JP5649158B2

JP5649158B2 - 力率改善（ｐｆｃ）コンバータで用いられるコントローラ、および力率改善（ｐｆｃ）回路を制御する方法

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Publication number: JP5649158B2
Application number: JP2009249820A
Authority: JP
Inventors: ローランド・シルビエ・サン−ピエール
Original assignee: パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド
Priority date: 2008-11-07
Filing date: 2009-10-30
Publication date: 2015-01-07
Anticipated expiration: 2029-10-30
Also published as: EP2536011A1; EP2187512B1; JP2010115105A; US20130278237A1; US8749212B2; EP2187512A3; US20100118571A1; CN101741247B; US20110305052A1; CN101741247A; EP2187512A2; US8004262B2; US8487601B2

Description

背景
開示の分野
本発明は概して電源に関し、より具体的には、この発明は力率改善を行なう電源に関する。

背景
電源は通常、電気コンセントによって提供された交流（「ａｃ」）電力を直流（「ｄｃ」）に変換して電気装置または負荷に供給するために用いられる。電源設計の１つの重要な考慮すべき事項は、ａｃ入力電圧波形に対する、ａｃ電源から引込まれた入力電流の形状および位相である。ａｃ電源の電圧波形は、名目上、正弦波である。しかしながら、多くのスイッチング電源がａｃ源に与える非線形の負荷のために、電源がａｃ源から引込む電流の波形は、非正弦波であり、および／またはａｃ源電圧波形とは位相がずれている。これは、ａｃ電源配電系統の損失の増大に繋がり、世界各地で、現在では、電源が引込む電流が確実に正弦波であり、かつ、ａｃ電圧波形と位相が合うように電源製造業者に強要する立法上のまたは自発的な要件の主題になっている。

このような入力電流波形の補正は、力率改善（power factor correction）（ＰＦＣ）と称され、力率改善の機能を行なうように特別に設計された電源への入力段をしばしば必要とする。入力ａｃ電流および電圧波形が正弦波であり、完全に位相が合っている場合、電源の力率は１である。換言すれば、力率改善された入力は、ａｃ源の両端に可変抵抗を結合することと等価の負荷をａｃ源に与えることになる。ＰＦＣ段によって負荷としてａｃ源に与えられた抵抗は、ＰＦＣ段出力負荷によって引込まれた電力に従って、ａｃ源の二乗平均平方根電圧の関数として変更される。ａｃ源電圧に対する入力電流の高調波歪みおよび／または位相変位が増大するにつれて、力率は減少して１を下回る。力率要件は典型的に、０．９よりも大きな力率を要求し、入力電流波形の高調波成分のための要件を有し得る。

電源の力率を増大させる一般的な方法は、昇圧コンバータまたはフライバックコンバータを用いて、ａｃ源電圧と位相が合っていながら理想的な正弦波形状に近い入力電流波形を確立することを含む。

本発明の教示に係る例示的なコントローラを含む昇圧コンバータの例示的な略図である。本発明の教示に係る例示的なコントローラを示す機能ブロック図である。本発明の教示に係る例示的なコントローラを示す機能ブロック図の一部の図である。本発明の教示に係る例示的なコントローラの動作を示すための例示的な積分スイッチ電流波形の図である。本発明の教示に係る例示的なコントローラの動作を示すための例示的な積分スイッチ電流波形の図である。本発明の教示に係る入力電圧センサ回路の一部の例の図である。本発明の教示に係る例示的なコントローラの動作を示すためのエラー電圧対負荷の大きさの特性を示す図である。本発明の教示に係る別のコントローラ回路の一部の機能ブロック図である。本発明の教示に係る別の例示的なコントローラを含む昇圧コンバータの例示的な略図である。典型的な１サイクル制御コントローラ回路の動作を示すための電圧対時間特性を示す図である。本発明の教示に係る図８Ａおよび図８Ｂの機能ブロック図の動作を示すための電圧対時間特性を示す図である。本発明の教示に係る例示的なコントローラを含むフライバックコンバータの例示的な略図である。本発明の教示に係る力率改善回路を制御するための例示的な方法を示すフロー図である。本発明の教示に係る力率改善回路を制御するための別の例示的な方法を示すフロー図である。

本発明の非限定的および非網羅的な実施例について、以下の図面を参照して説明する。図中、特別の定めのない限り、種々の図全体を通して、同様の参照番号は同様の部品を指す。

詳細な説明
本発明の一局面において、説明の目的で本明細書に開示される方法および装置は、パワーコンバータを用いて入力電流波形の力率改善を行なう。以下の説明では、本発明を完全に理解できるようにするために、多くの具体的な詳細について記載している。しかしながら、本発明を実施するために具体的な詳細を利用する必要がないことは当業者にとって明白である。本発明を曖昧にすることを避けるために、実施に関連する周知の方法については詳細に記載しなかった。

本明細書全体を通して「一実施例」、「実施例」、「一例」または「例」に言及することは、その実施例と関連付けて記載される特定の特徴、構造または特性が本発明の少なくとも１つの実施例または例に含まれることを意味している。したがって、本明細書全体を通して種々の場所に現われる「一実施例では」、「実施例では」、「一例では」または「例では」という句は、必ずしもすべてが同じ実施例を指しているわけではない。特定の特徴、構造または特性は、１つ以上の実施例または例の中で、組合せられてたとえば任意の好適な組合せおよび／または下位の組合せにされてもよい。

以下に記載されるように、本発明の教示に係る種々の例は、力率改善（ＰＦＣ）コンバータが、内部エラー信号に要求されるダイナミックレンジを低減する制御技術を用いることができるようにする。ＰＦＣコントローラ回路は典型的に、非常に幅広いダイナミックレンジを有するエラー信号で動作して、幅広い負荷および入力電圧範囲にわたって機能する。電力変換回路の分脈では、エラー信号とは、フィードバック信号と内部基準レベルとの差を増幅することによって導き出され、その差を減らすようにパワーコンバータを制御するために用いられる信号である。

たとえば、ＰＦＣコンバータにおいて、コンバータの出力電圧は典型的に、負荷条件にかかわらず、実質的に一定の名目値を有するように制御される。出力負荷条件の如何なる変化も、出力電圧を変化させる傾向があり（たとえば、出力負荷の急増は、出力電圧を降下させる）、これはひいては、電圧フィードバック信号を変化させ、したがってエラー信
号も変化させる。コントローラは、出力電圧を名目値に戻すために、エラー信号のこの変化に応答してパワーコンバータの動作を修正する。

