CN103001494B - 开关电源及控制其恒定输出电流的控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种开关电源及控制其恒定输出电流的控制器，该控制器包括：过零检测电路、充放电平衡电路、第一比较器、第二比较器、逻辑控制电路，该充放电平衡电路包括：电容其第一端连接第一比较器的第一输入端，第二端接地；充放电单元，在所述开关电源的整个开关周期内向所述电容提供持续的等效电流以对所述电容进行充电或者放电。本发明能够改善电路的一致性。

Description

开关电源及控制其恒定输出电流的控制器

技术领域

本发明涉及一种控制开关电源恒定输出电流的控制器以及包含该控制器的开关电源。

背景技术

图1是一种传统的反激式恒流驱动结构，其中交流输入信号AC经过整流电路101和输入电容Cin整流以及滤波后传输至隔离变压器T的原边绕组。开关电源恒流控制器100用于接收来自隔离变压器T的辅组绕组L3的反馈信号FB，采样电阻Rs采样隔离变压器T的原边电流，并驱动开关管106，通过隔离变压器T把输入能量传递给输出。隔离变压器T的副边绕组连接有续流二极管D1和输出电容Cbulk，负载可以和输出电容Cbulk并联。用于控制功率开关的恒流控制器100包括：充放电平衡电路200、过零检测电路129、驱动器128、RS触发器122、RS触发器126、比较器121、比较器124、反相器123、前沿消隐电路（LEB）125。

图2是图1所示电路在恒流工作状态下的信号时序图。

在电路稳定、处于恒流环路状态时，Vc电平（即电容C1两端的电压）为三角波，在基准电压Vrefa的上下波动，在续流二极管D1导通时间（即隔离变压器T的去磁时间），开关S2导通，电容C1经开关S2到地放电，放电电流由电流源I2提供，放电到Vc最低点电压。在其他时间，开关S1导通，电源到电容C1经开关S1充电，充电电流由电流源I1提供。

开关管106导通后，隔离变压器T的原边绕组L1的电流变大，辅助绕组L3感应电压（即反馈电压FB）为负电压，原边绕组L1上的电流通过采样电阻采样得到采样电压Vcs。经一段导通时间，当采样电压Vcs达到基准电压Vrefb时，比较器124翻转，经RS触发器126、驱动器128关断开关管106。在开关管106关断之前，I1一直对电容C1充电。

开关管106的开通时间的长短，由基准电压Vrefb确定的电感峰值电流决定，假设开通延迟很小或者被输入电压补偿，则电感峰值电流为Vrefb/Rs，其中Vrefb为基准电压Vrefb的电压值，Rs为采样电阻Rs的电阻值。

开关管106关断后，隔离变压器T反激，续流二极管D1导通，辅助绕组L3感应电压（即反馈信号FB）为正电压，输出能量到输出端。流过续流二极管D1的电流不断降低，直到变为零，此时对应到辅助绕组L3感应到的反馈信号FB为由正变为负，并且接下来发生寄生振荡。因此，可以通过辅助绕组L3检测到续流二极管D1的续流时间，此功能由过零检测电路129完成。

开关管106关断后，直至续流二极管D1的续流时间结束，开关S1关断，开关S2导通，电容C1经开关S2到地放电，放电电流为I2。

续流二极管D1的续流时间结束后，开关S1导通，开关S2关断，电流源I1又开始对节点Vc（即对电容C1）充电。当Vc大于Vrefa时，经比较器121、RS触发器122、反相器123、RS触发器126和驱动器128的逻辑运算产生相应的驱动信号，该驱动信号开通开关管106。

功率管106被开通后，原边电流逐渐变大，直到达到峰值电流后关断。如此往复工作，达到控制恒流的目的。

电容C1的充放电平衡，有以下关系：

I₁·（T-T_demag）=I₂·T_demag

其中T为开关周期，T_demag为变压器副边绕组的去磁时间（即续流二极管的续流时间），I₁和I₂分别为图1中电流源I1和I2的输出电流。

即，恒流占空比：

$\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}=\frac{I_1}{I_1+I_2}$

而对反激式电路：

$I_{\mathrm{out}}=\frac{1}{2}\·n\·I_{\mathrm{pk}}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}=\frac{1}{2}\·n\·I_{\mathrm{pk}}\·\frac{I_1}{I_1+I_2}$

