KR101866095B1 - Pwm 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는, Negate PWM 방식을 이용하여 PWM 스위칭 주파수를 증가시킴으로써, 제어 응답성이 개선되고, 회로의 크기를 축소시킬 수 있는 PWM 스위칭 주파수 제어 장치와 방법에 관한 것이다. 본 발명의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치는, 교류 전압을 직류 전압으로 변환시키는 PFC 컨버터로서, PFC 컨버터의 동작을 제어하는 트랜지스터와 상기 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 전류 센서를 포함하는 PFC 컨버터, 및 상기 전류 센서의 출력을 입력받고, 이를 기초로 상기 트랜지스터의 게이트 단에 인가되는 스위칭 신호의 듀티비(duty ratio)를 계산하는 컨트롤러를 포함하되, 상기 컨트롤러는, 상기 스위칭 신호의 온듀티(On-duty) 구간에서, 상기 스위칭 신호에 계산된 듀티비를 적용한다.

Description

PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CONTROLLING PULSE WIDTH MODULATION SWITCHING FREQUENCY}
본 발명은 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는, Negate PWM 방식을 이용하여 PWM 스위칭 주파수를 증가시킴으로써, 제어 응답성이 개선되고, 회로의 크기를 축소시킬 수 있는 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근 친환경 차량의 주행거리 증대를 위해 배터리의 용량은 점점 늘어가며, 늘어난 배터리의 용량을 충전시키기 위한 OBC(On Board charger; 이하 OBC)의 용량도 점점 커져간다. 그에 따라 OBC 제어기의 크기와 가격은 점점 증가하고 있다.
OBC 제어기의 크기와 가격을 줄이기 위하여 다양한 검토가 이루어지고 있으며, 그 중 비용 절감을 위해 OBC 제어기에 사용되는 전류 센서를 홀 센서(Hall Sensor)에서 CT(Current Transformer) 타입의 센서로 변경하는 개발이 이루어 지고 있다.
일반적으로, PWM 스위칭 주파수 제어 장치에 사용되는 PFC(Power Factor Corrector; 이하 PFC) 컨버터의 크기를 줄이기 위하여 PWM 스위칭 주파수를 증대시키는 방법이 있다. 즉, PFC 컨버터의 크기를 줄이기 위해 고속 스위칭 제어 방법을 이용할 수 있다.
다만, PWM 스위칭 주파수를 증가시키기 위해서는 제어 주기 내에 제어 연산을 완료해야 한다. 이때, PFC 컨버터를 제어하는 컨트롤러에서 제어 연산에 소요되는 시간을 줄이는 데에는 한계가 있고, 이에 따라, 고속 스위칭 주파수를 구현하기 어려운 문제점이 있었다.
또한, 제어 응답성이 높은 시스템의 구현을 위해 PWM 스위칭 신호에 대한 듀티비를 변조시키는 경우, ADC 센싱 시점이 일정하도록 동작시켜야 하는 어려움이 있었다.
본 발명은, PFC 컨버터에 포함된 전류 센서를 기초로 PFC 컨버터를 제어하는 스위칭 신호(Switching Signal)의 듀티비(Duty Ratio)를 계산하고, 계산된 듀티비를 상기 스위칭 신호의 온듀티(On-duty) 구간에서 업데이트하는 Negate PWM 방식을 이용함으로써, PWM 스위칭 주파수를 증가시킬 수 있는 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 Negate PWM 방식을 적용하는 경우, PFC 컨버터를 제어하는 스위칭 신호의 듀티비 변화량에 따라 ADC 센싱 시점을 조절함으로써, PWM 스위칭 주파수를 효과적으로 증가시킬 수 있는 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치는, 교류 전압을 직류 전압으로 변환시키는 PFC 컨버터로서, PFC 컨버터의 동작을 제어하는 트랜지스터와 상기 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 전류 센서를 포함하는 PFC 컨버터, 및 상기 전류 센서의 출력을 입력받고, 이를 기초로 상기 트랜지스터의 게이트 단에 인가되는 스위칭 신호의 듀티비(duty ratio)를 계산하는 컨트롤러를 포함하되, 상기 컨트롤러는, 상기 스위칭 신호의 온듀티(On-duty) 구간에서, 상기 스위칭 신호에 계산된 듀티비를 적용한다.