典型的な制御回路では、全出力負荷および低入力電圧（たとえば、８５Ｖａｃ）で動作するＰＦＣコンバータにおいて、５Ｖのエラー電圧信号値が発生する。しかしながら、高入力電圧（たとえば、２６５Ｖａｃ）で出力負荷が全負荷の２０％であるときには、エラー電圧信号値は１２５ｍＶに過ぎない。このエラー電圧信号は、より軽い負荷条件ではさらに低くなる。このような幅広い信号範囲のために、幅広い入力電圧および負荷範囲にわたって制御ループの安定性および応答を最適化することは困難である。さらに、非常に低い値の信号での動作により、電気ノイズに敏感になる可能性があり、これは、高電圧、高速スイッチング波形が重大な電気ノイズを作り出すＰＦＣ回路などの用途では懸案事項である。

本発明の教示によれば、一例では、パワーコンバータへの入力電圧の値に応答する信号は、コンバータのパワースイッチに流入する電流から発生した電流信号を積分するように結合された積分器回路の利得を調整するように結合される。積分器回路の出力は、エラー電圧信号と比較されて、各スイッチングサイクルにおいてパワースイッチをオフにすべきときを判断する。積分器回路の利得をパワーコンバータ入力電圧に応答するようにすることによって、一例では、特定のパワーコンバータ出力負荷条件についてのエラー電圧信号の値は、パワーコンバータ入力電圧から独立して、実質的に一定である。これは、パワーコンバータ入力電圧の関数としての如何なる変更も実質的に取除くことによって、エラー信号に要求されるダイナミックレンジを大幅に低減する。

したがって、一例では、エラー信号値は、負荷に実質的に比例するが、パワーコンバータ入力電圧から独立している。パワーコンバータの負荷の大きさに比例する信号を有することは有用であり、そのため、パワーコンバータ出力負荷条件についての情報を必要とする機能および特徴は、このような信号を制御入力として使用できる。一例では、パワーコンバータの出力負荷の大きさに実質的に比例するエラー信号を用いることができる特徴とは、出力負荷が減少するにつれてパワーコンバータの平均スイッチング周波数を低減する特徴である。この平均スイッチング周波数低減動作は、軽負荷条件またはスタンバイ条件下で高いパワーコンバータ効率を維持することに有益であり、これは、ＴＶ電源およびパーソナルコンピュータ電源などの多くの用途での要件になりつつある。

図示するために、図１は、本発明の教示に係るパワーコンバータ１００に含まれる例示的なコントローラ１０２の機能ブロック図を概して示す。示される例では、パワーコンバータ１００は、パワーコンバータ１００の入力においてａｃライン電流Ｉ_G１０４およびａｃライン電圧Ｖ_G１０６を受取る昇圧コンバータである。典型的に、ａｃライン電流Ｉ_G１０４およびａｃライン電圧Ｖ_G１０６は、電気ソケットを介して配電系統（たとえば、発電所）によって提供される。示されるように、ブリッジ整流器１０８は、ａｃライン電圧Ｖ_G１０６を、大きさＶ_IN１１０の実質的に平滑化されていないｄｃ入力電圧波形１０１に変換する。示される例では、キャパシタ１１２は、非常に低い値を有しており、高周波数ノイズ電流をフィルタリングするためのものであり、整流された電圧波形１０１の平滑化を実質的にはもたらさない。

図１の例に示されるように、インダクタＬ₁１１４として示されるエネルギ蓄積素子は、一端においてブリッジ整流器１０８に結合され、反対側の端部においてパワースイッチＳＷ１１８に結合される。動作時、パワースイッチＳＷ１１８は、スイッチ１１８が電流を伝えることができるときには「オン」または「閉」状態であり、電流を伝えることができないときには「オフ」または「開」状態である。この例では、入力帰線（input return）１２０は、パワースイッチＳＷ１１８に結合される。動作時、電流は、ＳＷ１１８がオ
ンであるときにはエネルギ蓄積素子１１４を流れ、パワースイッチＳＷ１１８がオフである時間のうち少なくとも一部の間は、エネルギ蓄積素子１１４および出力ダイオードＤ₁１２８を流れる。したがって、示される例では、エネルギ蓄積インダクタＬ₁１１４は、本発明の教示によれば、パワースイッチＳＷ１１８のスイッチングに応答して、エネルギをパワーコンバータ１００の出力に伝達する。したがって、この例では、パワーコンバータ１００は、ａｃ電圧の供給源から負荷１２６にエネルギを伝達するように結合され、流れるエネルギの大きさは負荷の大きさの関数であり、一例では、出力電圧Ｖ_OUT１２４および出力電流Ｉ_OUT１５０の関数である。

この例に示されるように、バルクキャパシタ１２２は、実質的に一定の出力電圧Ｖ_OUT１２４を負荷１２６に供給するように結合される。一例では、負荷１２６はｄｃ−ｄｃ電源への入力であってもよい。図１の例では、ｄｃ入力電圧Ｖ_IN１１０を表わす入力電圧信号Ｕ_VIN１３０は、コントローラ１０２によって受取られる。この例では、ｄｃ入力電圧１１０は、ａｃ入力電圧１０６の大きさに応答する。示されるように、パワースイッチ電流検知信号Ｕ_IIN１６４もコントローラ１０２によって受取られる。より具体的には、パワースイッチ電流Ｉ_SW１３４に応答する電流検知信号１６４を発生させるために、たとえば電流変圧器などの電流検知回路、またはパワースイッチ１１８に結合されたディスクリートの検知抵抗器の両端の電圧、またはパワースイッチがオンであるまたは導通しているときにパワースイッチ１１８の両端で発生する電圧信号、またはパワースイッチ１１８の検知ＦＥＴ素子、またはパワースイッチ１１８の検知ＦＥＴ部分が用いられてもよい。図１の例では、出力電圧Ｖ_OUT１２４を表わす出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６もコントローラ１０２によって受取られる。本発明の例示的な教示によれば、検知信号Ｕ_VIN１３０、Ｕ_IIN１６４およびＵ_VOUT１３６は、電圧または電流の形態をしていてもよい。