其中：n为变压器原副边的匝数比，I_pk是原边峰值电流，Iout为输出电流。

由上可知，只要保证充放电平衡，同时保证峰值电流不变，就能保证电路的恒流特性。

由上面的分析可以知道，输出电流与峰值比较点、充放电电流的比例有关。当峰值电流稍有变动或者充放电电流的比例稍有变动，就会导致输出电流的变动，从而导致很难保证开关电源电路具有良好的一致性。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种开关电源及控制其恒定输出电流的控制器，能够改善电路的一致性。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种控制开关电源恒定输出电流的控制器，包括：

过零检测电路，检测开关电源的续流二极管的导通时间，产生导通时间信号；

充放电平衡电路，在所述导通时间信号的控制下产生充电信号；

第一比较器，其第一输入端接收所述充电信号，其第二输入端接收预设的第一基准电压，其输出端产生第一比较结果；

第二比较器，其第一输入端接收外部输入的峰值电压，其第二输入端接收预设的第二基准电压，其输出端产生第二比较结果；

逻辑控制电路，根据所述导通时间信号、第一比较结果和第二比较结果产生驱动信号，以控制所述开关电源内的开关管的导通和关断；

其中，所述充放电平衡电路包括：

电容，其第一端连接所述第一比较器的第一输入端，其第二端接地；

充放电单元，在所述开关电源的整个开关周期内向所述电容提供持续的等效电流以对所述电容进行充电或者放电。

根据本发明的一个实施例，所述充放电单元包括：

第一电压电流变换器，将其电压输入端接收到的第三基准电压转换为对所述电容充电的充电电流；

第二电压电流变换器，将其电压输入端接收到的输入电压转换为对所述电容放电的放电电流；

开关电路，串接在所述第一电压电流变换器的输出端与所述第二电压电流变换器的输出端之间，在所述导通时间信号控制下调节所述电容的充电和放电，使得在所述开关电源的整个开关周期内都有持续的等效电流对所述电容进行充电或者放电。

根据本发明的一个实施例，所述控制器还包括：

测试端口，与所述第二电压电流变换器的电压输入端相连；

第一开关，其第一端与所述测试端口相连，第二端接收第四基准电压；

第二开关，其第一端与所述测试端口相连，第二端经由电平位移及跟随电路与所述电容的第一端相连。

根据本发明的一个实施例，所述控制器进入测试修调模式，所述开关电路将所述第一电压电流变换器的输出端与所述第二电压电流变换器的输出端接通，所述第一开关关断，所述第二开关导通，所述测试端口施加有测试电压。

根据本发明的一个实施例，所述第四基准电压与所述第二基准电压相同，或者所述第四基准电压是外部输入的峰值电压经过峰值采样保持电路得到的。

根据本发明的一个实施例，所述开关电路包括：第三开关，其第一端与所述第一电压电流变换器的输出端以及电容的第一端相连，其第二端与所述第二电压电流变换器的输出端相连，其控制端接收所述导通时间信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关电路包括：第四开关，其第一端与所述第一电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述第二电压电流变换器的输出端以及所述电容的第一端相连，其控制端接收所述导通时间信号。

根据本发明的一个实施例，所述开关电路包括：

第五开关，其第一端与所述第一电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述电容的第一端相连；

第六开关，其第一端与所述第二电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述电容的第一端相连，所述第五开关和第六开关的控制端分别接收所述导通时间信号及其反相信号；

所述控制器还包括：对所述电容进行充电的第三电压电流变换器，其输出端连接所述第六开关的第一端，所述第三电压电流变换器的电压输入端与所述第一电压电流变换器的电压输入端相连。

