CN108233696A - 控制脉冲宽度调制开关频率的装置和方法 - Google Patents

控制脉冲宽度调制开关频率的装置和方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种控制脉冲宽度调制开关频率的装置和方法。采用取反PWM方案控制PWM开关频率的装置和方法，从而提高PWM开关频率，改善控制响应性，并且减小电路的尺寸。该装置包括：功率因数校正(PFC)转换器，被配置为将AC电压转化为DC电压，该转换器包括控制PFC转换器操作的晶体管和测量流过晶体管的电流的电流传感器；以及控制器，被配置为接收来自电流传感器的输出并且计算加在晶体管的栅极端子的开关信号的占空比。控制器在开关信号的导通期内将所计算的占空比应用于开关信号。

Description

控制脉冲宽度调制开关频率的装置和方法
技术领域
本发明涉及控制PWM开关频率的装置和方法。更具体地，本发明涉及采用取反PWM方案(negate PWM scheme)控制PWM开关频率的装置和方法，从而增加PWM开关频率，改善控制响应性并且减小电路尺寸。
背景技术
近来，为了扩大绿色车辆的范围，电池的容量一直在增大。为电池充电的车载充电器(OBC)的容量也在增大。因此，OBC控制器的尺寸和价格也在增长。
有多种方法降低OBC控制器的尺寸和价格。在它们之中，为了降低成本，有一种方法开发了能够取代OBC控制器中所采用的霍尔传感器作为电流传感器的电流变压器传感器。
典型地，为了减小用于控制PWM开关频率的装置的功率因数校正(PFC)转换器的尺寸，可以考虑提高PWM开关频率。换句话说，高速开关控制方法可用于减小PFC转换器的尺寸。
然而，要提高PWM开关频率，就需要在控制周期内完成控制操作。遗憾的是，在控制PFC转换器的控制器中，只有这么多控制操作所需要的时间可以被减少。因此，很难获得高速开关频率。
此外，为了获得具有高控制响应性的系统，还可以考虑调制PWM开关信号的占空比。但是，很难调整ADC感测的定时。
发明内容
本发明的目的在于提供用于控制PWM开关频率的装置和方法，该装置和方法能够通过采用取反PWM方案提高PWM开关频率，在取反PWM方案中，利用包含在PFC转换器中的电流传感器计算用于控制PFC转换器的开关信号的占空比，并且在开关信号的导通期内更新所计算的占空比。
本发明的另一目的在于提供用于控制PWM开关频率的装置和方法，该装置和方法能够根据控制PFC转换器的开关信号的占空比的变化，通过调节ADC感测的定时，有效地提高PWM开关频率。
本发明的目的并不局限于上述目的，本领域的技术人员可从下列描述中认识到其他的目的和优点。此外，可以容易地认识到本发明的目的和优点可通过所附权利要求及其组合中所引用的手段得以实践。
根据本发明的一个方面，控制PWM开关信号的装置包括：功率因数校正(PFC)转换器，被配置为将AC电压转化为DC电压，该转换器包括控制PFC转换器的运行的晶体管和测量流过晶体管的电流的电流传感器；以及控制器，被配置为接收来自电流传感器的输出并且计算施加至晶体管的栅极端子的开关信号的占空比。控制器在开关信号的导通期内将所计算的占空比应用于开关信号。
PFC转换器可包括整流级，利用多个二极管整流AC电压；以及控制电路，包括并联连接于整流级的第一电容器，以及串联连接于第一电容器的一侧的电感器，二极管和第二电容器，其中晶体管的一端连接于电感器与二极管之间，而晶体管的另一端连接于第二电容器。
该装置可进一步包括：由控制器控制的DC-DC转换器，DC-DC转换器包括升压/降压施加至第二电容器的输出电压以便将其输出至次级侧的变压器。
由电流传感器测量的电流的幅值可在开关信号的导通期内增大。
控制器可接收由电流传感器在导通期内测量的模拟电流值，将模拟电流值转换为数字信号然后以所转换的数字信号为基础计算加在晶体管上的开关信号的占空比的变化，并且通过在导通期内反映开关信号占空比的变化更新开关信号，从而控制由电流传感器测量电流的定时。
