CN102761275A

CN102761275A - 一种原边反馈ac-dc开关电源的抖频控制系统

Info

Publication number: CN102761275A
Application number: CN2012102113876A
Authority: CN
Inventors: 许煌樟
Original assignee: Microelectronics Co Ltd Of Shenzhen City First Stable
Current assignee: Microelectronics Co Ltd Of Shenzhen City First Stable
Priority date: 2012-06-26
Filing date: 2012-06-26
Publication date: 2012-10-31
Anticipated expiration: 2032-06-26
Also published as: CN102761275B

Abstract

本发明公开了一种原边反馈AC-DC开关电源的抖频控制系统，包括控制芯片、变压器、NMOS管；控制芯片还包括一频率抖动单元，频率抖动单元与控制芯片内的恒流频率控制单元连接；频率抖动单元设置抖频控制电流产生电路，抖频控制电流产生电路包括振荡器、分频器、若干组电流源和开关；恒流频率控制单元包括充电电流源、放电电流源、第一开关、第二开关、反相器、电容和比较器。本发明通过在控制芯片中引入适当的频率抖动，使抖频控制系统的工作频率在一定的范围内周期性地抖动，从而使电磁干扰的能量分散于整个抖频范围内的频率段，而不是集中于某个频率点，从而使抖频控制系统具有很低的电磁干扰，其恒流特性不受频率抖动的影响。

Description

一种原边反馈AC-DC开关电源的抖频控制系统

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及的是一种原边反馈AC-DC开关电源的抖频控制系统。

背景技术

原边反馈方式的AC—DC控制技术是最近10年间发展起来的新型AC—DC控制技术，与传统的副边反馈开关电源机构结构相比，其最大的优势在于省去了隔离芯片以及与隔离芯片配合工作的一组元器件，这样就节省了电路板上的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性。原边反馈直流电源在手机充电器等成本压力较大的应用领域，以及LED驱动电源等对体积要求很高的应用领域有较大的市场份额。

附图1给出了现有技术的一种原边反馈AC-DC电源控制芯片及其应用的结构框图，如附图1所示，所述原边反馈AC-DC驱动电源包括控制芯片、变压器、NMOS管，所述变压器包括原边绕组Np、辅助绕组Na以及次级绕组Ns，所述控制芯片包括副边导通时间检测单元、恒流频率控制单元、恒压控制单元、与门逻辑、RS触发器、PFM单元、驱动单元、逐周期限流单元以及内建电源模块。