根据本发明的一个实施例，所述开关电路包括：

第五开关，其第一端与所述第一电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述电容的第一端相连；

第六开关，其第一端与所述第二电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述电容的第一端相连，所述第五开关和第六开关的控制端分别接收所述导通时间信号及其反相信号；

所述第二电压电流变换器的电压输入端接收到的输入电压为第五基准电压与所述第三基准电压之差。

根据本发明的一个实施例，所述逻辑控制电路包括：

第一RS触发器，其置位端接收所述导通时间信号，其复位端接收所述第一比较结果；

反相器，其输入端与所述第一RS触发器的输出端相连；

第二RS触发器，其置位端与所述反相器的输出端相连，其复位端接收所述第二比较结果；

驱动器，其输入端与所述第二RS触发器的输出端相连，其输出端产生所述驱动信号。

根据本发明的一个实施例，所述第二比较器的第一输入端经由前沿消隐电路接收所述外部输入的峰值电压。

所述等效电流满足如下条件：I_ref·T=I_pk·T_demag，其中I_ref表示所述等效电流的电流值，T表示所述开关电源的开关周期，I_pk表示所述开关电源的原边绕组的峰值电流，T_demag表示所述开关电源的副边绕组的去磁时间。

本发明还提供了一种开关电源，包括上述任一项控制器，还包括：

变压器，其原边绕组的同名端接收输入信号，其辅助绕组的异名端连接所述过零检测电路的输入端，所述辅助绕组的同名端接地；

开关管，其漏极连接所述变压器原边绕组的异名端，其栅极接收所述控制器产生的驱动信号，其源极经由采样电阻接地；

续流二极管，其正极连接所述变压器的副边绕组的异名端，其负极经由输出电容连接所述副边绕组的同名端并接地。

根据本发明的一个实施例，所述开关电源还包括：整流桥和输入电容，外部输入的交流信号经由所述整流桥整流以及输入电容滤波后传输至所述变压器的初级绕组的同名端。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明实施例的控制开关电源恒定输出电流的控制器能够将峰值比较点、充放电电流的比例相互关联起来，在电路进行修调时，通过在测试端口施加测试电压来消除由于两者各自的不匹配而导致的一致性问题。

附图说明

图1是现有技术中一种开关电源的电路图；

图2是图1所示电路的信号波形图；

图3是本发明第一实施例中的开关电源的电路图；

图4是本发明第二实施例中的开关电源的电路图；

图5是本发明实施例中的充放电平衡电路的电路图；

图6是本发明实施例中的充放电平衡电路在测试修调模式下的电路结构；

图7是本发明实施例中的充放电平衡电路的一种替换形式的电路图；

图8是本发明实施例中的充放电平衡电路的另一种替换形式的电路图；

图9是本发明实施例中的充放电平衡电路的再一种替换形式的电路图；

图10是本发明实施例中的峰值采样保持电路的电路图；

图11是图10所示电路的信号波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。

根据前述分析，开关电源电路一致性不好的根本原因主要是：峰值比较点、充放电电流的比例通常是分开来控制的。而本实施例的电路结构能将峰值比较点、充放电电流的比例相互联系起来控制，在电路做修调时，通过测试端口施加测试电压，能够消除由于两者各自的不匹配而导致的一致性问题。

进一步地，由背景技术中的推导可知，输出电流为：

$I_{\mathrm{out}}=\frac{1}{2}\·n\·I_{\mathrm{pk}}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}$

如果要控制输出电流恒定，则只需要控制：

$I_{\mathrm{ref}}=I_{\mathrm{pk}}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}$

即I_ref·T=I_pk·T_demag，其中I_ref为参考电流，I_pk为原边绕组的峰值电流，T_demag为副边绕组的去磁时间。在相同外围电路情况下，可以对充放电平衡电路进行改进，将充电电流和放电电流的大小分别由对应的基准电压来控制，从而得到图3和图4的电路结构。