控制器可包括比较开关信号的第一周期的占空比与在第一周期之后的第二周期的占空比，如果第一周期的占空比小于第二周期的占空比，则推迟由电流传感器测量电流的定时。
如果第一周期的占空比大于第二周期的占空比，则控制器可提前由电流传感器测量电流的定时。
根据本发明的另一方面，控制PWM开关频率的方法包括：测量流过控制PFC转换器的操作的晶体管的电流；接收关于所测量电流的数据从而以该数据为基础计算加在晶体管的栅极端子的开关信号的占空比；以及在开关信号的导通期内将所计算的占空比应用于开关信号。
PFC转换器可包括整流级，利用多个二极管整流AC电压；以及控制电路，包括并联连接于整流级的第一电容器，以及串联连接于第一电容器的一侧的电感器，二极管和第二电容器，其中晶体管的一端连接于电感器与二极管之间，而晶体管的另一端连接于第二电容器。
由电流传感器测量的电流的幅值可在开关信号的导通期内增大。
接收关于所测量电流的数据从而以该数据为基础计算加在晶体管的栅极端子的开关信号的占空比包括：接收由电流传感器在导通期内测量的模拟电流值；将模拟电流值转换为数字信号然后以所转换的数字信号为基础计算加在晶体管上的开关信号的占空比的变化；以及通过在导通期内反映开关信号占空比的变化确定开关信号的新占空比。
该方法进一步包括比较开关信号的第一周期的占空比与第一周期之后的第二周期的占空比；如果第一周期的占空比小于第二周期的占空比，则推迟由电流传感器测量电流的定时。
该方法进一步包括如果第一周期的占空比大于第二周期的占空比，则提前由电流传感器测量电流的定时。
根据本发明的典型的实施例，通过根据取反PWM方案在开关信号的导通期内更新所计算的占空比，有可能获得高PWM开关频率，以便能够减小电感器和电容器的容量，从而减小电路的总面积。
另外，根据本发明的典型的实施例，通过有效利用PWM开关频率内的控制操作时间获得高PWM频率，有可能获得具有高控制响应性的高控制特性的系统，从而提高系统工作效率。
附图说明
图1为根据本发明的某些典型的实施例的控制PWM开关频率的装置的框图；
图2为示出了图1的PFC转换器的元件的电路图；
图3为示出了图1的电压转换器的元件的电路图；
图4和图5为示出了图1的PFC转换器的操作波形图；
图6和图7为用于描述控制PWM开关频率的现有装置的操作的时序图；
图8为示出了根据本发明的某些典型的实施例的控制PWM开关频率的方法的流程图；
图9为用于示出图8的控制PWM开关频率的装置和方法的取反PWM操作的时序图；以及
图10和图11为用于示出图8的控制PWM开关频率的装置和方法的补偿操作的时序图。
具体实施方式
上述目的、特征和优点将由参考附图的详细说明变得显而易见。足够详细描述的实施例使本领域的技术人员能够容易地实践本发明的技术思路。为了不对本发明的主旨造成不必要的含混不清，可省略对公知的功能和配置的详细描述。下面，将参考附图对本发明的实施例进行详细描述。在整个附图中，相同的数字指的是相同的元件。
下面，将参考附图详细描述根据本发明的典型的实施例的控制PWM开关频率的装置和方法。
图1为示出了根据本发明的典型的实施例的控制PWM开关频率的装置的框图。图2为示出了图1的PFC转换器的元件的电路图。图3为示出了图1的DC-DC转换器的元件的电路图。
参考图1，根据本发明的某些典型的实施例的控制PWM开关频率的装置包括：PFC转换器100，DC-DC转换器200，和控制器300。
具体地，PFC转换器100将AC电压VAC转换为DC电压VDC。PFC转换器100包括PFC(功率因数校正)升压转换器(以下称为PFC转换器)，它是能够提高功率因数的AC/DC转换器。
可通过接收市电来运行PFC转换器100。例如，可通过大约90Vrms到265Vrms范围内的输入电压运行的PFC转换器100能够提高功率因数，并且可输出大约380到400VDC范围内的电压。可以理解这只是说明性的。