在采用这种控制芯片构成的原边反馈AC-DC电源中，电阻R1和电阻R2构成取样电路，所述FB引脚为辅助绕组Na电压反馈引入脚，并从电阻R1和电阻R2构成取样电路中取得信号。在控制芯片内部，FB引脚连接到输出电压侦测单元和副边导通时间检测单元的输入端，所述导通时间检测单元的输出连接到恒流频率控制单元，所述输出电压侦测单元的输出端连接到恒压频率控制单元，所述CS引脚为原边绕组Np电流检测信号引入脚，从NMOS管源极电阻R3上取得信号。在控制芯片内部，CS引脚连接到逐周期限流单元的输入端，恒流频率控制单元和恒压频率控制单元的输出信号分别连接与门的两个输入端，与门逻辑的输出端(即开启信号)和逐周期限流单元的输出端(即关断信号)分别连接到RS触发器的S端和R端，所述RS触发器的输出端即Q端连接到PFM单元的输入端，PFM单元连接到驱动单元，所述驱动单元的输出端与控制芯片的OUT引脚连接，OUT引脚输出接至NMOS管的栅极，用于驱动外部的功率NMOS管。VCC引脚为控制芯片的电源引脚，用于为整个控制芯片接入外部电源；FB引脚同时作为恒流频率控制信号和恒压频率控制信号，其恒流频率控制用于侦测辅助绕组Na的导通时间，以便恒流频率控制单元按比例调节工作周期，使得次级绕组Ns输出电流稳定在设定的值，即实现LED驱动电源的恒流功能；其恒压频率控制用于侦测副边导通时辅助绕组的电压，间接反映输出绕组的电压，进而间接反映输出电压的大小，并根据所侦测到的电压大小来调节开关频率，使得输出电压稳定在设定值。CS为原边绕组Np电流侦测引脚，用于侦测原边绕组Np导通时的峰值电流，以实现各周期过程中的逐周期限流，进而使得每个周期传输的能量均相同；GND为芯片的接地引脚。当系统正常工作时，由于变压器原边绕组Np的极性相对辅助绕组Na和次级绕组Ns同名端相反，因此在原边绕组Np导通时，FB引脚为负电压；当处于次级绕组Ns导通阶段时，由于辅助绕组Na与次级绕组Ns同名端极性相同，因此FB电压为正电压，此时变压器副边绕组电压为Vs=Vo+Vz，辅助绕组电压Va=Vs×(NA/NS)=VFB×R2/(R1+R2) ,因此Vo=VFB×R2×NS/[(R1+R2)*NA]-Vz，也就是输出电压是反馈电压VFB的函数，芯片通过恒压频率控制单元来调节VFB到设定值，即可使得输出电压Vo稳定在设定值，此时系统工作在恒压模式；当系统工作在恒流模式时，副边导通时间检测单元可通过侦测FB引脚为正电压的时间来确定次级绕组Ns的导通时间Tons，并以此为依据来确定系统的工作周期T=K×Tons，其中K为比例系数。由于系统工作于断续模式，每个周期均要使原边绕组Np储存的能量全部在次级绕组Ns释放，这样次级绕组Ns的平均输出电流Iout=Ips×Tons/T=Ipp×(NS /NP) ×(1/K)， Ips为次级绕组Ns导通时的峰值电流，Ipp为原边绕组Np导通时的峰值电流，Ns为次级绕组Ns的圈数，Np为原边绕组Np的圈数。这样只要设定好Ipp和K及变压器参数，那么次级绕组Ns的输出电流就是一个恒定值。

当系统工作在恒流模式时，在输入电压和输出电压都固定时，对相同的系统参数，副边导通时间Tons=（Ips×Ls）/（Vout+Vz）= Ipp×(NS /NP) ×Ls /（Vout+Vz）=（Vcs/R3）×(NS /NP)×Ls/（Vout+Vz），由于Vcs为芯片内部的限流阈值，是个定值，其余参数也均为定值，因此副边导通时间Tons为定值，这样周期T=K×Tons为固定值，也就是当系统工作在恒流模式时，其工作频率是固定的，这样EMI的能量都集中在该工作频率及其N次谐波上，从而使得EMI很大，难以达到充电器和LED驱动系统对EMI的要求。

因此，现有技术存在缺陷，需要改进。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种电磁干扰较低的原边反馈AC-DC开关电源的抖频控制系统。

本发明的技术方案如下：一种原边反馈AC-DC开关电源的抖频控制系统，包括控制芯片、变压器、NMOS管，所述控制芯片包括副边导通时间侦测单元、恒流频率控制单元、输出电压侦测单元、恒压频率控制单元、内建电源单元、与门逻辑、RS触发器、PFM单元、驱动单元和逐周期限流单元；所述控制芯片还包括一频率抖动单元，所述频率抖动单元与所述恒流频率控制单元连接；所述恒流频率控制单元包括充电电流源、放电电流源、第一开关、第二开关、反相器、电容和比较器；所述频率抖动单元设置抖频控制电流产生电路，所述抖频控制电流产生电路包括振荡器、分频器、若干组电流源和开关。

应用于上述技术方案，所述的抖频控制系统中，所述频率抖动单元的输出端与所述充电电流源连接。

应用于上述各个技术方案，所述的抖频控制系统中，所述频率抖动单元的输出端与所述放电电流源连接。

采用上述方案，本发明通过设置频率抖动单元，并且，所述频率抖动单元与所述恒流频率控制单元连接；通过所述频率抖动单元设置抖频控制电流产生电路，所述抖频控制电流产生电路包括振荡器、分频器、若干组电流源和开关；所述恒流频率控制单元包括充电电流源、放电电流源、第一开关、第二开关、反相器、电容和比较器；从而使抖频控制系统的工作频率在一定的范围内周期性地抖动，从而使电磁干扰（EMI）的能量分散于整个抖频范围内的频率段，而不是集中于某个频率点，从而使抖频控制系统具有很低的电磁干扰，并且，其恒流特性不受频率抖动的影响。