参考图3，该开关电源主要包括：变压器T（包括原边绕组L1、副边绕组L2和辅助绕组L3）、开关管306、续流二极管D1、采样电阻Rs、输出电容Cbulk、整流桥301、输入电容Cin以及控制器30，此外还包括一些外部的辅助元器件，为了简化，并不做一一详述。需要说明的是图3中所示的电路是工作在正常模式下的，而非测试修调模式。

其中，外部输入的交流信号AC经由整流桥301整流以及输入电容Cin滤波之后，产生传输至变压器T的原边绕组L1同名端的输入信号，原边绕组L1的异名端连接开关管306的漏极。开关管306的栅极接收控制器30产生的驱动信号GD，源极经由采样电阻Rs接地。续流二极管D1的正极连接变压器T的副边绕组L2的异名端，续流二极管D1的负极连接输出电容Cbulk的一端，输出电容Cbulk的另一端连接副边绕组L2的同名端并接地。输出电容Cbulk的两端可以并联负载，例如负载LED等。

辅助绕组L3的同名端接地，异名端输出反馈信号FB至控制器30。控制器30根据反馈信号FB以及采样电阻Rs两端的采样电压Vcs产生驱动信号GD，用以控制开关管306的导通和关断。

进一步而言，控制器30包括：过零检测电路329、充放电平衡电路300、第一比较器321、第二比较器324、前沿消隐电路（LEB）325、逻辑控制电路。

其中，过零检测电路329接收辅助绕组L3输出的反馈信号FB，用于检测开关电源的续流二极管D1的导通时间，产生导通时间信号Tdemag。充放电平衡电路300在导通时间信号Tdemag的控制下产生充电信号。第一比较器321的第一输入端接收充放电平衡电路300输出的充电信号，第二端接收预设的第一基准电压Vrefa，输出端产生第一比较结果。第二比较器324的第一输入端经由前沿消隐电路325接收采样电阻Rs两端的峰值电压Vcs，第二输入端接收预设的第二基准电压Vrefb，输出端产生第二比较结果。逻辑控制电路根据导通时间信号Tdemag、第一比较结果以及第二比较结果产生驱动信号GD，驱动信号GD用于控制开关电源的开关管306的导通和关断。

本领域技术人员应当理解，虽然本实施例中第二比较器324的第一输入端是经由前沿消隐电路325接收峰值电压Vcs的，但是在其他具体实施例中，第二比较器324的第一输入端也可以直接接收该峰值电压Vcs。

更加具体而言，充放电平衡电路300包括：电容C1、充放电单元。其中，电容C1的第一端Vc连接第一比较器321的第一输入端，电容C1的第二端接地。充放电单元在开关电源的整个开关周期内向电容C1提供持续的等效电流以对电容C1进行充电或者放电，也即在整个开关周期内，都有一恒定的等效电流对电容C1进行充电或放电。

作为一个非限制性的例子，本实施例中充放电单元包括第一电压电流变换器I3、第二电压电流变换器I4以及开关电路。其中，第一电压电流变换器I3将其电压输入端接收到的第三基准电压Vref1转换为对电容C1进行充电的充电电流。第二电压电流变换器将其电压输入端接收到的输入电压转换为对电容C1进行放电的放电电流。开关电路串接在第一电压电流变换器I3的输出端与第二电压电流变换器I4的输出端之间，在导通时间信号Tdemag的控制下对电容C1的充电和放电进行调节，使得在开关电源的整个开关周期内都有持续的等效电流对电容C1进行充电或者放电（图3所示的实施例中具体为第一电压电流变换器I3的输出电流持续对电容C1进行充电）。更加具体而言，等效电流满足如下条件：I_ref·T=I_pk·T_demag，其中I_ref表示等效电流的电流值，T表示开关电源的开关周期，I_pk表示开关电源的原边绕组的峰值电流，T_demag表示开关电源的副边绕组的去磁时间。

