电流高的过电流在负载140处流动的状态下可能无法准确地感测过电流状态。
因此，通常，当负载140的输出电流为理想的正常电流时施加到感测电阻器RSEN的电压为约0.3V，因此，通过第一放大器OP1输出的放大电压VISEN为2.5V。换句话说，第一放大器OP1可以以大约8倍的放大度来放大施加到感测电阻器RSEN的电压以进行输出。
因此，在通过负载140输出理想的正常电流的状态下，第一放大器OP1的放大电压VISEN可以为2.5V。另外，在通过负载140输出低电流的状态下，第一放大器OP1的放大电压VISEN可以小于2.5V。另外，在通过负载140输出过电流的状态下，第一电阻器R1的第一放大器OP1的放大电压VISEN可以大于2.5V。
<根据第一实施例的基准信号>
基准信号输出部162将基准信号输出到电源电压VDD。基准信号输出部162可以是具有规定占空比的脉冲宽度调制(PWM)信号。
基准信号输出部162可以接收电源电压VDD，并且可以基于电源电压VDD生成具有与基准信号相对应的占空比的PWM信号进行输出。这里，基准信号可以是与应从负载140输出的目标电流相对应的基准电压值。另外，PWM信号是基于电源电压VDD来调整占空比以具有基准电压值的信号。此时，电源电压VDD可以是3.3V。因此，基准信号输出部162可以输出峰值为3.3V且占空比被调整为与基准电压值相对应的PWM信号。
平滑部163对通过基准信号输出部162输出的基准信号、即PWM信号进行平滑。平滑部163包括第七电阻器R7和第三电容器C3。也就是说，平滑部163可以配置R-C低通滤波器，从而输出通过对PWM信号进行平滑获得的模拟信号。
下行电阻器164设置在平滑部163与电源电压VDD之间。下行电阻器164降低通过平滑部163进行平滑的基准信号的电平。此时，如上所述，基准信号的电平可以是3.3V。另外，下行电阻器164可以降低具有3.3V至2.5V的大小的基准信号的电平。
<电流补偿单元的电路图>
电流补偿单元165的一端可以连接到基准信号输出部162，并且电流补偿单元165的另一端可以连接到误差放大器161。
另外，电流补偿单元165可以基于通过基准信号输出部162供应的基准信号与通过误差放大器161供应的信号之间的差值，输出用于控制开关元件Q1的控制信号。也就是说，与通过基准信号输出部162输出的基准信号相对应的基准电压VIREF和通过第一放大器OP1输出的放大电压VISEN被输入到电流补偿单元165。
在下文中，将在下面更详细地描述电流补偿单元165的详细电路及其操作。
图11是根据本发明实施例的电流补偿单元的电路图，图12是图11的三角波发生器的电路图，图13是示出根据本发明实施例的三角波发生器的驱动波形的图，图14是根据本发明实施例的构成三角波发生器的恒流源的电路图。
参考图11，电流补偿单元165可以包括放大器OP3、比较器OP4和RS锁存器。另外，电流补偿单元165可以进一步包括用于产生三角波的三角波发生器200。即，电流补偿单元165除了放大器OP3、比较器OP4和RS锁存器之外，可以进一步包括三角波发生器200。
在观察它们的操作时，RS锁存器由具有规定频率的时钟设定。脉冲信号可以与该设定同步地产生。
放大电压VISEN可以被输入到放大器OP3的非反相端子(+)。另外，基准电压VIREF可以被输入到放大器OP3的反相端子(-)。另外，放大器OP3可以根据通过每个端子输入的电压之间的差值来输出电流控制值Ic。
比较器OP4将三角波的峰值与放大器OP3的电流控制值Ic进行比较。然后，当三角波达到电流控制值Ic时，RS锁存器复位并且Q被阻断。因此，占空比D被确定，并且该操作被重复以获得期望电平的规定输出电压。
<根据本发明实施例的三角波发生器>
三角波发生器200可以包括恒流源210、用于输出脉冲信号的三角波控制器220、用于对脉冲信号进行反相并输出脉冲信号的逆变器230、通过恒流源210的电流充电的第五电容器C5、以及第二开关元件SW2，根据脉冲信号控制第二开关元件SW2以控制第五电容器C5的充电或放电。
当第五电容器C5的端部的电压达到从放大器OP3输出的控制信号的电平时，脉冲信号可以从高电平转变为低电平，并且第二开关元件SW2可以通过具有低电平的脉冲信号导通以使第五电容器C5放电。