一例では、コントローラ１０２は、出力電圧Ｖ_OUT１２４を調節し、「入力電圧Ｖ_IN１１０」とも称されるｄｃ入力電圧Ｖ_IN１１０に比例するようにｄｃ入力電流Ｉ_IN１１１を制御するために、入力電圧信号Ｕ_VIN１３０、入力電流信号Ｕ_IIN１６４および出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６に応答してパワースイッチＳＷ１１８のスイッチングを制御するスイッチング信号Ｕ_SW１１９を出力する。より具体的には、示される例では、コントローラ１０２は、出力電圧Ｖ_OUT１２４を調節し、スイッチＳＷ１１８の各スイッチングサイクルを制御することによってｄｃ入力電流Ｉ_IN１１１を制御する。スイッチングサイクルは、スイッチがオンである期間およびスイッチがオフであるそれに続く期間と定義される。たとえば、スイッチングサイクルは、スイッチＳＷ１１８が導通できるオン期間に続いて、スイッチＳＷ１１８が導通できないオフ期間を含んでいてもよい。別の例では、スイッチングサイクルは、スイッチＳＷ１１８が導通できないオフ期間に続いて、スイッチＳＷ１１８が導通できるオン期間を含んでいてもよい。オン期間は、スイッチングサイクル中にスイッチＳＷ１１８が導通している期間と定義されてもよく、オフ期間は、スイッチングサイクル中にスイッチＳＷ１１８が導通していない期間と定義されてもよい。

図１の例では、コントローラ１０２は、パワースイッチオン／オフ論理１５６回路ブロックと、スイッチオフ期間制御回路１５１回路ブロックとを含む。本発明の教示によれば、コントローラ１０２は、電圧センサ回路１６０と、スイッチオン期間制御回路１５２とを含む。回路ブロック１５２は、積分器回路１５４と、エラー増幅器１５３と、パワースイッチオフ信号１６３をパワースイッチオン／オフ論理ブロック１５６に結合する比較器１６９とを含む。一例では、スイッチオフ期間制御回路ブロック１５１は、パワースイッチオン信号１６１をパワースイッチオン／オフ論理ブロック１５６に結合して、次のパワースイッチ１１８スイッチングサイクル期間を開始させる。

図１の例では、積分器回路１５４は、電流検知信号１６４および電圧検知信号１５９を受取るように入力を結合させ、比較器１６９の１つの入力に結合された出力信号１５７を
提供する。コントローラ１０２は、積分器出力信号１５７がしきい値に達するとパワースイッチ１１８のオン期間を終了させるように結合される。一例では、このしきい値は、エラー増幅器１５３の出力信号１５８の値である。この例では、積分器回路１５４の利得は、負荷１２６の大きさが実質的に一定であるときにａｃ入力電圧１０６の大きさから独立して出力信号１５７のしきい値が実質的に一定であるように電圧検知信号１５９に応答する。

図１の例では、入力電圧検知信号１５９は、如何なる瞬間にも瞬間入力電圧Ｖ_IN１１０を表わさず、むしろ、たとえば二乗平均平方根電圧値、平均電圧値またはピーク電圧値などの入力ａｃ電圧の多くの半サイクル期間Ｔｍ１３３にわたって典型的には実質的に一定のままである値である。したがって、Ｖｉｎセンサ回路１６０は、たとえば入力電圧源電圧１０６の二乗平均平方根電圧値、平均電圧値またはピーク電圧値のうちの１つに応答する電圧検知信号を発生させるように結合される。なお、他の例では、入力電圧１１０を検知するために電圧センサ１６０と入力電圧レール１８９との間に接続１８８を有する必要はない。このような場合、入力電圧１１０の値は、パワースイッチ１１８のデューティサイクルを測定することによって、またはパワースイッチ１１８のオン期間中のパワースイッチ１１８の電流増加の勾配を測定することによって、導き出すことができる。このような技術を用いて、接続１８８を必要とすることなく、入力電圧１１０を検知し、入力電圧のピーク値、二乗平均平方根値または平均値を導き出すことができる。

上述のように、ＰＦＣコンバータ回路の１つの目的が、実質的に抵抗性の負荷を入力ａｃ源に与えることであると説明することができる。したがって、正弦波入力ａｃ電圧サイクルの半サイクル期間Ｔｍ１３３にわたって、入力電流Ｉ_IN１１１も実質的に正弦波であるべきであり、入力整流電圧波形１０１と位相が合っているべきである。出力電圧１２４がバルクキャパシタ１２２で平滑化されるので、フィードバック電圧信号１３６およびエラー増幅器１５３の出力信号１５８は、いくつかのパワースイッチ１１８スイッチングサイクルにわたって実質的に変化しない。さらに、上述のように、電圧検知信号１５９もａｃ半サイクル期間Ｔｍ１３３にわたって実質的に一定であるので、積分器回路１５４最大出力信号もａｃ半サイクルにわたって実質的に一定であるべきである。経時的な電流Ｉの積分は、以下の式（１）に従って電荷Ｑを提供する。

したがって、図１のコントローラの例では、パワースイッチ１１８オン期間ごとの電荷は、入力ａｃ半サイクル期間Ｔｍ１３３にわたって実質的に一定であるということになる。逆に、電流が単位時間当たりの電荷に等しいので、実質的に正弦波であるように入力電流Ｉ_IN１１１を変更するために、全体パワースイッチ１１８スイッチング周波数は、したがって、図１における整流された電圧波形１０１で変更される。この例では、これはオフ期間制御回路１５１の機能である。したがって、パワースイッチスイッチング期間は、典型的に、入力ａｃ電圧１０６の最低値で最も高くなり（スイッチング周波数が最低になり）、入力電源の半波長サイクル中の瞬間電圧の大きさに従って変化して、本発明の教示に係る実質的に正弦波の入力電流Ｉ_IN１１１を提供する。

図１の例示的なコンバータ回路では、負荷１２６、したがって負荷電流１５０の所与の大きさについて、出力電力は実質的に一定である。しかしながら、入力電圧Ｖ_G１０６が増大すると、入力電流Ｉ_G１０４は減少することになる。なぜなら、コンバータ１００がａｃ源１０６に与えるエミュレートされた抵抗が、一定の出力電力を維持するために増え
なければならないためである。電力＝Ｖ²／Ｒであるので、コンバータ１００がａｃ源に与える実効抵抗Ｒは、入力電圧Ｖ_G１０６の二乗関数として増えなければならない。入力電圧から独立して実質的に一定のエラー増幅器１５８出力信号を維持するために、積分器１５４の利得は、入力電圧１０６の入力ピーク値／二乗平均平方根値または平均値の二乗に比例して変更されて、入力電圧Ｖ_G１０６が増大するにつれて入力電流Ｉ_IN１１１が低くなるにもかかわらず、パワースイッチ１１８オン期間が終了する時点での積分器出力電圧は、入力電圧Ｖ_G１０６から独立して、確実に実質的に一定になる。なお、コントローラ１０２の実現例では、電圧検知信号１５９は、入力電圧信号１３０の二乗関数への近似であってもよい。一例では、電圧検知信号１５９は、入力電圧信号１３０の二乗関数への折れ線近似である。