또한, 상기 PFC 컨버터는, 복수의 다이오드를 이용하여 교류 전압을 정류하는 정류부, 및 상기 정류부와 병렬로 연결된 커패시터와, 상기 커패시터의 일측에 직렬로 연결되는 인덕터, 다이오드 및 커패시터를 포함하는 회로부를 포함하고, 상기 트랜지스터는, 일단이 상기 인덕터와 상기 다이오드 사이에 연결되고, 타단이 상기 커패시터의 일단에 연결될 수 있다.
또한, 상기 커패시터에 인가되는 출력 전압을 승압 또는 감압시켜 2차 측으로 출력하는 변압기를 포함하고 상기 컨트롤러에 의해 제어되는 전압 변환기를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 전류 센서에서 측정되는 전류의 크기는, 상기 스위칭 신호의 온듀티 구간에서 증가할 수 있다.
또한, 상기 컨트롤러는 상기 온듀티 구간에서 상기 전류 센서를 통해 측정된 아날로그의 전류값을 수신하고, 상기 아날로그의 전류값을 디지털 신호로 변환한 뒤, 변환된 디지털 신호를 기초로 상기 트랜지스터에 인가되는 상기 스위칭 신호의 듀티비의 변화량을 계산하고, 상기 스위칭 신호의 온듀티 구간에서, 상기 듀티비의 변화량을 반영하여 상기 스위칭 신호를 업데이트하고, 이를 통해 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 제어할 수 있다.
또한, 상기 컨트롤러는, 상기 스위칭 신호의 제1 주기의 듀티비와, 상기 제1 주기의 다음에 오는 제2 주기의 듀티비를 비교하여, 상기 제1 주기의 듀티비가 상기 제2 주기의 듀티비보다 작은 경우, 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 뒤로 미룰 수 있다.
또한, 상기 컨트롤러는, 상기 제1 주기의 듀티비가 상기 제2 주기의 듀티비보다 큰 경우, 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 앞으로 당길 수 있다.
본 발명의 PWM 스위칭 주파수 제어 방법은 PFC 컨버터의 동작을 제어하는 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 단계, 측정된 상기 전류에 대한 데이터를 입력받고, 이를 기초로 상기 트랜지스터의 게이트 단에 인가되는 스위칭 신호의 듀티비(duty ratio)를 계산하는 단계, 및 상기 스위칭 신호의 온듀티(On-duty) 구간에서, 상기 스위칭 신호에 계산된 듀티비를 적용하는 단계를 포함한다.
또한, 상기 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 단계에서, 상기 PFC 컨버터는, 복수의 다이오드를 이용하여 교류 전압을 정류하는 정류부와, 상기 정류부와 병렬로 연결된 커패시터와, 상기 커패시터의 일측에 직렬로 연결되는 인덕터, 다이오드 및 커패시터를 포함하는 회로부를 포함하고, 상기 트랜지스터는, 일단이 상기 인덕터와 상기 다이오드 사이에 연결되고, 타단이 상기 커패시터의 일단에 연결될 수 있다.
또한, 상기 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 단계에서, 상기 전류 센서에서 측정되는 전류의 크기는, 상기 스위칭 신호의 온듀티 구간에서 증가할 수 있다.
또한, 상기 트랜지스터의 게이트 단에 인가되는 스위칭 신호의 듀티비를 계산하는 단계는, 상기 온듀티 구간에서 상기 전류 센서를 통해 측정된 아날로그의 전류값을 수신하는 단계, 상기 아날로그의 전류값을 디지털 신호로 변환한 뒤, 변환된 디지털 신호를 기초로 상기 트랜지스터에 인가되는 상기 스위칭 신호의 듀티비의 변화량을 계산하는 단계, 및 상기 스위칭 신호의 온듀티 구간에서, 상기 듀티비의 변화량을 반영하여 상기 스위칭 신호의 새로운 듀티비를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 신호의 제1 주기의 듀티비와, 상기 제1 주기의 다음에 오는 제2 주기의 듀티비를 비교하는 단계, 및 상기 제1 주기의 듀티비가 상기 제2 주기의 듀티비보다 작은 경우, 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 뒤로 미루는 단계를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 제1 주기의 듀티비가 상기 제2 주기의 듀티비보다 큰 경우, 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 앞으로 당기는 단계를 더 포함할 수 있다.