在电容C1的充电电流和放电电流达到平衡时后，表示放电电流对输出电流持续时间的积分与充电电流对整个开关周期的积分相同，从而输出及的平均电流与基准电流成正比。

在图3和图5所示的实例中，开关电路具体包括第三开关S4、其第一端与第一电压电流变换器I3的输出端以及电容C1的第一端Vc相连，其第二端与第二电压电流变换器I4的输出端相连，其控制端接收上述导通时间信号Tdemag。

图4和图3所示的开关电路都是在正常工作模式下的结构，二者的电路结构基本相同，区别仅在于图3中第二电压电流变换器I4的电压输入端接收到的输入电压是第二基准电压Vrefb，而在图4中第二电压电流变换器I4的电压输入端接收到的输入电压是峰值电压Vcs经过峰值采样保持电路327得到的。

峰值采样保持电路的具体结构以及工作原理请参见图10和图11，具体而言，该峰值采样保持电路包括开关S10和电容Cs。其中，开关S10的第一端接收峰值电压Vcs，第二端连接电容Cs的一端，控制端接收信号GD1；而电容Cs的另一端接地。其中，信号GD1可以根据图3、图4中所示的驱动信号GD得到，具体为在驱动信号GD上减去前沿消隐（LEB）时间即可。在信号GD1为逻辑高时，对峰值电压Vcs采样；在信号GD1为逻辑低时保持，从而得到表示原边峰值电流的采样电压Vsa。

仍然参考图5，在该充放电平衡电路中，假设：

I₃=K_aV_ref1/R₁；

I₄=K_bV_ref2/R₂；

其中，K_a、K_b是电路制造过程中导致的偏差系数，一般接近于1。R1、R2为电压转换电流时的等效电阻，V_ref1和V_ref2分别是第三基准电压Vref1和第四基准电压Vref2的电压值，I₃和I₄分别是第一电压电流变换器I3和第二电压电流变换器I4的输出电流。

与先前的分析类似，恒流占空比：

$\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}=\frac{K_a\·R_2\·V_{\mathrm{ref}1}}{K_b\·R_1\·V_{\mathrm{ref}2}}$

因此，常规的电路中恒流占空比是一个与工艺偏差相关的参数。仅作上述改进，对电路一致性的改进有限。

参考图6，作为一个优选的实施例，本实施例的控制器还包括：测试端口401、第一开关S5以及第二开关S6。其中测试端口401与第二电压电流变换器I4的电压输入端相连；第一开关S5的第一端与测试端口401相连，第二端接收第四基准电压Vref2；第二开关S6的第一端与测试端口401相连，第二端经由电平位移及跟随电路402与电容C1的第一端Vc相连。

图6示出的电路是在测试修调模式下的结构，第一电压电流变换器I3的输出端与第二电压电流变换器I4的输出端接通（在图6中具体为第三开关S4导通），第一开关S5关断，第二开关S6导通，在所述测试端口401上施加有测试电压，从而将测试电压施加在第二电压电流变换器I4的电压输入端上。

换言之，第二电压电流变换器I4的电压输入端的输入电压是可以切换的，在测试修调模式下，其电压输入端通过测试端口401被强制施加为测试电压；在正常模式下，其电压输入端切换为接收第四基准电压Vref2。

需要说明的是，该第四基准电压Vref2可以是任意预设的电压值。例如优选地，在图3所示的实例中，第四基准电压Vref2与第二基准电压Vrefb相同，而在图4所示的实例中，第四基准电压Vref2是外部输入的峰值电压Vcs经过峰值采样保持电路327得到的。

图6所示的电路结构加入了测试修调模式，在进行参数修调时，能够把电流传递等偏差放到基准的测试中。具体而言，如图6所示，在测试修调模式中，电路构成稳定的闭环，由于充放电最终达到平衡，因此有：

$V_{\mathrm{test}}=\frac{K_a\×R_2\×V_{\mathrm{ref}1}}{K_b\×R_1}$

其中，V_test表示测试电压V_test的电压值。在测试修调模式下，以测试端口401施加的测试电压V_test来修调第三基准电压Vref1，使得测试电压V_test的数据是准确的，有：