一例では、パワースイッチ１１８およびコントローラ１０２は、混成回路として単一のパッケージに２つのシリコンダイとして集積される。別の例では、パワースイッチ１１８およびコントローラ１０２は、モノリシックシリコンダイに集積される。さらに別の例では、パワースイッチ１１８およびコントローラ１０２は、別個のパッケージにおける別個のシリコンダイの中にある。

図２は、一例では図１におけるコントローラ１０２の多くの局面を共有するコントローラ２０２の例示的な機能ブロック図２００を概して示す。本発明の教示によれば、コントローラ２０２は、電圧センサ回路２６０と、スイッチオン期間制御回路２５２とを含む。スイッチオン期間制御回路２５２は、積分器回路２５４と、エラー増幅器２５３と、パワースイッチオフ信号２６３をパワースイッチオン／オフ論理ブロック２５６に結合する比較器２６９とを含む。一例では、スイッチオフ期間制御回路ブロック２５１は、パワースイッチオン信号２６２をパワースイッチオン／オフ論理ブロック２５６に結合して、次のパワースイッチ２１８スイッチングサイクル期間を開始させる。積分器回路２５４は、電流検知信号２６４を受取るように結合され、電流検知信号２６４は、この例では、パワースイッチ２１８の検知ＦＥＴ素子２８０によって発生する。積分器回路２５４はまた、電圧検知信号２５９を受取るように結合される。

各パワースイッチ２１８オン期間の開始時に、積分器回路キャパシタ２４０は、一例では図１における信号１５５と等価である信号２５５がトランジスタ２４１をオンにする動作によってリセットされる。次いで、積分器キャパシタ２４０は、パワースイッチ２１８のオン期間中に電流源２３４によって充電される。電流源２３４電流の値は、本発明の教示によれば、電流検知信号２６４および電圧検知信号２５９の両方に応答する。積分器回路２５４の出力信号２５７がエラー信号Ｖ_ERR２５８のしきい値を超えると、比較器２６９出力電圧は低くなり、パワースイッチオン／オフ論理ブロック２５６は、パワースイッチ２１８のオン期間を終了させる。図１を参照して記載したように、積分器回路の利得は、パワースイッチ２１８オン期間が終了するときに積分器回路の出力信号２５７を実質的に一定に保つために、入力電圧信号２３０のピーク／二乗平均平方根または平均の二乗に従って増大する。一例では、積分器キャパシタ２４０は１０ｐＦの値を有し、電圧検知信号２５９によって導入された利得率は、１〜１７．５μＡ／Ａの範囲である。

図２をさらに参照して、この例では、エラー電圧信号Ｖ_ERR２５８は、出力コンバータ負荷の関数としてパワースイッチスイッチングサイクル期間を変更するためにも用いられる。本発明の教示によれば、エラー電圧信号Ｖ_ERR２５８は、コントローラ２０２が用いられるコンバータ、たとえば図１におけるコンバータ１００への入力電圧から独立している。したがって、エラー電圧は、実質的には単に負荷の関数である。エラー電圧信号Ｖ_ERR２５８をオフ期間制御回路ブロック２５１に印加し、エラー電圧Ｖ_ERR２５８が下がったとき（すなわち、出力負荷が降下したとき）に比較器２２８の非反転入力での電圧を増大させる信号Ｖ_ERR′２８４を作り出す。これは、オフ期間、したがってパワースイッチ２
１８のスイッチング期間を増大させる効果を有する。他の実施例では、信号２８４の電圧は、エラー電圧信号Ｖ_ERR２５８の値のある１つの範囲では一定に保持され、別の範囲では変更されることができ、その結果、パワースイッチ２１８の平均スイッチング周波数は、ある特定の負荷範囲にわたって一定に保持され、別の負荷範囲では変更されることが理解される。さらに、平均パワースイッチ２１８スイッチング周波数の変更は、負荷の関数として非線形または段階的になされ得ることが理解される。

図３は、本発明の教示に係る、たとえば図１および図２で上述したコントローラの回路ブロックのいくつかの例を概して示す。回路３００は、積分器回路３５４と、エラー増幅器３５３と、比較器３６９とを含む。エラー増幅器３５３の第１の入力は、一例では図１における電圧１２４であり得るパワーコンバータのｄｃ出力電圧の大きさに応答するフィードバック信号３３６を受取るように結合される。エラー増幅器３５３の第２の入力は、一例では図１における電圧１３３であり得る基準電圧３３３を受取るように結合される。エラー増幅器３５３の出力は、エラー信号３５８を比較器３６９の第１の入力に印加するように結合される。積分器回路３５４の第１の入力は、パワースイッチがオンであるときに、一例では図１におけるパワースイッチ１１８または図２におけるパワースイッチ２１８であり得るパワースイッチに流入する電流に応答する電流検知信号３６４を受取るように結合される。積分器回路３５４の第２の入力は、一例では図１における入力電圧１０６に応答する図１における電圧検知信号１５９であり得るａｃ入力電圧の大きさに応答する電圧検知信号３５９を受取るように結合される。積分器３５４の出力は、積分器出力信号３５７を比較器３６９の第２の入力に印加するように結合される。

図３の回路ブロックが図１におけるコントローラ１０２または図２におけるコントローラ２０２に適用される例では、コントローラは、積分器出力信号３５７がエラー信号３５８のしきい値の大きさを超えると図１におけるパワースイッチ１１８または図２におけるパワースイッチ２１８のオン期間を終了させるように結合される。一例では、積分器回路３５４の利得は、パワースイッチオン期間が終了したときの積分器出力信号３５７の大きさが、負荷の大きさが一定であるときにａｃ入力電圧の大きさから独立して、実質的に一定であるように電圧検知信号３５９に応答する。本発明の教示によれば、一例では、積分器回路３５４の利得は、一例ではたとえば図１における電圧１０６などの入力電圧に線形に比例する電圧検知信号３５９の二乗として変更される。別の例では、電圧検知信号３５９は、たとえば図１における電圧１０６などの入力電圧の二乗に比例し、積分器回路３５４の利得は、電圧検知信号３５９に線形に比例する。