具体地，在观察操作关系时，当恒定电流Icapacitor通过恒流源210流入第五电容器C5时，第五电容器C5的两端的电压可以以恒定斜率增加。详细地，根据电容器的电压-电流关系式，Icapacitor＝C1(dvout/dt)的关系成立。由此，电容器的两端的电压Vout为1/C1(∫icapacitordt)。当恒流源210的电流icapacitor为恒定值K时，电容器的两端的电压Vout可以等于Kt[V]从而为三角波。
三角波控制器220从CS端子中读取电容器的两端的充电电压Vout，比较充电电压Vout与由于从放大器OP3输出的电流控制值Ic引起的控制信号的电平，并输出具有高电平的Ton信号直到充电电压Vout的峰值达到电流控制值Ic为止。此时，第二开关元件SW2可以通过输出具有高电平的Ton信号的反相信号的反相器230而保持在断开状态。另外，当充电电压Vout的峰值达到电流控制值Ic时，输出具有低电平的Ton信号，因此，反相器230输出高电平，因此第二开关元件SW2可以被导通并且第五电容器C5可以被放电。另外，三角波控制器220可以读取时钟信号以与一组RS锁存器同步。
在重复这样的操作的同时，三角波发生器200可以产生三角波。
由于三角波，占空比(时间比)可以发生改变，占空比(时间比)是DC-DC转换器130中包括的开关元件Q1的导通时间与断开时间之比。当占空比改变时，DC-DC转换器130的输入电源Vi的电平的调节的水平可以改变。
<三角波发生器的恒流源>
参考图14，恒流源210被实现在三角波发生器200中。
恒流源210将基准电压Vref通过电阻器R9和R10分压，以输入到第五放大器OP5的非反相端子(+)，并且当分压后的电压变为第五放大器OP5的反相端子(-)的电压时，第三开关SW3由于基准电压Vref与R10电阻器的两端处的分压电压Vd之间的电位差而导通。另外，当第三开关SW3导通时，恒定电流Icapacitor可以对第五电容器C5充电。
当第五电容器C5被充电时，Vout增加。当Vout达到电流控制值Ic时，三角波控制器220读取增加的Vout电压并输出低电平的Ton信号，因此，第二开关SW2导通并且第五电容器C5放电。在重复该过程时，在Vout端子处可以产生三角波。
<由于电源电压VDD和电阻器的容差引起的问题>
图4是示出根据本发明实施例的电源电压与基准信号之间的关系的图。
另一方面，基准信号输出部162具有电源电压VDD并生成基准信号。另外，基准信号由电源电压VDD的大小确定。也就是说，基准信号输出部162调节基准信号的占空比以使电源电压VDD处于具有规定电平的预设基准电压值。此时，基准信号输出部162通过将电源电压VDD的大小设定为3.3V来生成基准信号。
然而，电源电压VDD具有规定的容差。换句话说，并不总是3.3V的相同的电源电压VDD输入到基准信号输出部162，而是在规定容差内输入高于3.3V的电压或低于3.3V的电压。换句话说，电源电压VDD通常具有偏差，并且电源电压VDD的偏差被原样传输到基准信号输出部162的基准信号。换句话说，与电源电压VDD的偏差相对应地，在基准信号中产生相同的偏差。
因此，当仅使用电源电压VDD产生基准信号时，存在根据电源电压VDD的偏差在基准信号中产生偏差的问题。
另外，如上所述，误差放大器161根据第一电阻器至第四电阻器R1、R2、R3和R4，输出通过将施加到感测电阻器RSEN的电压放大至规定水平而获得的放大电压VISEN。
此时，如上述的式2所示，在理想的误差放大器161中，当R1＝R2且R3＝R4时，放大器输出可以由两个电阻器的比率来定义。
然而，通常，在构成误差放大器161的第一电阻器至第四电阻器R1、R2、R3和R4中发生偏差，因此，可以如下面的式3所示，复杂地定义反映偏差的第一放大器OP1的实际放大电压VISEN_REAL。
[式3]
VISEN_REAL＝(R3*(R1+R4))/(R1*(R2+R3))*VRSEN+－(R4/R1)*VRSEN-
换句话说，通过反映构成误差放大器161的第一电阻器至第四电阻器中的每一者的容差，由如式3所示的复杂式来定义与第一放大器OP1的输出相对应的实际放大电压VISEN_REAL。
也就是说，在构成误差放大器161的实际的第一放大器OP1中，发生如下问题：随着基于第一接地G1的VRSEN+与VIN+之间的电压比或VRSEN-与VIN-之间的电压比增大，放大电压VISEN被每个电阻器的容差极大地影响。