$V_{\mathrm{ref}1}=\frac{K_b}{K_a}\×\frac{R_1}{R_2}\×V_{\mathrm{test}}$

在正常模式（即恒流模式）中，第一开关S5关断，第二开关S6导通，第三开关S4由导通时间信号Tdemag控制，在环路稳定之后：

$K_b\·\frac{V_{\mathrm{ref}2}}{R_2}\·T_{\mathrm{demag}}=K_a\·\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_1}\·T$

$\frac{V_{\mathrm{ref}2}\·T_{\mathrm{demag}}}{T}=\frac{K_a\·V_{\mathrm{ref}1}\·R_2}{K_b\·R_1}=V_{\mathrm{test}}$

优选地，第四基准电压Vref2正比于第二基准电压Vrefb（即第二比较器的电压比较点），或者正比于峰值电压Vcs经采样保持电路得到的电压，作为一个非限制性的例子，此处设置为相等，即：

$I_{\mathrm{pk}}=\frac{V_{\mathrm{ref}2}}{R_s}$

因此，输出电流完全由测试电压V_test决定，与电压电流变换器的传递误差无关，与第四基准电压Vref2的电压值取值大小无关：

$I_{\mathrm{out}}=\frac{1}{2}\·n\·I_{\mathrm{pk}}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}=\frac{1}{2}\·n\·\frac{V_{\mathrm{test}}}{R_s}$

因此，通过在电路的测试修调模式中采用测试电压V_test进行修调，使得输出电流完全由测试电压V_test决定，极大地改善了电路的一致性。

而对于图1中所示的传统电路，即使采用上述技术方案，也无法改善电路一致性，具体如下：

在测试修调模式将开关S1和S2导通，将电流源替换为电压转换电流的电流源，假设两个电流源的输出电流为：

I₁=K_cV_ref3/R₃

I₂=K_dV_ref4/R₄

其中，Kc和Kd是电路制造过程中导致的偏差系数，一般接近于1。R₃、R₄为电压转换电流时的等效电阻，V_ref3和V_ref4分别表示输入至两个电流源的电压。

在测试修调模式下，

K_cV_ref3/R₃=K_dV_test/R₄

在正常工作模式下：

$I_{\mathrm{out}}=\frac{1}{2}\·n\·I_{\mathrm{pk}}\·\frac{I_1}{I_1+I_2}=\frac{1}{2}\·n\·\frac{V_{\mathrm{ref}4}}{R_s}\·\frac{\frac{V_{\mathrm{ref}3}}{R_3}\·K_c}{\frac{V_{\mathrm{ref}3}}{R_3}\·K_c+\frac{V_{\mathrm{ref}4}}{R_4}\·K_{\text{d}}}$

进一步得到：

$I_{\mathrm{out}}=\frac{1}{2}\·n\·\frac{V_{\mathrm{ref}4}}{R_s}\·\frac{\frac{V_{\mathrm{test}}}{R_4}\·K_d}{\frac{V_{\mathrm{test}}}{R_4}\·K_d+\frac{V_{\mathrm{ref}4}}{R_4}\·K_d}$

$=\frac{1}{2}\·n\·\frac{V_{\mathrm{ref}4}}{R_s}\·\frac{V_{\mathrm{test}}}{V_{\mathrm{test}}+V_{\mathrm{ref}4}}$

由上可知，输出电流与测试电压V_test以及V_ref4都有关系，并不能完全由测试电压V_test决定，仍然会影响电路的一致性。只有在测试电压V_test与V_ref4存在固定关系时，才能得到较好的一致性，即需要修调测试电压V_test和电压V_ref4，这样会增加修调压点，使得电路更加复杂，而且一致性也变差。