図４および図５は、たとえば図１におけるＩ_OUT１５０などの一定の負荷電流を有する、一例では図１における積分器１５４、図２における積分器２５４または図３における積分器３５４からのものであり得る例示的な積分器出力信号波形を概して示す。

示されるように、図４は、入力電圧、たとえば図１におけるＶ_G１０６が低い値（たとえば、８５〜１１５Ｖａｃ）にあるときの例示的な積分器出力信号波形を示す。図５は、入力電圧、たとえば図１におけるＶ_G１０６が高い値（たとえば、２３０Ｖａｃ）にあるときの例示的な積分器出力信号波形を示す。図５に示される例では、上記の図１を参照して記載したように高い入力電圧ではパワースイッチ電流が低くなるにもかかわらず、たとえば図１における積分器回路１５４、図２における積分器回路２５４または図３における積分器回路３５４の調整された利得は、オン期間Ｔｏｎ４７１の終わりの図４における波形４５７の大きさに実質的に等しい積分器出力の大きさを、パワースイッチオン期間Ｔｏｎ５７１の終わりにもたらす。換言すれば、エラー信号４５８および５５８は、一例では図１における入力電圧Ｖ_G１０６であり得る入力電圧から独立して、実質的に同じであるかまたは一定である。

図６は、一例では図１における電圧センサ回路１６０および図２における電圧センサ回路２６０の一部と等価である電圧センサ回路の一部の一例を概して示す。図６の例示的な回路の場合、出力信号６９６は単に、一例では図１における信号１３０および図２における信号２３０と等価である入力信号６３０のピーク値である。一例では、出力信号６９６は、図１における電圧検知信号１５９および図２における電圧検知信号２５９を形成するように二乗される。他の回路実現例は、本発明の教示の恩恵を依然として受けながら入力信号６３０の二乗平均平方根値または平均値に応答する出力信号を提供できるであろう。他の例では、回路６６０は図１におけるコントローラ回路１０２および図２におけるコントローラ回路２０２に外付けにできることが理解される。

図７は、例示的なエラー信号電圧対負荷の大きさの特性を概して示す。特性７７０および７７１は、本発明の教示の恩恵を受けない例示的なコントローラにおける負荷の大きさ７９８の関数としての典型的なエラー電圧７５８特性を示し、ここでは、図１におけるブロック１５４、図２におけるブロック２５４および図３におけるブロック３５４によって示されるタイプの積分器は、それどころか、たとえば図１における１０６などのコンバータ入力ａｃ電圧の二乗に実質的に比例する電圧検知信号を受取らない。特性７７０および７７１の例では、エラー電圧は、同じ負荷条件下であるが異なる入力電圧条件下で劇的に変化する。その一方で、特性７７２および７７３は、たとえば図１におけるコントローラ１０２および図２におけるコントローラ２０２などの本発明の教示の恩恵を受ける制御回路における、負荷の大きさの関数としての、同様に異なる入力電圧条件下での例示的なエラー電圧特性である。この例では、特性７７２および７７３が実質的に一致しているので、所与の負荷の大きさ７９８についてのエラー信号電圧７５８の値は実質的に入力電圧から独立していることが明らかである。

図８Ａ、図８Ｂ、図９および図１０は、しばしば「１サイクル制御」と称される別の力率制御スキームを改良するための本発明の教示の利点を示す。「１サイクル制御」制御スキームを用いるコントローラの詳細については、多くの出典でカバーされている。このタイプのコントローラの機能を十分に説明するための２つの例示的な参考文献は、ＡＰＥＣ０５会議で提示されたインターナショナル・レクティファイヤ・コーポレイション（International Rectifier Corp.）による「１サイクル制御ＩＣがＰＦＣ設計を簡略化する（One Cycle Control IC Simplifies PFC Designs）」、およびインターナショナル・レクティファイヤ・コーポレイションによるアプリケーションノート（Application Note）ＡＮ−１０７７である。

本発明の教示に適用したときの「１サイクル制御」コントローラの主要な回路ブロックが図８Ａに示され、図８Ｂは、本発明の教示に係るパワーコンバータ８００に含まれる例示的なパワーコントローラ８０２の機能ブロック図である。図８Ａに示される回路素子の各々は、入力電圧検知信号８５９以外は、ＡＰＥＣ０５会議で提示されたインターナショナル・レクティファイヤ・コーポレイションによる上記の参考文献「１サイクル制御ＩＣがＰＦＣ設計を簡略化する」に登場する。

一例では図８Ｂに示されるように入力電圧信号８３０から導き出すことができる入力電圧検知信号８５９を導入するという改良点は、図１におけるコントローラ１０２および図２におけるコントローラ２０２を参照して上述したものと類似している。なお、他の例では、入力電圧を検知するために電圧センサ１６０と入力電圧レール８８９との間に接続８８８を有する必要はない。このような場合、入力電圧の値は、パワースイッチ８１８のデューティサイクルを測定することによって、またはパワースイッチ８１８のオン期間中のパワースイッチ８１８の電流増加の勾配を測定することによって、導き出すことができる。このような技術を用いて、接続８８８を必要とすることなく、入力電圧を検知し、入力電圧のピーク値、二乗平均平方根値または平均値を導き出すことができる。

続いて、「１サイクル制御」スキームを用いて、図８Ｂに示されるタイプの昇圧コンバータなどのパワーコンバータにおいて力率改善機能を提供するコントローラの主要な回路ブロックに適用された本発明の教示の利点について説明する。例示的なコントローラ８０２は、一例では、積分器回路８５４と、エラー増幅器８５３と、比較器８６９とを含む。図８Ａにおける例示的な回路に示されるように、エラー増幅器８５３の第１の入力は、パワーコンバータのｄｃ出力電圧の大きさに応答するフィードバック信号８３６を受取るように結合される。エラー増幅器８５３の第２の入力は、基準電圧８３３を受取るように結合される。エラー増幅器８５３の出力は積分器回路８５４の第１の入力に結合され、積分器回路８５４の第２の入力は、ａｃ電圧の大きさに応答する電圧検知信号８５９を受取るように結合される。