下面将参考图2详细描述PFC转换器100的元件。根据本发明的某些典型的实施例的控制PWM开关频率的装置的PFC转换器100包括：整流级(rectifier stage)110和控制电路120。
整流级110采用允许电流只在一个方向上流动的多个二极管整流AC电压。例如，整流级110包括四个二极管，AC电压源的一端可连接于两个串联连接的二极管之间。将整流级100处经整流的电压施加至控制电路120。
控制电路120包括多个电容器121和124，电感器122，二极管123以及开关部件130。
第一电容器121可与整流级110并联连接。电感器122、二极管123和第二电容器124可彼此串联连接。二极管123和第二电容器124可与第一电容器121并联连接。
开关部件130的一端可被连接于电感器122和二极管123之间，而开关部件130的另一端可被连接于第二电容器124的一端。
开关部件130包括：用作开关的晶体管131，二极管132，以及电流传感器133。
晶体管131的一端连接于电感器122和二极管123之间，而晶体管131的另一端连接于第二电容器124的一端。也就是说，可由控制器300控制晶体管131的操作。
电流传感器133可被布置在晶体管131一侧。电流传感器133可与晶体管131串联连接。通过这样做，电流传感器133的磁通饱和是可能的。电流传感器133可包括CT传感器。
在晶体管131导通的情况下，电流传感器133能够测量在晶体管131中流动的电流。此外，当晶体管131关断的情况下，电流传感器133能够测量与晶体管131并联连接的二极管132中流动的电流。
由电流传感器133测量的电流值被发送至控制器300。控制器300可基于所测量的电流值，调整施加至晶体管131的开关信号QA的占空比。
具体地，控制器300通过调整开关信号QA的占空比或者频率控制晶体管131的运行。这样，控制器300就能够调整PFC转换器100的PWM开关频率。随后将给出关于其更详细的描述。
参考图1和图3，DC-DC转换器200将从PFC转换器100输出的DC电压VDC转化为电池充电电压VBAT。
具体地，DC-DC转换器200包括变压器，该变压器升压/降压施加至PFC转换器100的电容器124的输出电压VDC并且将其输出至次级侧。由控制器300控制DC-DC转换器200的运行。
例如，DC-DC转换器200可包括全桥相移(PSFB)型的DC/DC转换器。此外，DC-DC转换器200可包括用于隔离的隔离变压器，它可对充电器的效率有很大的影响。可以理解这只是说明性的。
返回参考图1，控制器300控制PFC转换器100和DC-DC电压转换器200的运行。控制器300包括微控制器单元(MCU)、中央处理单元(CPU)、微处理器等等。
控制器300可利用开关信号控制DC-DC转换器200或者包含在PFC转换器100中的晶体管的运行。具体地，控制器300可改变PFC转换器100和DC-DC转换器200的PWM开关频率。
控制器300可接收由包含在PFC转换器100中的电流传感器133所测量的电流值，并且可计算施加至晶体管131的栅极端子(其控制PFC转换器100的运行)的开关信号QA的占空比。
随后，控制器300在开关信号QA的导通期内将所计算的占空比应用于开关信号QA。这种通过控制器300的PWM控制方式被称为反PWM方案(negative PWM scheme)。
这样，控制器300就能够改变PFC转换器100的PWM开关频率。
此外，通过改变PFC转换器100的PWM开关频率，有可能改变PFC转换器100的尺寸。具体地，决定PFC转换器100的尺寸的主要因素是包含在PFC转换器100中的电感器和电容器的容量。较高的PWM开关频率允许较低容量的电感器和电容器。因此，可通过提高PWM开关频率来减小PFC转换器100的尺寸。
然而，在提高PWM开关频率时有几个限制。随后将参考图6和图7说明。