另外，由于第一放大器OP1的输出值为2.5V电平的小值，所以由于每个电阻器的1％的容差引起的误差极大地影响放大电压VISEN的输出。也就是说，根据每个电阻器的偏差，实际放大电压VISEN相对于目标放大电压VISEN_TARGET的最大误差率如下。
【表1】
Figure GDA0002669390920000211
如表1所示，根据电阻器的容差，实际放大电压VISEN相对于目标放大电压VISEN_TARGET的最大误差率在13.5％和27.2％之间，当基于实际目标放大电压看时，其对应于大的数值。
因此，下面将提出补充了图3的电路的附加实施例。
<本发明的第二实施例的电源的电路图>
在下面描述的根据本发明的第二实施例的电源中，仅基准信号输出部162和误差放大器161的构成与图3不同，其他构成基本相同。因此，下面仅详细描述改变的部分。
图6是根据本发明第二实施例的电源的电路图，图7是图6的基准信号输出部的详细电路图，图8是图7的第二电源电压输出部的详细电路图，图9是示出根据本发明的第二实施例的基准信号的波形的图，图10是图6的误差放大器的详细电路图。
参考图6，根据本发明的第二实施例的电源包括第一基准信号输出部162、第二电源电压输出部167和第二基准信号输出部168。
第一基准信号输出部162接收第一电源电压，并根据第一电源电压生成并输出第一基准信号。此时，第一基准信号是与从本发明的第一实施例中的基准信号输出部162输出的PWM信号相同的信号。
此时，第一基准信号输出部162生成并输出第一PWM信号(其是与第一基准信号相同的信号)，该第一PWM信号的占空比根据目标基准电压(与负载的目标电流相对应的电压)来调节。此时，第一PWM信号的峰值为3.3V。然而，第一PWM信号的峰值具有与第一电源电压VDD的偏差相对应的偏差。也就是说，第一电源电压通常具有3.3V电源的2.3％的偏差，因此，3.3V电源的2.3％的偏差被直接传输至从第一基准信号输出部162输出的第一PWM信号的峰值。
<第二电源电压的输出特征>
第二电源电压输出部167为第二基准信号输出部168提供电源电压以产生第二基准信号。此时，第二电源电压可以为2.5V。此时，第二电源电压输出部167包括电源元件AS431。另外，电源元件AS431使2.5V的恒定电源电压供应给第二电源电压输出部167。
为此，第二电源电压输出部167可以包括第八电阻器R8、第四电容器C4和电源元件AS431。
第八电阻器R8的一端连接到第一电源电压的输出端子，第八电阻器R8的另一端连接到第二基准信号输出部168的输入端子。
第四电容器C4的一端连接到第八电阻器R8的另一端，第四电容器C4的另一端接地。
电源元件AS431是常用的AS431，电源元件AS431的阴极端子连接到第八电阻器R8的另一端和第四电容器C4的一端。另外，电源元件AS431的阳极端子接地。
在下文中，将描述电源元件AS431的详细电路构成及其操作。
AS431可以是保证在整个工作范围内的热稳定性的调节器。由于AS431具有快速导通、低温度系数和低输出阻抗的特性，因此其替代齐纳二极管应用，例如开关电源、充电器和其他的可调调节器。AS431的容差约为0.5％。
电源元件AS431包括第二放大器OP2、开关元件SW1和第二二极管D2。
在这种情况下，第八电阻器R8降低第一电源电压的电平以产生第二电源电压，并输出所产生的第二电源电压。另外，通过第八电阻器R8降低的第二电源电压被输入到第二放大器OP2的非反相端子(+)。
另外，基准电压信号VREF被输入到第二放大器OP2的反相端子(－)。此时，基准电压信号VREF可以是2.5V。
此时，根据第一电源电压的偏差，在通过第八电阻器R8输入到第二放大器OP2的非反相端子(+)的电压信号REF中发生偏差。因此，第二放大器OP2产生与电压信号REF和基准电压信号VREF之间的差值相对应的输出信号。
另外，开关元件SWl根据第二放大器OP2的输出信号被选择性地导通，并且向第二基准信号输出部168输出恒定的第二基准电压。
为此，开关元件SW1的基极端子连接到第二放大器OP2的输出端子。开关元件SW1的集电极端子连接到第二放大器OP2的非反相端子(+)。另外，开关元件SW1的发射极端子接地。
另外，第二二极管D2的阳极连接到开关元件SW1的集电极端子，第二二极管D2的阴极与开关元件SW1的发射极端子一起接地。
下面将描述如上所述配置的电源元件AS431的操作。