一例では、電圧検知信号は、コントローラ８０２が用いられるパワーコンバータ８００の入力に印加されたａｃ電圧８０６の大きさの二乗に比例する。積分器回路８５４の出力は、積分器出力信号８５７を比較器８６９の第１の入力に印加するように結合される。比較器８６９の第２の入力は、エラー増幅器８５３の出力に応答する信号、すなわちＶ_ERR８５８、およびパワースイッチがオンであるときにパワースイッチに流入する電流を検知することによって発生した信号８６４を受取るように結合される。

なお、「１サイクル制御」コントローラはしばしば、例として代替的な電流センサ８８７の位置によって示されるようにコンバータに流入する入力電流を検知する。しかしながら、パワースイッチ８１８のオン期間中は、電流検知素子８８６および８８７が検知する電流は、実質的に同じである。パワースイッチのオン期間中に流れる電流に応答する電流検知信号が本発明の教示に関してコントローラ８０２によって用いられているので、パワーコンバータ８００入力電流８１１またはパワースイッチ電流８３４のいずれかを検知できる。一例では、パワースイッチ８１８は、図８Ｂの昇圧コンバータに示されるように結合される。なお、図１１を参照して以下に記載するように他のパワーコンバータトポロジーを用いることができる。

図８Ａおよび図８Ｂの例では、電流検知信号８６４は、利得段８６５を通って処理されて、増幅された信号８７８を発生させ、この増幅された信号８７８は、Ｖ_ERR信号８５８から減算される。結果として生じる信号８７９は、比較器回路８６９の第２の入力に印加される。したがって、比較器８６９の第２の入力に印加された信号は、エラー信号８５８および電流検知信号８６４の両方に応答する。

図８Ａの回路ブロック８０１がその一部である「１サイクル制御」コントローラ、たとえばコントローラ８０２は、比較器８６９の第２の入力信号８７９の大きさおよび積分器出力信号８５７の大きさが実質的に等しい値を有するときにパワースイッチ８１８のオン期間を終了させるように結合される。電圧検知信号８５９に応答する積分器回路８５４の利得は、パワースイッチのオン期間中の積分器出力信号の変化の割合が、一例ではＶ_G８０６であるａｃ入力電圧の大きさから独立して、実質的に一定であるようなものである。

「１サイクル制御」スキームに適用された本発明の利点をさらに図９および図１０に示す。特に、図９は、入力電圧検知信号８５９が積分器８５４に印加されない標準的な「１サイクル制御」スキームにおける例示的な特性を示す。図９は２組の曲線を示し、一方は、ＰＦＣパワーコンバータに対する低入力ａｃ電圧に対応するローライン（low line）（ＬＬ）のためのものであり、一方は、ＰＦＣパワーコンバータに対する高入力ａｃ電圧に対応するハイライン（high line）（ＨＬ）のためのものである。

低ａｃ入力電圧でのエラー信号Ｖ_ERRLL９５８は、高ａｃ入力電圧でのエラー信号Ｖ_ERR
_HL９１５とは相当に異なっている。これは、積分されたエラー信号出力波形９５７および９１８がａｃ入力電圧次第で非常に異なるために起こる。高入力ａｃ電圧で正確なパワースイッチオン期間Ｔｏｎ_HL９１７を達成するために、ローラインでの値９５８と比較して、ハイラインではエラー信号９１５を大幅に低減しなければならない。

それに比べて、図１０は、図８における電圧検知信号８５９を導入した本発明の教示の恩恵を受ける回路によって発生する例示的な曲線を示す。示されるように、エラー信号８５８は、ここでは一定のままであることができ、その結果、パワースイッチのオン期間中の積分器出力信号１０５７の変化または勾配の割合が、ａｃ入力電圧８０６の大きさから独立して、実質的に一定である。ここで、本発明の教示によれば、エラー信号の変化を必要とせずに正確なパワースイッチオン期間Ｔｏｎ_HL９１７を維持できる。

「１サイクル制御」スキームに適用された本発明の教示の利点は、出力負荷および入力ａｃ電圧の変化条件下で制御ループの応答および安定性を改良しながらエラー信号ダイナミックレンジを大幅に低減するという点で、図１および図２に関して先に記載したコントローラに適用されたものと類似している。加えて、エラー信号１０５８は負荷の関数であり、エラー信号１０５８を用いて、たとえば負荷の関数としてパワースイッチスイッチングサイクル期間変更を行なって、コントローラが用いられるパワーコンバータの軽負荷効率を改良できる。

図１１は、本発明の教示の恩恵を受けるコントローラを用いた別の例示的なパワーコンバータ構成１１００を概して示す。図１１に示される例では、パワーコンバータトポロジーは、フライバックコンバータである。フライバックコンバータ１１００は、ＰＦＣコンバータ段として用いられることができ、入力および出力負荷１１２４を分離し、これは特定の用途では利点であり得る。フィードバック信号１１３６の経路の分離は、図１１では破線によって示される。制御回路１１０２は、多くの局面を図１および図２のコントローラと共有している。一例では、図１におけるコントローラ１０２および図２におけるコントローラ２０２と比較した内部制御回路の唯一の修正点は、スイッチオフ期間制御回路ブロック１１５１にある。その相違点は別として、パワースイッチ１１１８オン期間制御回路１１５２は、制御回路ブロック１５２および２５２のすべての局面を実質的に共有する。動作時、電流は、パワースイッチ１１１８がオンであるときにはエネルギ蓄積素子１１１４巻線１１１５に流入し、パワースイッチ１１１８がオフである期間のうちの少なくとも一部の間はエネルギ蓄積素子巻線１１１６および出力ダイオードＤ₁１１２８に流入する。したがって、電流は、パワースイッチ１１１８のオン期間中はエネルギ伝達素子１１１４の少なくとも１つの巻線１１１５に流入し、パワースイッチ１１１８がオフである期間のうちの少なくとも一部の間はエネルギ伝達素子１１１４の少なくとも１つの巻線１１１６および出力ダイオード１１２８に流入する。

上記の図８Ａ、図８Ｂ、図９および図１０を参照して記載した本発明の教示の恩恵を受けるように修正された「１サイクル制御」コントローラは、図１１の例に類似のフライバックコンバータ構成でも用いられ得ることが理解される。