전술한 바와 같은 본 발명에 의하면, Negate PWM 방식에 따라, 계산된 듀티비를 스위칭 신호의 온듀티(On-duty) 구간에서 업데이트하는 경우, 높은 PWM 스위칭 주파수 구현이 가능하여, 인덕터 및 커패시터의 용량 축소에 따라 전체 회로의 사용 면적을 축소시킬 수 있다.
또한, 본 발명은 제어 연산 시간을 PWM 스위칭 주파수 내에서 충분히 활용함으로써 높은 PWM 스위칭 주파수를 구현함에 따라, 시스템의 높은 제어 응답성을 가진 제어적 특성이 우수한 시스템을 구현할 수 있으며, 이를 통해 시스템 운용 효율도 향상시킬 수 있는 장점이 있다.
도 1은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 PWM 스위칭 주파수 제어 장치를 나타내는 블럭도이다.
도 2는 도 1의 PFC 컨버터의 구성요소를 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 1의 전압 변환기의 구성요소를 나타내는 회로도이다.
도 4 및 도 5는 도 1의 PFC 컨버터의 동작 파형을 나타내는 그래프이다.
도 6 및 도 7은 종래의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 8은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 PWM 스위칭 주파수 제어 방법을 나타내는 순서도이다
도 9는 도 8의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법의 Negate PWM 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다
도 10 및 도 11은 도 8의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법의 보상 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리키는 것으로 사용된다.
이하, 본 발명의 실시예에 따른 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법에 관하여 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 PWM 스위칭 주파수 제어 장치를 나타내는 블럭도이다. 도 2는 도 1의 PFC 컨버터의 구성요소를 나타내는 회로도이다. 도 3은 도 1의 전압 변환기의 구성요소를 나타내는 회로도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 PWM 스위칭 주파수 제어 장치는 PFC 컨버터(100)(PFC converter), 전압 변환기(200)(DC-DC Converter), 및 컨트롤러(300)(Controller)를 포함한다.
구체적으로, PFC 컨버터(100)는 교류 전압(VAC)을 직류 전압(VDC)으로 변환시킨다. PFC 컨버터(100)는 역률 개선이 가능한 AC / DC 컨버터인 PFC(Power Factor Correction) 부스트 컨버터(Boost Converter)(이하, PFC 컨버터)를 포함한다.
PFC 컨버터(100)는 상용전원을 입력으로 사용이 가능하다. 예를 들어, PFC 컨버터(100)는 약 90 Vrms ~ 265 Vrms 범위의 입력 전압에서 사용이 가능하고, 역률 개선이 가능하며, 약 380 ~ 400 Vdc 범위의 전압을 출력할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
도 2를 참조하여 PFC 컨버터(100)의 구성요소들을 구체적으로 설명하면, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 PWM 스위칭 주파수 제어 장치의 PFC 컨버터(100)는 정류부(110)와 회로부(120)를 포함한다.
정류부(110)는 한방향으로만 전류를 통과시키는 복수 개의 다이오드를 이용하여 교류 전압을 정류한다. 예를 들어, 정류부(110)는 4개의 다이오드를 포함하고, 직렬로 연결된 2개의 다이오드의 사이에 교류 전원의 일단이 연결될 수 있다. 정류부(110)에서 정류된 전압은 회로부(120)에 인가된다.
회로부(120)는 복수의 커패시터(121, 124), 인덕터(122), 다이오드(123), 및 스위치부(130)를 포함한다.
제1 커패시터(121)는 정류부(110)와 병렬로 연결될 수 있다. 인덕터(122), 다이오드(123), 제2 커패시터(124)는 순차적으로 직렬로 연결되며, 제1 커패시터(121)와는 병렬로 연결될 수 있다.
스위치부(130)는 인덕터(122)와 다이오드(123) 사이에 일단이 연결되고, 제2 커패시터(124)의 일단에 타단이 연결될 수 있다.
스위치부(130)는 스위치 역할을 하는 트랜지스터(131), 다이오드(132) 및 전류 센서(133)를 포함한다.
트랜지스터(131)의 일단은 인덕터(122)와 다이오드(123) 사이에 일단이 연결되고, 타단은 제2 커패시터(124)의 일단에 연결되며, 게이트 단에는 컨트롤러(300)에 의해 제어되는 스위칭 신호(QA)가 인가된다. 즉, 트랜지스터(131)는 컨트롤러(300)에 의해 동작이 제어될 수 있다.