如上所述，电源元件AS431的阴极端子连接到第八电阻器R8的另一端和构成电源元件AS431的第二放大器OP2的非反相端子(+)。
因此，当电源元件AS431的阴极电压低于与基准电压相对应的2.5V时，第二放大器OP2的输出变为0，并且因此，通过第二放大器OP2的输出端子输出低信号。此时，当通过第二放大器OP2的输出端子输出低信号时，连接至第二放大器OP2的开关元件SW1断开。另外，随着开关元件SW1断开，阴极电压增大。
此时，当电源元件AS431的阴极电压增大到2.5V以上时，第二放大器OP2的输出从低信号变为高信号。此时，随着高信号通过第二放大器OP2输出，开关元件SW1被切换为导通状态。另外，开关元件SW1被切换为导通状态，因此，开关元件SW1动作，从而降低阴极电压。
如上所述，电源元件AS431根据阴极电压来操作第二放大器OP2和开关元件SW1，并且因此，恒定的2.5V的第二电源电压被供应给第二基准信号输出部168。
然而，经由电源元件AS431产生的2.5V的第二电源电压也具有规定偏差。然而，经由电源元件AS431产生的2.5V的第二电源电压的偏差比第一电源电压的偏差低0.5％。
另一方面，第二基准信号输出部168接收第二电源电压，并且通过使用第二电源电压作为峰值产生具有与第一基准信号的占空比相同的占空比的第二基准信号。
在这种情况下，第二基准信号具有与第一基准信号相同的占空比，并且峰值具有与从第二电源电压输出部167输出的第二电源电压相对应的值。然而，第二基准信号的峰值也具有与第二电源电压的偏差相对应的偏差。然而，第二基准电压的偏差比第一基准电压的偏差低0.5％，因此，第二基准信号的峰值的偏差为0.5％。
因此，在本发明中，如上所述通过根据经由单独的第二电源电压输出部167输出的第二电源电压产生并输出附加的第二基准信号，基准信号具有比仅由第一电源电压产生基准信号时发生的偏差低得多的偏差。
也就是说，如图9A所示，由于通过第一基准电压产生第一基准信号，因此在峰值中出现大约2.3％的偏差。然而，如图9B所示，由于第二基准信号具有与第一基准信号相同的占空比的同时由第二基准电压形成，因此仅出现峰值的大约0.5％的偏差。
因此，本发明提供如上所述的用于供应附加电源电压的构成，以提高供应给电流补偿单元的基准信号的精度。
<第二实施例的误差放大器161的电路图>
本发明的第二实施例的误差放大器161与第一实施例的误差放大器161相同，并且在第一放大器OP1的输出端子处另外设置了电压分配电阻器169。
另外，本发明第二实施例中的误差放大器161的第一放大器OP1的输出值具有比第一实施例中的输出值更高的值。
误差放大器161可以包括第一放大器OP1、第一电阻器至第四电阻器R1、R2、R3和R4以及第四电容器C4。在下文中，将描述构成误差放大器161的第一放大器OP1和与第一放大器OP1连接的电阻器之间的连接关系。
第一放大器OP1可以用作差分放大器。第一放大器OP1的非反相端子(+)和反相端子(－)可以连接到在其中布置有感测电阻器RSEN的电流感测节点。
第一电阻器R1可以被连接在感测电阻器RSEN的一端与第一放大器OP1的反相端子(－)之间。第二电阻器R2可以被连接在感测电阻器RSEN的另一端与第一放大器OP1的非反相端子(+)之间。第三电阻器R3可以被连接在与第一放大器OP1的非反相端子(+)和第二电阻器R2之间的接触点相对应的节点与地之间。第四电阻器R4是构成负反馈的电阻器，并且可以被连接在第一放大器OP1的反相端子(－)与第一放大器OP1的输出端子之间。第四电容器C4可以被连接在第一放大器OP1的输出端子与地之间。
第一放大器OP1可以根据基于负载140的输出电流的规定的放大度来放大施加到感测电阻器RSEN的电压，以将其传输到电流补偿单元165。
在观察其操作时，随着负载140工作，输出电流ILED流向负载140的输出端子。另外，根据输出电流ILED的大小，与输出电流ILED的大小相对应的规定电压被施加到感测电阻器RSEN的两端。
另外，施加到感测电阻器RSEN的两端的电压被输入到第一放大器OP1的非反相端子(+)和反相端子(-)。也就是说，第一电阻器R1和第四电阻器R4将施加到感测电阻器RSEN的负端子的电压VRSEN-输入到第一放大器OP1的反相端子(-)。另外，第二电阻器R2和第三电阻器R3将施加到感测电阻器RSEN的正端子的电压VRSEN+输入到非反相端子(+)。