昇圧およびフライバックコンバータトポロジーについてのみ説明の目的で上述したが、本発明の教示は、本発明の教示に係るバック（buck）−昇圧コンバータ、バックコンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータなどの力率改善に適用可能な多くの他のトポロジーに適用できることが理解される。

図１２は、本発明の教示に係る力率改善回路を制御するための例示的な方法を概して示すフロー図である。プロセスブロック１２１０において、コンバータ入力電圧を検知し、その電圧のピーク値または二乗平均平方根値または平均値に応答する信号を発生させる。
より具体的には、この例では、発生した信号は、ピーク／二乗平均平方根または平均入力電圧の二乗に比例する。次に、プロセスブロック１２１１において、フィードバック信号に応答するエラー信号を発生させる。プロセスブロック１２１２において、パワースイッチ１１８をオンにする。プロセスブロック１２１３において、ブロック１２１０において発生した入力電圧信号の値によって一部設定された利得を有するたとえば積分器１５４などの積分器回路によって、パワースイッチ電流に応答する信号、たとえば信号１６４を積分する。決定ブロック１２１４において、積分器出力信号をエラー信号と比較する。積分器出力信号がエラー信号よりも大きくなければ、プロセスブロック１２１３において積分を継続する。しかしながら、積分器出力信号がエラー信号よりも大きい場合、ブロック１２１５において、たとえばパワースイッチ１１８などのパワースイッチをオフにして、積分器回路をリセットする。決定ブロック１２１６において、パワースイッチオフ期間がいつ完了するか判断する。パワースイッチオフ期間が完了すると、フローチャートはブロック１２１０に戻る。

図１３は、本発明の教示に係る力率改善回路を制御するための別の例示的な方法を概して示すフロー図である。プロセスブロック１３１０において、コンバータ入力電圧を検知し、その電圧のピーク値または二乗平均平方根値または平均値に応答する信号を発生させる。より具体的には、この例では、発生した信号は、ピーク／二乗平均平方根または平均入力電圧の二乗に比例する。次に、プロセスブロック１３１１において、フィードバック信号に応答するエラー信号を発生させる。プロセスブロック１３１２において、たとえばパワースイッチ１１８などのパワースイッチをオンにする。プロセスブロック１３１３において、ブロック１３１０において発生した入力電圧信号の値によって一部設定された利得を有するたとえば積分器８５４などの積分器回路によって、たとえばエラー信号８５８などのエラー信号を積分する。プロセスブロック１３１４において、第２のエラー信号を発生させるために、電流検知信号は、利得率を乗じられ、ブロック１３１１において発生したエラー信号から減算される。決定ブロック１３１５において、積分器出力信号を第２のエラー信号と比較する。積分器出力信号が第２のエラー信号よりも大きくなければ、プロセスブロック１３１３において第１のエラー信号の積分を継続する。しかしながら、積分器出力信号が第２のエラー信号よりも大きい場合、ブロック１３１６において、パワースイッチをオフにして、積分器回路をリセットする。決定ブロック１３１７において、パワースイッチオフ期間がいつ完了するか判断する。パワースイッチオフ期間が完了すると、フローチャートはブロック１３１０に戻る。

要約書に記載されるものを含む図示される本発明の例の上記の説明は、網羅的であるように意図されるものではなく、または開示される厳密な形態に限定されるように意図されるものではない。この発明の具体的な実施例および例は本明細書において例示の目的で記載されており、本発明のより広い精神および範囲から逸脱することなく、種々の等価の修正が可能である。

これらの修正は、上記の詳細な説明に鑑みて、この発明の例に対してなされることができる。以下の特許請求の範囲の中で用いられる用語は、明細書および特許請求の範囲に開示されている具体的な実施例にこの発明を限定するように解釈されるべきではない。むしろ、その範囲は専ら以下の特許請求の範囲によって決まり、特許請求の範囲は、確立されたクレーム解釈の原理に従って解釈される。したがって、本明細書および図面は限定的ではなく例示的であると見なされる。