전류 센서(133)는 트랜지스터(131)의 일측 또는 타측에 위치할 수 있다. 전류 센서(133)는 트랜지스터(131)와 직렬로 연결될 수 있다. 이러한 전류 센서(133)의 배치는 전류 센서(133)의 자속 포화를 방지하기 위함이다. 전류 센서(133)는 CT 센서를 포함할 수 있다.
전류 센서(133)는 트랜지스터(131)가 턴온 된 경우에 흐르는 전류를 측정할 수 있다. 또한, 전류 센서(133)는 트랜지스터(131)가 턴오프 된 경우에 트랜지스터(131)와 병렬로 연결된 다이오드(132)로 흐르는 전류를 측정할 수 있다.
전류 센서(133)에서 측정된 전류값은 컨트롤러(300)에 전달된다. 컨트롤러(300)는 측정된 전류값을 기초로 트랜지스터(131)에 인가되는 스위칭 신호(QA)의 듀티비를 조절할 수 있다.
구체적으로, 컨트롤러(300)는 스위칭 신호(QA)의 듀티비(duty ratio) 또는 스위칭 신호(QA)의 주파수를 조절하여 트랜지스터(131)의 동작을 제어한다. 이를 통해, 컨트롤러(300)는 PFC 컨버터(100)의 PWM 스위칭 주파수를 조절할 수 있다. 이에 대한 자세한 설명은 후술하도록 한다.
계속해서, 도 1 및 도 3을 참조하면, 전압 변환기(200)는 PFC 컨버터(100)에서 출력된 직류 전압(VDC)을 배터리 충전전압(VBAT)으로 바꿔준다.
구체적으로, 전압 변환기(200)는 PFC 컨버터(100)의 커패시터(124)에 인가되는 출력 전압(Vdc)을 승압 또는 감압시켜 2차 측으로 출력하는 변압기를 포함한다. 전압 변환기(200)는 컨트롤러(300)에 의해 동작이 제어된다.
예를 들어, 전압 변환기(200)는 DC / DC 컨버터로 위상천이 풀브리지(Phase Shift Full Bridge, 이하 'PSFB '라 함) 방식의 컨버터를 포함할 수 있다. 또한, 전압 변환기(200)는 절연을 위해 절연형 변압기를 포함할 수 있는데, 이러한 절연형 DC / DC 컨버터는 충전기의 효율에 많은 영향을 미칠 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
다시 도 1을 참조하면, 컨트롤러(300)는 PFC 컨버터(100)와 전압 변환기(200)의 동작을 제어한다. 컨트롤러(300)는 MCU(Micro Controller Unit), 중앙 처리 장치(CPU), 마이크로 프로세서(Micro processor) 등을 포함한다.
컨트롤러(300)는 스위칭 신호를 이용하여 PFC 컨버터(100) 또는 전압 변환기(200)에 포함된 트랜지스터의 동작을 제어할 수 있다. 구체적으로, 컨트롤러(300)는 PFC 컨버터(100) 및 전압 변환기(200)의 PWM 스위칭 주파수를 변화시킬 수 있다.
컨트롤러(300)는 PFC 컨버터(100)에 포함된 전류 센서(133)에서 측정된 전류값을 입력받고, 이를 기초로 PFC 컨버터(100)의 동작을 제어하는 트랜지스터(131)의 게이트 단에 인가되는 스위칭 신호(QA)의 듀티비를 계산할 수 있다.
이어서, 컨트롤러(300)는 스위칭 신호(QA)의 온듀티(On-duty) 구간에서, 스위칭 신호(QA)에 계산된 듀티비를 적용한다. 이러한 컨트롤러(300)의 PWM 제어 방식을 Negate PWM 방식이라 한다.
이를 통해, 컨트롤러(300)는 PFC 컨버터(100)의 PWM 스위칭 주파수를 변화시킬 수 있다.
한편, PFC 컨버터(100)의 PWM 스위칭 주파수를 변화시키는 경우, PFC 컨버터(100)의 크기를 변화시킬 수 있다. 구체적으로, PFC 컨버터(100)의 크기를 결정하는 주된 요인은 PFC 컨버터(100)에 포함된 인덕터 및 커패시터의 용량이다. 인덕터와 커패시터의 용량은 PWM 스위칭 주파수가 높아질수록 낮게 설계하는 것이 가능하다. 따라서, PWM 스위칭 주파수가 높아질수록 PFC 컨버터(100)의 크기는 줄어들 수 있다.
다만, PWM 스위칭 주파수를 증가시키는 데에는 여러 가지 제한요건이 존재한다. 이에 대해서는 도 6 및 도 7을 참조하여 후술하도록 한다.