因此，根据第一电阻器R1和第二电阻器R1的大小，与施加到感测电阻器RSEN的负端子的电压VRSEN-相对应的第一电压VIN-被输入到第一放大器OP1的反相端子(-)。另外，根据第二电阻器R2和第三电阻器R3的大小，与施加到感测电阻器RSEN的正端子的电压VRSEN+相对应的第二电压VIN+被输入到第一放大器OP1的非反相端子(+)。
另外，第一放大器OP1差分放大并输出通过反相端子(-)和非反相端子(+)输入的第一电压VIN-和第二电压VIN+。也就是说，第一放大器OP1输出通过根据预设的放大度来放大施加到感测电阻器RSEN的电压而获得的放大电压VISEN。
在这种情况下，通过第一放大器OP1的输出端子输出的放大电压VISEN可以具有原始电压的九倍或更大的大小。优选地，第一放大器OP1的放大电压VISEN可以具有3V或更大的值。
也就是说，本发明第二实施例中的第一放大器OP1的放大度高于第一实施例中的第一放大器OP1的放大度。第一实施例的放大电压VISEN低于2.5V。然而，第二实施例的放大电压VISEN具有高于2.5V的3.0V以上的最小值。
在这种情况下，与第一放大器OP1的输出值相对应的放大电压VISEN被第一放大器OP1的电源电压影响。通常，第一放大器OP1的电源电压是VCC电压，其为24V。另外，某些产品使用30V作为第一放大器OP1的电源电压。因此，本发明第二实施例中的第一放大器OP1的放大电压VISEN被设定为具有电源电压的70％至80％的电平。
优选地，第一放大器OP1的放大度被设定为9倍以上且小于70倍。例如，当电源电压是24V，并且正常电流流动时施加到感测电阻器的电压是0.3V时，放大电压VISEN具有在2.7V与21V之间的值。优选地，第一放大器OP1的放大度被设定为15倍以上且小于65倍。例如，当电源电压是24V，并且正常电流流动时施加到感测电阻器的电压是0.3V时，放大电压VISEN具有在4.5V与19.5V之间的值。优选地，第一放大器OP1的放大度被设定为40倍以上且小于60倍。例如，当电源电压是24V，并且正常电流流动时施加到感测电阻器的电压是0.3V时，放大电压VISEN具有在12V与18V之间的值。
另一方面，电压分配电阻器R5和R6设置在第一放大器OP1的输出端子处。电压分配电阻器R5和R6将第一放大器OP1的放大电压VISEN降低至期望值。
也就是说，需要满足以下条件，使得与第一放大器OP1的输出相对应的放大电压VISEN不被第一电阻器至第四电阻器的容差影响。
VSEN+＝VIN+
VSEN-＝VIN-
也就是说，当第一电阻器R1和第二电阻器R2具有接近0欧姆的值时，由于第一电阻器至第四电阻器而导致的第一放大器OP1的输出偏差几乎消除。然而，在实际的电路设计中，第一放大器OP1的输出被电源电压VCC限制，并且与放大电压VISEN相对应的输出电压的大小也被限制。
因此，在本发明中，在比之前增加第一放大器OP1的放大度的同时，电压分配电阻器R5和R6被另外安装在第一放大器OP1的输出端子处，因此，可以设计成使得通过电压分配电阻器R5和R6输出的最终电压的值变为期望的输出电压VSEN。
如上所述，在本发明中，由于在增加第一放大器OP1的放大度的同时另外安装了电压分配电阻器R5和R6，因此最终被输入到电流补偿单元的放大电压VISEN_REAL由下式4表示。
[式4]
VISEN_REAL＝((R3*(R1+R4))/(R1*(R2+R3))*VRSEN+)*(R6/(R5+R6))
换句话说，通过反映构成误差放大器161的第一电阻器至第四电阻器中的每一者和电压分配电阻器R5和R6的容差，最终供应给电流补偿单元的实际放大电压VISEN_REAL由式4表示。
另外，根据第一电阻器至第六电阻器的偏差，实际放大电压VISEN相对于目标放大电压VISEN_TARGET的最大误差率如下。
【表2】
Figure GDA0002669390920000271
如表1所示，根据电阻器的容差，实际放大电压VISEN相对于目标放大电压VISEN_TARGET的最大误差率被发现在2.0％至4.0％的水平，显著低于第一实施例的13.5％至27.2％。