图4和5为图1的PFC转换器的运行波形图。
图4示出施加至PFC转换器100的AC电压VAC，控制包含在PFC转换器100中的晶体管131的开关信号QA，以及由电流传感器133所测量的电流值IBS_A。电流值IBS_A下面的电流值ILA表示在PFC转换器100的电感器122中流动的电流。
图5为图4中所示的图的S部分的放大图。
参考图5，开关信号QA有恒定周期的波形，并且有导通期和断开期，在导通期中，开关信号QA是激活的，而在断开期中，开关信号QA是未激活的。
只有在开关信号QA的导通期，电流才在PFC转换器100的晶体管131中流动。在开关信号QA的断开期，电流在与并联连接于晶体管131的二极管132中流动。
由电流传感器133测量的电流值IBS_A在导通期内增大。然后，电流值IBS_A在断开期内减小。
因此，通过与晶体管131串联连接的电流传感器133的电流传感只有在导通期内才是有效的。可以理解这只是说明性的。
图6和图7为示出了控制PWM开关频率的现有装置的运行的时序图。
参考图6，像根据本发明的典型的实施例的装置一样，将开关信号QA施加至包含在现有装置的PFC转换器中的晶体管。
在开关信号QA周期内，由电流传感器(例如，CT传感器)在导通期的中心处执行电流传感。将通过传感所感测的电流量作为反馈信号输入控制器(例如，MCU)。
随后，控制器利用ADC转换所接收的反馈信号。
随后，控制器基于经转换的反馈信号执行控制操作，用于控制PFC转换器的运行。
然后，在开关信号QA的断开期的中心处，控制器将控制操作的结果反映在开关信号QA上。
下面，将参考图7描述控制PWM开关频率的现有装置的问题。
参考图7，只可能在导通期内由电流传感器(例如，CT传感器)执行电流感测。
因此，利用电流传感器(例如，CT传感器)的PFC转换器的控制运行只能利用控制操作时间的半个控制周期。
因此，由于没有在控制期内完成控制操作，所以在获得高速PWM开关频率时存在问题，以至于在一个周期之后才会反映控制期的操作结果，所以控制响应性就变得较差。
也就是说，尽管这种PFC转换器的控制方案能够获得高速PWM开关频率，但是它表现出较差的控制响应性，所以降低了运行效率，而且控制可靠性也变得较差。所以，这种方案是不实用的。
因此，在获得高速PWM开关频率时，就会有由于控制操作时间而无法提高PWM开关频率的限制。
图8为示出了根据本发明的某些典型的实施例的控制PWM开关频率的方法的流程图。图9为示出了图8的控制PWM开关频率的装置和方法的取反PWM运行的时序图。图10和图11为示出了图8的控制PWM开关频率的装置和方法的补偿操作的时序图。
参考图8，根据本发明的某些典型的实施例的控制PWM开关频率的方法采用取反PWM方案来控制开关信号QA。
开始，在开关信号QA的导通期，控制器300接收由电流传感器133测量的模拟电流值，并且执行将模拟电流值转换为数字信号的ADC感测处理(步骤S110)。
随后，控制器300基于经转换的数字信号，执行控制操作，用于计算要施加至晶体管131的开关信号QA的占空比(步骤S120)。具体地，控制器300为了在控制操作中获得高速开关而计算开关信号QA的占空比，并且基于与前一占空比的差，计算占空比的变化。
随后，控制器300利用取反PWM方案改变开关信号QA的占空比或者频率(S130)。
具体地，参考图9，在开关信号QA的导通期内，控制器300通过反映上面所计算的占空比的变化而更新开关信号QA的占空比。更新开关信号QA的占空比的定时可位于导通期的中心。
与现有装置在断开期内改变开关信号QA的占空比不同，根据本发明的典型的实施例的控制器300采用取反PWM方案，所以它在导通期内改变开关信号QA的占空比。此外，控制器300可改变开关信号QA的频率以及占空比。