도 4 및 도 5는 도 1의 PFC 컨버터의 동작 파형을 나타내는 그래프이다.
도 4 를 참조하면, 도 4는 PFC 컨버터(100)에 인가되는 교류 전류(Vac)와, PFC 컨버터(100)에 포함된 트랜지스터(131)를 제어하는 스위칭 신호(QA), 및 전류 센서(133)에서 측정한 전류값(Ibs_a)을 나타낸다. 참고로, 전류값(Ibs_a) 아래의 값은 PFC 컨버터(100)의 인덕터(122)에서 흐르는 전류값(Ila)를 나타낸다.
도 5는 도 4의 S 영역을 확대한 그래프이다.
도 5를 참조하면, 스위칭 신호(QA)는 일정한 주기의 파형을 갖고, 스위칭 신호(QA)가 활성화되는 온듀티(On-duty) 구간과, 비활성화되는 오프듀티(Off-duty) 구간을 갖는다.
PFC 컨버터(100)의 트랜지스터(131)는 스위칭 신호(QA)의 온듀티(On-duty) 구간에서만 전류가 흐르며, 스위칭 신호(QA)의 오프듀티(Off-duty) 구간에서는 트랜지스터(131)와 병렬로 연결된 다이오드(132)를 통해 전류가 흐른다.
전류 센서(133)에서 측정한 전류값(Ibs_a)은 온듀티 구간에서 증가한다. 이후, 전류값(Ibs_a)은 오프듀티 구간에서 감소한다.
따라서, 트랜지스터(131)와 직렬로 연결된 전류 센서(133)를 통한 전류 센싱은 온듀티 구간에서만 유효할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
도 6 및 도 7은 종래의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 6을 참조하면, 종래의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치에서도 본 발명과 같이 PFC 컨버터에 포함된 트랜지스터에 스위칭 신호(QA)가 인가된다.
스위칭 신호(QA)의 한 주기 내에서 온듀티 구간의 중심에서 전류 센서(예를 들어, CT 센서)에 의한 전류의 센싱 동작이 수행되고, 센싱 동작에 의해 감지된 전류량은 피드백 신호로써 컨트롤러(예를 들어, MCU)에 입력된다.
이어서, 컨트롤러는 수신한 피드백 신호를 ADC를 이용하여 변환한다.
이어서, 컨트롤러는 변환된 피드백 신호를 기초로, PFC 컨버터의 동작을 제어하기 위한 제어 연산을 수행한다.
이어서, 컨트롤러는 수행된 제어 연산의 결과값을 스위칭 신호(QA)의 오프듀티 구간의 중심에서 스위칭 신호(QA)에 반영한다.
이하에서는 도 7을 참조하여 종래의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치의 문제점을 살펴본다.
도 7을 참조하면, 전류 센서(예를 들어, CT 센서)를 통한 전류 센싱은 온듀티 구간에서만 가능하다.
이에 따라, 전류 센서(예를 들어, CT 센서)를 사용한 PFC 컨버터의 제어 동작은, 제어 주기 내의 반주기만을 제어 연산 시간으로 사용할 수 있었다.
따라서, 고속의 PWM 스위칭 주파수를 구현하는 경우, 제어 연산이 제어 주기 내에 완료되지 않아 제어 주기의 연산 결과값이 한주기 뒤에 반영되어, PFC 컨버터에 대한 제어 응답성이 나빠지는 문제점이 있었다.
즉, 이러한 PFC 컨버터의 제어 방식은 고속의 PWM 스위칭 주파수는 구현이 가능하나, 제어 응답성이 떨어짐에 따라 운용 효율의 감소, 및 제어 신뢰성이 악화됨에 따라 실제적으로 적용이 어려운 단점이 있었다.
따라서, 고속의 PWM 스위칭 주파수 구현시, 제어 연산 시간의 문제로 PWM 스위칭 주파수를 올리지 못하는 한계점이 존재하였다.
도 8은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 PWM 스위칭 주파수 제어 방법을 나타내는 순서도이다. 도 9는 도 8의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법의 Negate PWM 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다. 도 10 및 도 11은 도 8의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법의 보상 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 PWM 스위칭 주파수 제어 방법은, Negate PWM 방식을 이용하여 스위칭 신호(QA)를 제어한다.