参考图7，图7示出了另一种充放电平衡电路的结构，与图5所示的充放电平衡电路相比，其中的开关位置发生了变化。该电路具体包括：第一电压电流变换器I3，将接收到的第三基准电压Vref5转换为充电电流；第二电压电流变换器I6，将接收到的第四基准电压Vref6转换为放电电流，类似地，该第四基准Vref6可以在测试修调模式下切换为上述测试电压；第四开关S5，第一端与第一电压电流变换器I5的输出端相连，第二端与第二电压电流变换器I6的输出端以及电容的第一端相连，控制端接收导通时间信号Tdemag。

参考图8，图8示出了又一种充放电平衡电路的结构，与图5所示的充放电平衡电路相比，其中的开关电路发生了变化并且引入了第三电压电流变换器。该电路具体包括：第一电压电流变换器I7，将接收到的第三基准电压Vref7转换为充电电流；第二电压电流变换器I9将接收到的第四基准电压Vref8转换为放电电流类似地，在测试修调模式下第四基准电压Vref8也可以切换为上述测试电压；第三电压电流变换器I8，其电压输入端与第一电压电流变换器I7的电压输入端相连，因此接收到的也是第三基准电压Vref7；第五开关S6，第一端与第二电压电流变换器I9以及第三电压电流变换器I8的输出端相连，第二端与电容的第一端相连，控制端接收导通时间信号Tdemag；第六开关S7，第一端与第一电压电流变换器I7的输出端相连，第二端与电容的第一端相连，控制端接收导通时间信号Tdemag的反相信号。在该电路结构下，仍有：

$\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}=\frac{I_7}{I_7+I_9-I_8}$

令I₇=I₈，则结果与先前描述相同，仍然有一等效电流I7在整个开关周期内对电容进行充电。

参考图9，图9示出了再一种充放电平衡电路的结构，与图5所示的充放电平衡电路相比，其中的开关电路发生了变化，另外第二电压电流变换器的电压输入端接收到的输入电压也发生了变化。该电路具体包括：第一电压电流变换器I10，将接收到的第三基准电压Vref9转换为充电电流；第二电压电流变换器I11，其电压输入端接收到的第四基准电压是第五基准电压Vref10和第三基准电压Vref9之差，类似地，在测试修调模式下，也可以将第四基准电压切换为测试电压；第五开关S8，第一端与第二电压电流变换器I11的输出端相连，第二端与电容的第一端相连，控制端接收导通时间信号Tdemag；第六开关S9，第一端与第一电压电流变换器I10的输出端相连，第二端与电容的第一端相连，第六开关S9的控制端接收导通时间信号Tdemag的反相信号。在图9所示的电路结构下，在整个开关周期内，仍有一等效电流（即第三基准电压Vref9转换产生的电流）持续地对电容进行充电。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (13)

1.一种控制开关电源恒定输出电流的控制器，包括：

过零检测电路，检测开关电源的续流二极管的导通时间，产生导通时间信号；

充放电平衡电路，在所述导通时间信号的控制下产生充电信号；

第一比较器，其第一输入端接收所述充电信号，其第二输入端接收预设的第一基准电压，其输出端产生第一比较结果；

第二比较器，其第一输入端接收外部输入的峰值电压，其第二输入端接收预设的第二基准电压，其输出端产生第二比较结果；

逻辑控制电路，根据所述导通时间信号、第一比较结果和第二比较结果产生驱动信号，以控制所述开关电源内的开关管的导通和关断；

其特征在于，所述充放电平衡电路包括：

电容，其第一端连接所述第一比较器的第一输入端，其第二端接地；

充放电单元，在所述开关电源的整个开关周期内向所述电容提供持续的等效电流以对所述电容进行充电或者放电；

其中，在所述开关电源的整个开关周期内向所述电容提供持续的等效电流以对所述电容进行充电或者放电是指：在整个开关周期内都有恒定的等效电流对所述电容进行充电，或在整个开关周期内都有恒定的等效电流对所述电容进行放电；