在本发明中，误差放大器设置在感测电阻器的输出端子处，并且检测信号通过误差放大器发送。因此，在本发明中，在将DC-DC转换器的接地与发光二极管的接地分离的同时，将恒流控制器的接地用作与DC-DC转换器相同的接地。因此，根据本发明的实施例，可以通过解决由接地分离引起的电流偏差的出现来提高感测电流的精度，并且可以通过根据去除需要额外设置的绝缘部件使电路最小化来减小印刷电路板的布置空间。另外，根据本发明，当在存在接地电位差的状态下感测电流时，可以增加电路设计的自由度。
另外，在本发明中，具有低容差的电源电路被追加到基准信号输出电路。因此，在本发明中，供应给电流补偿单元的最终基准信号由具有比VDD电源的容差低的容差的电源产生。因此，根据本发明，可以忽略供应给微控制单元的VDD电源的容差，并且可以使由VDD电源的电源容差产生的基准信号的误差最小化。
另外，在本发明中，通过使用误差放大器来感测施加到发光二极管的输出端子的感测电阻器的电流。在这种情况下，本发明使误差放大器具有至少9倍以上的放大度。换句话说，本发明使在正常电流流向发光二极管的状态下误差放大器的输出电压具有误差放大器的电源电压的70％至80％的电平。在本发明中，在与传统设置相比增大误差放大器的输出电压值的同时，在误差放大器与电流补偿单元之间另外设置了电压分配部。因此，在本发明中，可以根据构成误差放大器的多个电阻器的容差，使相对于发光二极管的输出电流的感测电压值的误差最小化。因此，根据本发明的实施例，可以通过应用于需要精确控制的装置的电流感测来提高电流感测值的精度。
以上实施例中描述的特征、结构和效果被包括在至少一个实施例中，但是不限于一个实施例。此外，实施例所属领域的技术人员甚至可以相对于其他实施例来组合或修改在每个实施例中示出的特征、结构、效果等。因此，将解释为，与这种组合和这种修改有关的内容被包括在实施例的范围内。
以上描述集中在实施例上，但是仅是示例性的，并不限制实施例。实施例所属领域的技术人员可以理解，在不背离实施例的基本特征的情况下，可以进行以上未示出的各种修改和应用。例如，可以改变和实现在实施例中具体示出的每个部件。另外，应解释为，与这种改变和应用有关的差异被包括在所附权利要求书中限定的本发明的范围内。

Claims (15)

1.一种电源，包括：
转换单元，所述转换单元根据施加到第一开关元件的脉冲控制信号来调节输入电压的电平，以将输出电压输出到负载；
检测单元，所述检测单元用于检测所述负载的输出电流；以及
控制单元，所述控制单元用于根据所述负载的所述输出电流产生所述脉冲控制信号，并且用于根据产生的所述脉冲控制信号驱动所述第一开关元件，
其中，所述控制单元包括：
第一基准信号输出部，所述第一基准信号输出部接收第一电源电压，并且利用所述第一电源电压输出与基准电压相对应的第一基准信号；
第二基准信号输出部，所述第二基准信号输出部接收第二电源电压和所述第一基准信号，并且利用所述第二电源电压输出与所述第一基准信号相对应的第二基准信号；
检测信号输出部，所述检测信号输出部输出与由所述检测单元检测到的所述输出电流相对应的检测信号；以及
电流补偿单元，所述电流补偿单元将所述第二基准信号与所述检测信号进行比较，并基于比较结果产生用于补偿所述负载的所述输出电流的脉冲控制信号。
2.根据权利要求1所述的电源，其中，所述第二基准信号输出部具有与所述第二电源电压的大小相对应的峰值，并且输出具有与所述第一基准信号相同的占空比的脉冲宽度调制信号。
3.根据权利要求2所述的电源，其中，所述第二电源电压小于所述第一电源电压。
4.根据权利要求1所述的电源，其中，所述控制单元还包括第二电源电压输出部，所述第二电源电压输出部接收所述第一电源电压，并且降低所述第一电源电压以将所述第二电源电压输出到所述第二基准信号输出部。
5.根据权利要求4所述的电源，其中，所述第二电源电压输出部包括：
电阻器，所述电阻器设置在所述第一电源电压的输出端子处，以及
电源元件，所述电源元件将所述电阻器的输出值与基准值进行比较，并根据比较结果将所述第二电源电压输出到所述第二基准信号输出部。
6.根据权利要求5所述的电源，其中，所述电源元件包括：
第一放大器，所述第一放大器包括非反相端子和反相端子，所述电阻器的所述输出值被输入到所述非反相端子，所述基准值被输入到所述反相端子，并且所述第一放大器输出与所述电阻器的所述输出值和所述基准值之间的差值相对应的逻辑信号；以及
第二开关元件，所述第二开关元件根据通过所述第一放大器输出的所述逻辑信号被选择性地切换。
7.根据权利要求6所述的电源，其中，所述第二开关元件的集电极端子和所述电阻器的输出端子连接到所述第一放大器的所述非反相端子，所述第二开关元件的所述集电极端子构成所述电源元件的阴极端子。