우선, 컨트롤러(300)는 스위칭 신호(QA)의 온듀티 구간에서 전류 센서(133)를 통해 측정된 아날로그의 전류값을 수신하고, 아날로그의 전류값을 디지털 신호로 변환하는 ADC 센싱 과정을 수행한다(S110).
이어서, 컨트롤러(300)는 변환된 디지털 신호를 기초로 트랜지스터(131)에 인가할 스위칭 신호(QA)의 듀티비를 계산하는 제어 연산을 수행한다(S120). 구체적으로, 컨트롤러(300)는 제어 연산에서 고속 스위칭을 위한 스위칭 신호(QA)의 듀티비를 계산하고, 이전 듀티비와의 차이를 기초로 듀티비의 변화량을 계산한다.
이어서, 컨트롤러(300)는 Negate PWM 방식을 이용하여 스위칭 신호(QA)의 듀티비 또는 주파수를 변화시킨다(S130).
구체적으로, 도 9를 참조하면, 컨트롤러(300)는 스위칭 신호(QA)의 온듀티 구간에서, 앞에서 계산한 듀티비의 변화량을 반영하여 스위칭 신호(QA)의 듀티비를 업데이트한다. 이때, 스위칭 신호(QA)의 듀티비의 업데이트 시점은 온듀티 구간의 중앙이 될 수 있다.
종래의 기술이 오프듀티 구간에서 스위칭 신호(QA)의 듀티비를 변화시켰다고 한다면, 본 발명의 컨트롤러(300)에서 이용하는 Negate PWM 방식은 온듀티 구간에서 스위칭 신호(QA)의 듀티비를 변화시킨다. 또한, 컨트롤러(300)는 스위칭 신호(QA)의 듀티비 뿐만 아니라 스위칭 신호(QA)의 주파수도 변화시킬 수 있다.
결론적으로, Negate PWM 방식을 이용하는 경우, 종래의 기술에서 제어 연산이 길어지는 경우, 연산 결과값이 한 주기 뒤에 반영되어, PFC 컨버터에 대한 제어 응답성이 나빠지는 문제점을 개선시킬 수 있다. 따라서, Negate PWM 방식을 이용하는 본 발명의 PWM 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법은 제어 연산을 스위칭 주파수 내에서 충분히 활용할 수 있으므로, 시스템의 제어 응답성을 높일 수 있으다. 또한, 높은 PWM 스위칭 주파수 구현이 가능하므로, PFC 컨버터(100)에 포함된 인덕터 및 커패시터의 용량은 축소될 수 있으며. 이에 따라 PFC 컨버터(100)의 전체 면적은 축소될 수 있다.
다만, Negate PWM 방식을 이용하는 경우, 듀티 변조에 따라 ADC 센싱 시점이 달라질 수 있다. 본 발명은 듀티 변조에 따른 ADC 센싱 시점을 일정하게 유지시키기 위하여, ADC 센싱 시점의 보상 로직을 수행한다. 이하에서는 도 8, 도 10 및 도 11을 참조하여, ADC 센싱 시점의 보상 로직의 동작을 설명하도록 한다.
앞에서 설명한 S130 단계에 이어서, 컨트롤러(300)는 스위칭 신호(QA)의 듀티비가 변조되었는지 여부를 판단한다(S140).
만약, 스위칭 신호(QA)의 듀티비가 변조되는 경우, 변조될 듀티비의 변화율이 제어 연산의 제어 주기를 넘어가는지 판단하여, 스위칭 신호(QA)의 듀티비 변화율을 제한한다(S150).
이어서, 새로 계산된 스위칭 신호(QA)의 듀티비(Duty_New)가 이전 주기의 스위칭 신호(QA)의 듀티비(Duty_Old)보다 큰지 여부를 판단한다(S160).
이어서, 새로 계산된 듀티비(Duty_New)가 이전 주기의 듀티비(Duty_Old)보다 큰 경우, PFC 컨버터(100)에 포함된 전류 센서(133)의 전류 측정 타이밍을 뒤로 미루는 (+) 보상 로직을 수행한다(S170).
예를 들어, 도 10에 나타난 것과 같이, 스위칭 신호(QA)의 제1 주기(T1)의 듀티비(Duty_Old)와, 제1 주기(T1)의 다음에 오는 제2 주기(T2)의 듀티비(Duty_New)를 비교하여, 제1 주기(T1)의 듀티비(Duty_Old)가 제2 주기(T2)의 듀티비(Duty_New)보다 작은 경우, 컨트롤러(300)는 컨트롤러(300)의 전류 측정 타이밍을 뒤로 미룰 수 있다.