综上所述，采用取反PWM方案，有可能克服现有装置控制操作完成较迟以至于一个周期之后反映计算结果，导致对PFC转换器较差的控制响应性的问题。相比之下，采用取反PWM方案的控制PWM开关频率的装置和方法能够充分利用开关频率内的控制操作，从而提高系统的控制响应性。此外，因为能够获得高PWM开关频率，所以能够减小包含在PFC转换器100中的电感器和电容器的容量。因此，就能够减小PFC转换器100的总面积。
然而，需要注意的是，当采用取反PWM方案时，ADC感测的定时可根据占空调制而变化。在这点上，根据本发明的典型的实施例，尽管有占空调制，但是为了调整ADC感测的定时，执行针对ADC感测的定时的补偿逻辑。下面，将参考图8、图10和图11描述在ADC感测的定时的补偿逻辑的运行。
在上述步骤S130之后，控制器300确定开关信号QA的占空比是否已经被调制(步骤S140)。
如果开关信号QA的占空比已经被调制，则确定要被调整的占空比的变化是否超过控制操作的控制周期，并且限制开关信号QA的占空比的变化(步骤S150)。
随后，确定新计算的开关信号QA的占空比Duty_New是否大于前一周期的开关信号QA的占空比Duty_Old(步骤S160)。
随后，如果新计算的占空比Duty_New大于前一周期的占空比Duty_Old，则执行加(+)补偿逻辑(步骤S170)，用于由包含在PFC转换器100中的电流传感器133推迟电流测量定时。
例如，如图10所示，比较开关信号QA的第一周期T1的占空比Duty_Old和例如与第一周期T1相邻的第二周期T2的占空比Duty_New。如果第一周期T1的占空比Duty_Old小于第二周期的占空比Duty_New，则控制器300可推迟由控制器300测量电流的定时。
控制器300的加(+)补偿逻辑基于方程1计算如下：
其中，Yn表示反映在下一周期内的ADC感测的触发定时，Yn-1表示前一周期内的ADC感测的触发定时，Xn表示要反映在下一周期的开关信号QA的占空比Duty_Old，Xn-1为前一周期的开关信号QA的占空比Duty_New。
另一方面，如果新计算的占空比Duty_New小于前一周期的占空比Duty_Old，则执行减(-)补偿逻辑(步骤S175)，用于由包含在PFC转换器100中的电流传感器133提前电流测量定时。
例如，如图11所示，将开关信号QA的第一周期T1的占空比Duty_Old和例如与第一周期T1相邻的第二周期T2的占空比Duty_New进行比较。如果第一周期T1的占空比Duty_Old大于第二周期的占空比Duty_New，则控制器300可提前由控制器300测量电流的定时。
控制器300的减(-)补偿逻辑基于方程2计算如下：
其中，Yn表示反映在下一周期内的ADC感测的触发定时，Yn-1表示前一周期内的ADC感测的触发定时，Xn表示要反映在下一周期的开关信号QA的占空比Duty_Old，Xn-1为前一周期的开关信号QA的占空比Duty_New。
如果新计算的占空比Duty_New等于前一周期的占空比Duty_Old，则开关信号QA的占空比还未被调制，因此保持压力(stress)。
可在PWM开关频率的每个周期执行上述步骤S110到S175。
这样，根据本发明的典型的实施例，通过使用CT传感器作为PFC转换器的电流传感器，有可能降低生产成本。此外，可获得高PWM开关频率，以便减小电感器和电容器的容量，从而减小电路的总面积。而且，通过采用取反PWM方案，有可能获得具有高控制响应性的高控制特性的系统，从而提高系统工作效率。
本发明所属技术领域的技术人员可对以上所描述的本发明做出各种替换、改变和修改，而不背离本发明的范围和精神。因此，本发明并不局限于上述典型的实施例和附图。

Claims (13)

1.一种用于控制脉冲宽度调制开关频率的装置，包括：
功率因数校正转换器，被配置为将AC电压转化为DC电压，所述功率因数校正转换器包括控制所述功率因数校正转换器的运行的晶体管以及测量流过所述晶体管的电流的电流传感器；以及