附图说明

图1为现有技术中的原边反馈AC-DC开关电源控制系统结构示意图。

图2为本发明提出的电路示意图。

图3为本发明中恒流频率控制单元的一种电路示意图。

图4 为本发明中抖频控制电流产生电路示意图。

图5为本发明中系统工作于恒流模式时，各主要节点的波形图。

图6为本发明中恒流频率控制单元的另一种电路示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例，对本发明进行详细说明。

如图2所示，本实施例提供了一种原边反馈AC-DC开关电源的抖频控制系统，所述抖频控制系统工作于恒流模式时，通过引入适当的频率抖动，使抖频控制系统的工作频率在一定的范围内周期性地抖动，从而使电磁干扰（EMI）的能量分散于整个抖频范围内的频率段，而不是集中于某个频率点，从而使抖频控制系统具有很低的电磁干扰。此外，由于频率的抖动是周期性的，在平均频率上下较窄的一段范围内抖动，因此系统的平均工作频率仍然是固定的，其平均周期T仍然等于K*Tons，从而保证系统的平均输出电流Iout=Ips×Tons/T=0.5×Ipp×(NS /NP) ×(1/K)不变，即系统的恒流特性不受频率抖动的影响。

其中，抖频控制系统包括控制芯片1、变压器3、NMOS管2，所述控制芯片1包括副边导通时间侦测单元101、恒流频率控制单元102、输出电压侦测单元103、恒压频率控制单元105、内建电源单元104、与门逻辑106、RS触发器107、PFM单元108、驱动单元109和逐周期限流单元110、以及一频率抖动单元111。

并且，频率抖动单元111与恒流频率控制单元102连接；如图3所示，图3是恒流频率控制单元102的内部电路示意图。恒流频率控制单元102由充电电流源1021、放电电流源1023、第一开关1022、第二开关1024、反相器1025、电容1026和比较器1027组成。其中充电电流源1021的一端接电源，另一端接第一开关1022的输入端，同时连接频率抖动单元111的输出端；第一开关1022的输出端连接电容1026的上极板和放电电流源1023的一端，同时连接比较器1027的同相输入端；第一开关1022的控制端连接反相器1025的输出端；反相器1025的输入端连接副边导通时间侦测单元101，输入副边导通时间侦测单元101的输出信号Tons；放电电流源1023的另一端连接第二开关1024的输入端；第二开关1024的输出端接地，第二开关1024的控制端连接副边导通时间侦测单元101，输入其输出信号Tons；比较器1027的反相输入端连接内部基准电压Vref；比较器1027的输出端out连接与门逻辑106的一个输入端。

并且，所述频率抖动单元设置抖频控制电流产生电路，通过抖频控制电流产生电路产生一个抖频控制电流Ij；其中，如图4所示，图4为抖频控制电流Ij的产生电路，它由振荡器、分频器和若干组(n组)电流源和开关组成。设振荡器周期为t，则在一个大周期T0=2n×t内，Ij的电流将在-2ⁿ×I0到2ⁿ×I0之间变化，变化的步长为I0，每一步持续时间为t，这样在整个大周期T0内Ij的平均电流等于零。抖频控制电流Ij进入恒流频率控制单元102并叠加在充电电流源1021上，因此实际的充电电流Ic= I/(K-1)+Ij，这样Ic就是一个周期性变化的电流，其变化范围为I/(K-1)- 2ⁿ×I0至I/(K-1)+ 2ⁿ×I0其变化的步长为I0，每一步持续时间为t，且在大周期T0内平均电流为I/(K-1)；因此电容1026充电的时间(Tonp+Toff)也会周期性地变化，系统在恒流模式时的工作频率也会周期性地变化，即实现了抖频功能，而在一个大周期T0内，平均频率是固定不变的，不受抖频的影响，从而保证了输出电流的恒定。