이러한 컨트롤러(300)의 (+) 보상 로직은 [수학식1]을 기초로 계산된다.
Figure 112016121103807-pat00001
- (1)
여기에서, Yn은 다음 주기에 반영한 ADC 센싱 트리거 시점을 의미하고, Yn-1은 이전 주기의 ADC 센싱 트리거 시점을 의미하고, Xn 은 다음 주기에 반영할 스위칭 신호(QA)의 듀티비(Duty_Old)이고, Xn-1 은 이전 주기의 스위칭 신호(QA)의 듀티비(Duty_New)이다.
반대로, 새로 계산된 듀티비(Duty_New)가 이전 주기의 듀티비(Duty_Old)보다 작은 경우, PFC 컨버터(100)에 포함된 전류 센서(133)의 전류 측정 타이밍을 앞으로 당기는 (-) 보상로직을 수행한다(S175).
예를 들어, 도 11에 나타난 것과 같이, 스위칭 신호(QA)의 제1 주기(T1)의 듀티비(Duty_Old)와, 제1 주기(T1)의 다음에 오는 제2 주기(T2)의 듀티비(Duty_New)를 비교하여, 제1 주기(T1)의 듀티비(Duty_Old)가 제2 주기(T2)의 듀티비(Duty_New)보다 큰 경우, 컨트롤러(300)는 컨트롤러(300)의 전류 측정 타이밍을 앞으로 당길 수 있다.
이러한 컨트롤러(300)의 (-) 보상 로직은 [수학식2]을 기초로 게산된다.
Figure 112016121103807-pat00002
- (2)
여기에서, Yn은 다음 주기에 반영한 ADC 센싱 트리거 시점을 의미하고, Yn-1은 이전 주기의 ADC 센싱 트리거 시점을 의미하고, Xn 은 다음 주기에 반영할 스위칭 신호(QA)의 듀티비(Duty_Old)이고, Xn-1 은 이전 주기의 스위칭 신호(QA)의 듀티비(Duty_New)이다.
만약, 새로 계산된 듀티비(Duty_New)가 이전 주기의 듀티비(Duty_Old)와 동일하다면, 스위칭 신호(QA)의 듀티비는 변조되지 않으므로 스위칭 신호(QA)는 그대로 유지된다.
앞에서 설명한 S110 내지 S175 단계는 PWM 스위칭 주파수의 매 주기마다 수행될 수 있다.
이를 통해, 본 발명은 PFC 컨버터의 전류 센서로 CT 센서를 사용함에 따라, 생산 비용을 절감할 수 있고, 높은 PWM 스위칭 주파수 구현이 가능함으로써, 인덕터 및 커패시터의 용량 축소에 따라 전체 회로의 사용 면적을 축소시킬 수 있다. 또한, Negate PWM 방식을 이용함으로써, 시스템의 높은 제어 응답성을 가진 제어적 특성이 우수한 시스템을 구현할 수 있으며 이를 통해 시스템 운용 효율도 향상시킬 수 있다.
전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
100: PFC 컨버터 110: 정류부
120: 회로부 130: 스위치부
200: 전압 변환기 300: 컨트롤러

Claims (13)

  1. 교류 전압을 직류 전압으로 변환시키는 PFC 컨버터로서, PFC 컨버터의 동작을 제어하는 트랜지스터와 상기 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 전류 센서를 포함하는 PFC 컨버터; 및
    상기 전류 센서의 출력을 입력받고, 이를 기초로 상기 트랜지스터의 게이트 단에 인가되는 스위칭 신호의 듀티비(duty ratio)를 계산하는 컨트롤러를 포함하되,
    상기 컨트롤러는,
    상기 스위칭 신호의 온듀티(On-duty) 구간에서, 상기 스위칭 신호에 계산된 듀티비를 적용하되,
    상기 온듀티 구간에서 상기 전류 센서를 통해 측정된 아날로그의 전류값을 수신하고,
    상기 아날로그의 전류값을 디지털 신호로 변환한 뒤, 변환된 디지털 신호를 기초로 상기 트랜지스터에 인가되는 상기 스위칭 신호의 듀티비의 변화량을 계산하고,
    상기 스위칭 신호의 온듀티 구간에서, 상기 듀티비의 변화량을 반영하여 상기 스위칭 신호를 업데이트하고, 이를 통해 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 제어하는
    PWM 스위칭 주파수 제어 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 PFC 컨버터는,
    복수의 다이오드를 이용하여 교류 전압을 정류하는 정류부; 및
    상기 정류부와 병렬로 연결된 제1 커패시터와, 상기 제1 커패시터의 일측에 직렬로 연결되는 인덕터, 다이오드 및 제2 커패시터를 포함하는 회로부를 포함하고,
    상기 트랜지스터는, 일단이 상기 인덕터와 상기 다이오드 사이에 연결되고, 타단이 상기 제2 커패시터의 일단에 연결되는
    PWM 스위칭 주파수 제어 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제2 커패시터에 인가되는 출력 전압을 승압 또는 감압시켜 2차 측으로 출력하는 변압기를 포함하고 상기 컨트롤러에 의해 제어되는 전압 변환기를 더 포함하는
    PWM 스위칭 주파수 제어 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 전류 센서에서 측정되는 전류의 크기는, 상기 스위칭 신호의 온듀티 구간에서 증가하는
    PWM 스위칭 주파수 제어 장치.