所述等效电流满足如下条件：I_ref·T＝I_pk·T_demag，其中I_ref表示所述等效电流的电流值，T表示所述开关电源的开关周期，I_pk表示所述开关电源的原边绕组的峰值电流，T_demag表示所述开关电源的副边绕组的去磁时间。

2.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述充放电单元包括：

第一电压电流变换器，将其电压输入端接收到的第三基准电压转换为对所述电容充电的充电电流；

第二电压电流变换器，将其电压输入端接收到的输入电压转换为对所述电容放电的放电电流；

开关电路，串接在所述第一电压电流变换器的输出端与所述第二电压电流变换器的输出端之间，在所述导通时间信号控制下调节所述电容的充电和放电，使得在所述开关电源的整个开关周期内都有持续的等效电流对所述电容进行充电或者放电。

3.根据权利要求2所述的控制器，其特征在于，还包括：

测试端口，与所述第二电压电流变换器的电压输入端相连；

第一开关，其第一端与所述测试端口相连，第二端接收第四基准电压；

第二开关，其第一端与所述测试端口相连，第二端经由电平位移及跟随电路与所述电容的第一端相连。

4.根据权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述控制器进入测试修调模式，所述开关电路将所述第一电压电流变换器的输出端与所述第二电压电流变换器的输出端接通，所述第一开关关断，所述第二开关导通，所述测试端口施加有测试电压。

5.根据权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述第四基准电压与所述第二基准电压相同，或者所述第四基准电压是外部输入的峰值电压经过峰值采样保持电路得到的。

6.根据权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述开关电路包括：第三开关，其第一端与所述第一电压电流变换器的输出端以及电容的第一端相连，其第二端与所述第二电压电流变换器的输出端相连，其控制端接收所述导通时间信号。

7.根据权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述开关电路包括：第四开关，其第一端与所述第一电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述第二电压电流变换器的输出端以及所述电容的第一端相连，其控制端接收所述导通时间信号。

8.根据权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述开关电路包括：

第五开关，其第一端与所述第一电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述电容的第一端相连；

第六开关，其第一端与所述第二电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述电容的第一端相连，所述第五开关和第六开关的控制端分别接收所述导通时间信号及其反相信号；

所述控制器还包括：对所述电容进行充电的第三电压电流变换器，其输出端连接所述第六开关的第一端，所述第三电压电流变换器的电压输入端与所述第一电压电流变换器的电压输入端相连。

9.根据权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述开关电路包括：

第五开关，其第一端与所述第一电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述电容的第一端相连；

第六开关，其第一端与所述第二电压电流变换器的输出端相连，其第二端与所述电容的第一端相连，所述第五开关和第六开关的控制端分别接收所述导通时间信号及其反相信号；

所述第二电压电流变换器的电压输入端接收到的输入电压为第五基准电压与所述第三基准电压之差。

10.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述逻辑控制电路包括：

第一RS触发器，其置位端接收所述导通时间信号，其复位端接收所述第一比较结果；

反相器，其输入端与所述第一RS触发器的输出端相连；

第二RS触发器，其置位端与所述反相器的输出端相连，其复位端接收所述第二比较结果；

驱动器，其输入端与所述第二RS触发器的输出端相连，其输出端产生所述驱动信号。

11.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述第二比较器的第一输入端经由前沿消隐电路接收所述外部输入的峰值电压。

12.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求1至11中任一项所述的控制器，还包括：

变压器，其原边绕组的同名端接收输入信号，其辅助绕组的异名端连接所述过零检测电路的输入端，所述辅助绕组的同名端接地；

开关管，其漏极连接所述变压器原边绕组的异名端，其栅极接收所述控制器产生的驱动信号，其源极经由采样电阻接地；

续流二极管，其正极连接所述变压器的副边绕组的异名端，其负极经由输出电容连接所述副边绕组的同名端并接地。

13.根据权利要求12所述的开关电源，其特征在于，还包括：整流桥和输入电容，外部输入的交流信号经由所述整流桥整流以及输入电容滤波后传输至所述变压器的初级绕组的同名端。