并且，如图5所示，图5是抖频控制系统工作于恒流模式时，各主要节点的波形图。其中Tons为副边导通时间，Tonp为原边导通时间，Is为副边电流，Ips为副边电流峰值，Toff原副边均关断的时间，T为周期；当原边关断、副边导通时(Tonp=0，Tons=1)，辅助绕组Na电压反馈引入脚FB的电压VFB为正电压，副边导通时间侦测单元101的输出信号为高电平，第二开关1024导通、第一开关1022关断，放电电流源1023给电容1026放电，放电电流大小为I，此时电容1026上极板电压Vc从最高点V1开始下降，下降斜率为S；当副边放电完毕时，引入脚FB电压会下降，并经过谐振后趋于零，在引入脚FB电压的下降沿，副边导通时间侦测单元101的输出信号也从高电平跳变为低电平，第一开关1022导通、放电电流源1023关闭，电容1026上极板电压Vc电压被放电到V0，并进入充电阶段，先假设Ij=0，则充电电流为I/(K-1)，电容1026上极板电压Vc上升斜率为S/(K-1)，此时抖频控制系统处于原边、副边均关断的阶段Toff；当电容1026上极板电压Vc电压上升到内部基准电压Vref时，比较器1027的输出发生反转，输出开启信号，比较器1027的输出端OUT输出高电平，原边导通，辅助绕组Na电压反馈引入脚FB的电压变为负电压，因此副边导通时间侦测单元101的输出信号仍为低电平，Vc电压按照原斜率继续上升，原边导通后，原边峰值电流开始上升，电阻R3上的控制芯片引入脚CS的电压开始上升，当引入脚CS的电压上升至逐周期限流阈值时，逐周期限流单元110发出脉冲，RS触发器107输出端Q发生翻转，其输出信号变为低电平，原边关闭，进入副边导通阶段；由于每个周期限流阈值均相同，且线电压和变压器参数均固定，因此原边导通时间Tonp为一固定值，因此V1=Vref+Tonp×[S/(K-1)]也为一固定值；Vc的最低电压V0=V1-(Tons×S)，则Tons=(V1-V0)/S；而Toff+Tonp=(V1-V0) ×[S/(K-1)]=Tons×(K-1)；因此T= Tons×K，故平均输出电流Io=0.5×Ips×Tons/T= Ipp×(NS /NP) ×(1/K)是一个定值。

或者，所述频率抖动单元的输出端与所述放电电流源连接，通过把抖频控制电流Ij叠加在放电电流源1023上来实现抖频功能；其中，如图6所示，放电电流源1023的一端接地，另一端连接第二开关1024，并同时连接频率抖动单元111的输出端；，输入抖频控制电流Ij；第二开关1024的控制端连接副边导通时间侦测单元101，输入其输出信号Tons，如此，通过将抖频控制电流Ij叠加在放电电流源1023上，基于同样的工作原理，可以实现抖频功率，使得抖频控制系统的工作频率在一定的范围内周期性地抖动，从而使电磁干扰EMI的能量分散于整个抖频范围内的频率段，而不是集中于某个频率点，从而使抖频控制系统具有很低的电磁干扰。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims

1.一种原边反馈AC-DC开关电源的抖频控制系统，包括控制芯片、变压器、NMOS管，所述控制芯片包括副边导通时间侦测单元、恒流频率控制单元、输出电压侦测单元、恒压频率控制单元、内建电源单元、与门逻辑、RS触发器、PFM单元、驱动单元和逐周期限流单元，其特征在于；

所述控制芯片还包括一频率抖动单元，所述频率抖动单元与所述恒流频率控制单元连接；

所述恒流频率控制单元包括充电电流源、放电电流源、第一开关、第二开关、反相器、电容和比较器；

并且，所述频率抖动单元设置抖频控制电流产生电路，所述抖频控制电流产生电路包括振荡器、分频器、若干组电流源和开关。

2.根据权利要求1所述的抖频控制系统，其特征在于，所述频率抖动单元的输出端与所述充电电流源连接。

3.根据权利要求1所述的抖频控制器，其特征在于，所述频率抖动单元的输出端与所述放电电流源连接。