  5. 삭제
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 상기 스위칭 신호의 제1 주기의 듀티비와, 상기 제1 주기의 다음에 오는 제2 주기의 듀티비를 비교하여, 상기 제1 주기의 듀티비가 상기 제2 주기의 듀티비보다 작은 경우, 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 뒤로 미루는
    PWM 스위칭 주파수 제어 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 상기 제1 주기의 듀티비가 상기 제2 주기의 듀티비보다 큰 경우, 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 앞으로 당기는
    PWM 스위칭 주파수 제어 장치.
  8. 전류 센서에서 PFC 컨버터의 동작을 제어하는 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 단계;
    측정된 상기 전류에 대한 데이터를 입력받고, 이를 기초로 상기 트랜지스터의 게이트 단에 인가되는 스위칭 신호의 듀티비(duty ratio)를 계산하는 단계; 및
    상기 스위칭 신호의 온듀티(On-duty) 구간에서, 상기 스위칭 신호에 계산된 듀티비를 적용하는 단계를 포함하고,
    상기 트랜지스터의 게이트 단에 인가되는 스위칭 신호의 듀티비를 계산하는 단계는,
    상기 온듀티 구간에서 상기 전류 센서를 통해 측정된 아날로그의 전류값을 수신하는 단계;
    상기 아날로그의 전류값을 디지털 신호로 변환한 뒤, 변환된 디지털 신호를 기초로 상기 트랜지스터에 인가되는 상기 스위칭 신호의 듀티비의 변화량을 계산하는 단계; 및
    상기 스위칭 신호의 온듀티 구간에서, 상기 듀티비의 변화량을 반영하여 상기 스위칭 신호의 새로운 듀티비를 결정하는 단계를 포함하는
    PWM 스위칭 주파수 제어 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 단계에서,
    상기 PFC 컨버터는, 복수의 다이오드를 이용하여 교류 전압을 정류하는 정류부와, 상기 정류부와 병렬로 연결된 제1 커패시터와, 상기 제1 커패시터의 일측에 직렬로 연결되는 인덕터, 다이오드 및 제2 커패시터를 포함하는 회로부를 포함하고,
    상기 트랜지스터는, 일단이 상기 인덕터와 상기 다이오드 사이에 연결되고, 타단이 상기 제2 커패시터의 일단에 연결되는
    PWM 스위칭 주파수 제어 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 트랜지스터에 흐르는 전류를 측정하는 단계에서,
    상기 전류 센서에서 측정되는 전류의 크기는, 상기 스위칭 신호의 온듀티 구간에서 증가하는
    PWM 스위칭 주파수 제어 방법.
  11. 삭제
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 스위칭 신호의 제1 주기의 듀티비와, 상기 제1 주기의 다음에 오는 제2 주기의 듀티비를 비교하는 단계; 및
    상기 제1 주기의 듀티비가 상기 제2 주기의 듀티비보다 작은 경우, 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 뒤로 미루는 단계를 더 포함하는
    PWM 스위칭 주파수 제어 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제1 주기의 듀티비가 상기 제2 주기의 듀티비보다 큰 경우, 상기 전류 센서의 전류 측정 타이밍을 앞으로 당기는 단계를 더 포함하는
    PWM 스위칭 주파수 제어 방법.
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