１００パワーコンバータ、１０２コントローラ、１１８パワースイッチ、１２６
負荷、１５４積分器、１５６パワースイッチオン／オフ論理

Claims

力率改善（ＰＦＣ）コンバータで用いられるコントローラであって、
パワースイッチに結合されたエネルギ伝達素子に結合された前記ＰＦＣコンバータの入力に結合されたａｃ電圧源の大きさに応答する電圧検知信号を受取るように結合された積分器を備え、前記積分器は、前記パワースイッチがオンであるときに前記パワースイッチに流入する電流に応答する電流検知信号を受取るようにさらに結合され、前記積分器は、前記電圧検知信号および前記電流検知信号に応答して積分器出力信号を発生させ、前記コントローラはさらに、
前記パワースイッチをオンおよびオフに駆動して、前記ＰＦＣコンバータの出力に結合された負荷への、前記エネルギ伝達素子を通るエネルギの伝達を制御するように結合されたオン／オフ論理を備え、前記オン／オフ論理は、前記積分器出力信号がしきい値に達すると前記パワースイッチのオン期間を終了させるように結合され、前記積分器の利得は、前記しきい値が、前記負荷の大きさが一定であるときに前記ａｃ電圧源の大きさから独立して実質的に一定であるように、前記電圧検知信号に応答して調整される、コントローラ。
力率改善（ＰＦＣ）コンバータで用いられるコントローラであって、
パワースイッチに結合されたエネルギ伝達素子に結合された前記ＰＦＣコンバータの入力に結合されたａｃ電圧源の大きさに応答する電圧検知信号を受取るように結合された積分器を備え、前記積分器は、前記パワースイッチがオンであるときに前記パワースイッチに流入する電流に応答する電流検知信号を受取るようにさらに結合され、前記積分器は、前記電圧検知信号および前記電流検知信号に応答して積分器出力信号を発生させ、前記コントローラはさらに、
基準電圧、および前記ＰＦＣコンバータのｄｃ出力電圧の大きさに応答するフィードバック信号を受取るように結合されたエラー増幅器を備え、前記エラー増幅器は、エラー信号を発生させ、前記コントローラはさらに、
前記パワースイッチをオンおよびオフに駆動して、前記ＰＦＣコンバータの出力に結合された負荷への、前記エネルギ伝達素子を通るエネルギの伝達を制御するように結合されたオン／オフ論理を備え、前記オン／オフ論理は、前記積分器出力信号の大きさが前記エラー信号の大きさを超えると前記パワースイッチのオン期間を終了させるように結合され、前記積分器の利得は、パワースイッチオン期間が終了したときの前記積分器出力信号の大きさが、前記負荷の大きさが一定であるときに前記ａｃ電圧源の大きさから独立して実質的に一定であるように、前記電圧検知信号に応答する、コントローラ。
力率改善（ＰＦＣ）コンバータで用いられるコントローラであって、
パワースイッチに結合されたエネルギ伝達素子に結合された前記ＰＦＣコンバータの入力に結合されたａｃ電圧源の大きさに応答する電圧検知信号を受取るように第１の入力を結合させた積分器と、
前記ＰＦＣコンバータのｄｃ出力電圧の大きさに応答するフィードバック信号を受取るように第１の入力を結合させたエラー増幅器とを備え、前記エラー増幅器は、基準電圧を受取るように第２の入力を結合させ、前記積分器は、第２の入力を前記エラー増幅器の出力に結合させ、前記コントローラはさらに、
積分器出力信号を受取るように前記積分器の出力に第１の入力を結合させた比較器を備え、前記比較器は、前記エラー増幅器の前記出力と、前記パワースイッチがオンであるときに前記パワースイッチに流入する電流を表わす電流検知信号とに応答する第２の信号を受取るように第２の入力を結合させ、前記コントローラはさらに、
前記パワースイッチをオンおよびオフに駆動して、前記ＰＦＣコンバータの出力に結合された負荷への、前記エネルギ伝達素子を通るエネルギの伝達を制御するように結合されたオン／オフ論理を備え、前記オン／オフ論理は、前記第２の信号の大きさおよび前記積分器出力信号の大きさが実質的に等しい値を有するときに前記パワースイッチのオン期間を終了させるように結合され、前記積分器の利得は、前記パワースイッチの前記オン期間中の前記積分器出力信号の変化の割合が、前記ａｃ電圧源の大きさから独立して実質的に一定であるように、前記電圧検知信号に応答する、コントローラ。
前記電圧検知信号は、ａｃサイクル中の前記ａｃ電圧源のピーク値に応答する、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
前記電圧検知信号は、前記ａｃ電圧源の二乗平均平方根値に応答する、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
前記電圧検知信号は、前記ａｃ電圧源の平均値に応答する、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
前記コントローラおよびパワースイッチは、混成回路として単一のパッケージに集積される、請求項１または２に記載のコントローラ。
前記コントローラおよびパワースイッチは、単一のダイ上にモノリシックに集積される、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
前記電流検知信号は、前記パワースイッチの検知ＦＥＴ素子によって発生した信号から導き出される、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
前記電流検知信号は、前記パワースイッチに結合された検知抵抗器の両端で発生した電圧信号から導き出される、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
前記電流検知信号は、前記パワースイッチがオン状態であるときに前記パワースイッチの両端で発生した電圧信号から導き出される、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
前記電流検知信号は、前記パワースイッチがオン状態であるときに前記パワースイッチの検知ＦＥＴ部分によって発生する検知ＦＥＴ信号から導き出される、請求項１に記載のコントローラ。
パワーコンバータは昇圧コンバータであり、前記エネルギ伝達素子はインダクタである、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
パワーコンバータはフライバックコンバータであり、前記エネルギ伝達素子は変圧器である、請求項１、２または３に記載のコントローラ。
前記パワースイッチに結合された前記エネルギ伝達素子に結合された前記ＰＦＣコンバータの前記入力に結合された前記ａｃ電圧源の大きさに応答する入力電圧信号を受取るように結合された電圧センサをさらに備え、前記電圧センサは、前記入力電圧信号に応答する前記電圧検知信号を発生させる、請求項１または２に記載のコントローラ。
基準電圧および前記ＰＦＣコンバータのｄｃ出力電圧の大きさに応答するフィードバック信号を受取るように結合されたエラー増幅器をさらに備え、前記しきい値は、前記エラー増幅器の出力値である、請求項１に記載のコントローラ。
前記エラー増幅器からの前記しきい値および前記積分器出力信号を受取る比較器をさらに備え、前記比較器の出力は、前記積分器出力信号が前記しきい値に達すると前記オン／オフ論理に前記パワースイッチの前記オン期間を終了させるように結合される、請求項１６に記載のコントローラ。
前記エラー信号および前記積分器出力信号を受取る比較器をさらに備え、前記比較器の出力は、前記積分器出力信号の大きさが前記エラー信号の大きさを超えると、前記オン／オフ論理に前記パワースイッチの前記オン期間を終了させるように結合される、請求項２に記載のコントローラ。
パワーコンバータは昇圧コンバータであり、前記エネルギ伝達素子はインダクタである、請求項３に記載のコントローラ。
力率改善（ＰＦＣ）回路を制御する方法であって、
ａｃ電圧源を検知し、それに応答して電圧検知信号を発生させるステップと、
フィードバック信号に応答してエラー信号を発生させるステップと、
パワースイッチをオンにするステップと、
積分器出力信号を発生させるために、前記電圧検知信号に応答する利得を有する積分器で、前記パワースイッチにおけるスイッチ電流を積分するステップと、
前記積分器出力信号が前記エラー信号に達する値が、負荷の大きさが一定であるときに前記ａｃ電圧源の大きさから独立して実質的に一定であるように、前記電圧検知信号に応答して前記利得を調整するステップと、
前記積分器出力信号が前記エラー信号に達すると前記パワースイッチのオン期間を終了させるステップとを備える、方法。
力率改善（ＰＦＣ）回路を制御する方法であって、
ａｃ電圧源を検知し、それに応答して電圧検知信号を発生させるステップと、
フィードバック信号に応答してエラー信号を発生させるステップと、
パワースイッチをオンにするステップと、
積分器出力信号を発生させるために、前記電圧検知信号に応答する利得を有する積分器で前記エラー信号を積分するステップと、
前記パワースイッチの前記オン期間中の前記積分器出力信号の変化の割合が、前記ａｃ電圧源の大きさから独立して実質的に一定であるように、前記電圧検知信号に応答して前記利得を調整するステップと、
第２のエラー信号を発生させるために、利得率を乗じたスイッチ電流検知信号を前記エラー信号から減算するステップと、
前記積分器出力信号の大きさが前記第２のエラー信号よりも大きい場合に前記パワースイッチのオン期間を終了させるステップとを備える、方法。