控制器，被配置为接收来自所述电流传感器的输出，并且计算施加至所述晶体管的栅极端子的开关信号的占空比，
其中，在所述开关信号的导通期内，所述控制器将所计算的占空比应用于所述开关信号。
2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述功率因数校正转换器包括：
整流级，通过使用多个二极管，对AC电压进行整流；以及
控制电路，包括与所述整流级并联连接的第一电容器，二极管，第二电容器，以及与所述第一电容器的一端串联连接的电感器，
其中，所述晶体管的一端连接在所述电感器与所述二极管之间，所述晶体管的另一端连接至所述第二电容器。
3.根据权利要求2所述的装置，进一步包括：
由所述控制器控制的DC-DC转换器，所述DC-DC转换器包括变压器，所述变压器对施加至所述第二电容器的输出电压进行升压或降压，以将电压输出至次级侧。
4.根据权利要求1所述的装置，其中，由所述电流传感器测量的电流的幅值在所述开关信号的导通期内增大。
5.根据权利要求1所述的装置，其中，所述控制器：
接收由所述电流传感器在所述导通期内测量的模拟电流值，
将所述模拟电流值转换为数字信号，然后基于所转换的数字信号，计算施加至所述晶体管的所述开关信号的占空比的变化，并且
通过将所述占空比的所述变化反映在所述开关信号的导通期内，更新所述开关信号，从而控制由所述电流传感器测量电流的定时。
6.根据权利要求5所述的装置，其中，所述控制器将所述开关信号的第一周期的占空比与所述第一周期之后的第二周期的占空比进行比较，在所述第一周期的占空比小于所述第二周期的占空比的情况下，将所述电流传感器测量电流的定时推迟。
7.根据权利要求6所述的装置，其中，在所述第一周期的占空比大于所述第二周期的占空比的情况下，所述控制器将所述电流传感器测量电流的定时提前。
8.一种用于控制脉冲宽度调制开关频率的方法，所述方法包括：
测量流过晶体管的电流，所述晶体管控制功率因数校正转换器的运行；
接收关于所测量电流的数据，基于所述数据，计算施加至所述晶体管的栅极端子的开关信号的占空比；以及
在所述开关信号的导通期内，将所计算的占空比应用于所述开关信号。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述功率因数校正转换器包括整流级，通过使用多个二极管，对AC电压进行整流；以及控制电路，包括与所述整流级并联连接的第一电容器，二极管，第二电容器，以及与所述第一电容器的一端串联连接的电感器，
其中，所述晶体管的一端连接在所述电感器与所述二极管之间，所述晶体管的另一端连接至所述第二电容器。
10.根据权利要求8所述的方法，其中，由所述电流传感器测量的电流的幅值在所述开关信号的导通期内增大。
11.根据权利要求8所述的方法，其中，接收关于所测量电流的数据，基于所述数据，计算施加至所述晶体管的栅极端子的开关信号的占空比，包括：
接收由所述电流传感器在所述导通期内测量的模拟电流值，
将所述模拟电流值转换为数字信号，然后基于所转换的数字信号，计算施加至所述晶体管的所述开关信号的占空比的变化，并且
通过将所述占空比的所述变化反映在所述开关信号的导通期内，确定所述开关信号的新的占空比。
12.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：
将所述开关信号的第一周期的占空比与所述第一周期之后的第二周期的占空比进行比较；以及
在所述第一周期的占空比小于所述第二周期的占空比的情况下，将所述电流传感器测量电流的定时推迟。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：
在所述第一周期的占空比大于所述第二周期的占空比的情况下，将所述电流传感器测量电流的定时提前。
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