8.根据权利要求1所述的电源，其中，所述检测信号输出部包括误差放大器，所述误差放大器连接到所述检测单元并且输出通过放大与所述负载的所述输出电流相对应的电压而获得的放大电压。
9.根据权利要求8所述的电源，其中，所述误差放大器包括：
多个第一电阻器，所述多个第一电阻器连接到所述检测单元的一端；
多个第二电阻器，所述多个第二电阻器连接到所述检测单元的另一端；
第二放大器，所述第二放大器包括连接到所述多个第一电阻器的反相端子和连接到所述多个第二电阻器的非反相端子，并且输出所述放大电压；以及
电压分配部，所述电压分配部接收所述放大电压，并且降低接收到的所述放大电压以将所述检测信号输出到所述电流补偿单元。
10.根据权利要求9所述的电源，其中，所述第二放大器输出通过将由所述检测单元检测到的电压放大至少九倍以上而获得的所述放大电压。
11.根据权利要求8所述的电源，其中，当所述输出电流是目标电流时第二放大器的输出值是供应给所述第二放大器的第三电源电压的70％至80％。
12.根据权利要求1所述的电源，其中，所述第一开关元件的源极端子连接到第一接地，并且感测电阻器连接到与所述第一接地不同的第二接地。
13.根据权利要求12所述的电源，所述检测信号输出部、所述电流补偿单元和基准信号输出部与所述第一开关元件相同连接到所述第一接地。
14.一种电源，包括：
转换单元，所述转换单元根据施加到第一开关元件的脉冲控制信号来调节输入电压的电平，以将输出电压输出到负载；
感测电阻器，所述感测电阻器设置在所述负载的输出端子处，并感测与所述负载的输出电流相对应的电压；
误差放大器，所述误差放大器连接到所述感测电阻器并且放大由所述感测电阻器感测的所述电压以进行输出；
基准信号输出部，所述基准信号输出部接收电源电压并且基于所述电源电压输出基准信号；以及
电流补偿单元，所述电流补偿单元将所述误差放大器的输出信号与所述基准信号输出部的输出信号进行比较，并且根据比较结果输出用于补偿所述输出电流的所述第一开关元件的所述脉冲控制信号，
其中，所述误差放大器包括：多个第一电阻器，所述多个第一电阻器连接到所述感测电阻器的一端；多个第二电阻器，所述多个第二电阻器连接到所述感测电阻器的另一端；第一放大器，所述第一放大器包括连接到所述多个第一电阻器的反相端子和连接到所述多个第二电阻器的非反相端子；以及电压分配电阻器，所述电压分配电阻器用于减小所述第一放大器的输出值以将其传输到所述电流补偿单元，并且当所述输出电流是目标电流时所述第一放大器的所述输出值是供应给所述第一放大器的所述电源电压的70％至80％。
15.根据权利要求14所述的电源，其中，所述基准信号输出部包括：第一基准信号输出部，所述第一基准信号输出部接收第一电源电压，并且根据所述第一电源电压输出具有与目标电流相对应的占空比的第一基准信号；第二基准信号输出部，所述第二基准信号输出部接收具有与所述第一电源电压的大小不同的大小的第二电源电压，并且根据所述第二电源电压输出具有与所述第一基准信号相同的占空比的第二基准信号；以及第二电源电压输出部，所述第二电源电压输出部将所述第二电源电压输出到所述第二基准信号输出部，其中，所述第二电源电压输出部包括：下行电阻器，所述下行电阻器连接到所述第一电源电压的输出端子，并且输出降低所述第一电源电压的大小的所述第二电源电压；第二放大器，所述第二放大器经由所述非反相端子接收通过所述下行电阻器输出的所述第二电源电压，并且经由所述反相端子接收基准电压；以及第二开关元件，所述第二开关元件连接到所述第二放大器的输出端子并且根据所述第二放大器的输出信号被选择性地切换。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11949393B2 (en) 2019-03-28 2024-04-02 Em Coretech Co., Ltd. Divided active electromagnetic interference filter module and manufacturing method thereof
JP2023553185A (ja) 2020-12-23 2023-12-20 イーエム コアーテック 誤動作を検知できるアクティブ電流補償装置
WO2022139083A1 (ko) * 2020-12-23 2022-06-30 이엠코어텍 주식회사 오동작을 감지할 수 있는 능동형 전류 보상 장치
US11955881B2 (en) * 2022-03-10 2024-04-09 Minmax Technology Co., Ltd Secondary-side protection and sense circuit for power converter

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009171715A (ja) * 2008-01-15 2009-07-30 ▲ぎょく▼瀚科技股▲ふん▼有限公司 電流感知回路ループのある定電流調整器
CN102386768A (zh) * 2010-08-30 2012-03-21 富士通株式会社 开关器件补偿电路

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI247475B (en) * 2002-03-11 2006-01-11 Uis Abler Electronics Co Ltd An active harmonic suppression equipment and control algorithm
JP4837408B2 (ja) * 2006-03-20 2011-12-14 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
TW200910044A (en) * 2007-08-24 2009-03-01 Vastview Tech Inc Constant current regulating circuit with a current sensing loop
GB0804337D0 (en) * 2008-03-07 2008-04-16 Cambridge Silicon Radio Ltd Dual phase detector phase-locked loop
KR100941509B1 (ko) * 2009-06-30 2010-02-10 주식회사 실리콘마이터스 기준 전압 생성 장치, 이를 포함하는 제어 장치 및 제어 장치를 이용하는 ｌｅｄ 발광 장치
JP4975083B2 (ja) * 2009-11-06 2012-07-11 三菱電機株式会社 光源点灯装置および照明装置
KR101167807B1 (ko) * 2010-12-24 2012-07-25 삼성전기주식회사 공진 컨버터
US20130229832A1 (en) * 2012-03-02 2013-09-05 Apple Inc. Controlling a flyback converter for use with a computer system
KR20140145814A (ko) * 2013-06-14 2014-12-24 에스케이하이닉스 주식회사 기준전압 생성기 및 그를 포함하는 저전압용 내부전원 생성장치
US9351352B2 (en) * 2014-04-03 2016-05-24 Linear Technology Corporation Boost then floating buck mode converter for LED driver using common switch control signal
KR101637650B1 (ko) * 2014-05-20 2016-07-20 엘지이노텍 주식회사 직류-직류 변환기
KR102072256B1 (ko) * 2015-03-27 2020-02-03 매그나칩 반도체 유한회사 전류 보상 회로 및 이를 포함하는 조명 장치

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009171715A (ja) * 2008-01-15 2009-07-30 ▲ぎょく▼瀚科技股▲ふん▼有限公司 電流感知回路ループのある定電流調整器
CN102386768A (zh) * 2010-08-30 2012-03-21 富士通株式会社 开关器件补偿电路

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