CN103546034A

CN103546034A - 一种复合前馈控制型滞环控制系统

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Publication number: CN103546034A
Application number: CN201310532505.8A
Authority: CN
Inventors: 赵晋斌; 刘永晓
Original assignee: Shanghai University of Electric Power
Current assignee: Shanghai University of Electric Power
Priority date: 2013-10-30
Filing date: 2013-10-30
Publication date: 2014-01-29
Anticipated expiration: 2033-10-30
Also published as: CN103546034B

Abstract

本发明涉及一种复合前馈控制型滞环控制系统，包括依次连接的输入电压V_i、主开关管、滤波电路和负载R_o，所述的主开关管连接有驱动电路，还包括反馈旁路、调节电容C、滞环比较电路和前馈电路，所述的反馈旁路分别连接主开关管和负载R_o，所述的调节电容C与反馈旁路连接，所述的滞环比较电路的输入端分别连接调节电容C、前馈电路和主开关管，输出端与驱动电路连接，所述的前馈电路与输入电压V_i连接。与现有技术相比，本发明具有动态特性好、控制电路拓扑简单、成本低、效率高等优点。

Description

一种复合前馈控制型滞环控制系统

技术领域

本发明涉及PWM电压控制技术，尤其是涉及一种复合前馈控制型滞环控制系统。

背景技术

随着信息技术的迅猛发展，提供微处理器工作电压的供电电源VRM(voltageregulating module)的输出电压变得越来越低，输出电流越来越大，且在动态变化时要求供电电压的波动必须抑制在一个很小的范围，这样对VRM动态性能提出了较高的要求。通常，VRM最基本的控制方法是PWM电压控制，它是一种单环控制策略，其工作原理和算法简单。但是因为受到带宽的限制，其抗输入电压扰动能力和动态负载性能都比较差，尤其动态响应效果不甚理想。大信号扰动时，占空比饱和，动态过程就会变得缓慢，不适用于对动态性能要求较高的场合。比例控制电压模式结构简单，可以快速反映负载变化，但其无法在输入和负载变化下实现输出电压对期望值的稳定跟踪，系统存在稳态偏差。为此带积分补偿的电压模式控制成为实际应用中的常见结构，但积分环节的存在，使系统动态上产生滞后作用，降低了系统的动态响应，而且补偿环节设计相对复杂。电压模式控制属于传统的PID控制，其稳态误差可为零。众所周知，经典PID控制器的鲁棒性较差，这是由于PID控制是建立在系统的精确数学模型上的，对模型的依赖性强，当系统参数有较大变动时，控制效果会变差，严重时甚至会失去调节作用。在实际应用中，当一个调好参数的PID控制器被应用到模型参数时变系统时，系统的性能会变差，甚至不稳定。另外，在对PID参数进行整定的过程中，PID参数的整定值是具有一定局域性的优化值，而不是全局的最优值，因此这种控制作用无法从根本上解决动态品质和稳态精度的矛盾.传统PWM电压控制方法，必须使用运算放大器和三角载波产生电路以及其它补偿电路，这些易造成直流-直流变换器的制造成本上升，难以实现小型化和轻量化。调整相位补偿电路需要娴熟的设计技术，这一点并不容易做到。

传统型PWM电压控制方法采用的电路图如图1所示，其存在以下不足：

1.传统型PWM电压控制方法中，必须使用运算放大器和三角载波产生电路以及其它补偿电路，这些易造成直流-直流变换器的制造成本上升，难以实现小型化和轻量化。

2.运算放大器的误差特性将严重影响控制电路的性能。这样设计者在解决运算放大器的稳定问题时，必须耗费大量的时间和人力物力。

3.传统型PWM电压控制方法中调整相位补偿电路是通过误差放大器的增益和频宽改善负载变动特性，但这种方法需要娴熟的电源设计技术，并不容易做到。

4.传统PWM电压控制是建立在系统的精确数学模型上的，对模型的依赖性强，当系统参数有较大变动时，控制效果会变差，严重时甚至会失去调节作用。在实际应用中，当一个调好参数控制器被应用到模型参数时变系统时，系统的性能会变差，甚至不稳定。另外，在对参数进行整定的过程中，参数的整定值是具有一定局域性的优化值，而不是全局的最优值，因此这种控制作用无法从根本上解决动态品质和稳态精度的矛盾。

鉴于以上原因，传统型PWM电压控制方法难以满足输入输出高速瞬态响应、小型化、轻量化、低成本、高效率的技术指标。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种动态特性好、控制电路拓扑简单、成本低、效率高的复合前馈控制型滞环控制系统。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种复合前馈控制型滞环控制系统，包括依次连接的输入电压V_i、主开关管、滤波电路和负载R_o，所述的主开关管连接有驱动电路，还包括反馈旁路、调节电容C、滞环比较电路和前馈电路，所述的反馈旁路分别连接主开关管和负载R_o，所述的调节电容C与反馈旁路连接，所述的滞环比较电路的输入端分别连接调节电容C、前馈电路和主开关管，输出端与驱动电路连接，所述的前馈电路与输入电压V_i连接。

所述的反馈旁路包括依次连接的第一反馈调整电阻R_f、第一反馈调整电阻R和第三比例器，所述的第一反馈调整电阻R_f与负载R_o连接，所述的第三比例器与主开关管连接。

所述的滞环比较电路包括滞环比较器U、第一电阻R₁、第二电阻R₂和第一比较器，所述的滞环比较器U的输入负极与第一反馈调整电阻R_f连接，输入正极分别连接第一电阻R₁和第二电阻R₂，所述的第一电阻R₁与前馈电路连接，所述的第二电阻R₂与第一比较器连接，所述的第一比较器与主开关管连接。

所述的调节电容C一端分别连接第一反馈调整电阻R_f、滞环比较器U的输入负极，另一端接地。

所述的前馈电路包括第二比较器、前馈控制电压V₂和加法器，所述的第二比较器与输入电压V_i连接，所述的加法器的输入端分别连接第二比较器和前馈控制电压V₂，输出端与第一电阻R₁连接。

该控制系统输出电压V_o的表达式为：

V_{o} = \frac{V_{i} V_{L}}{V_{i} R_{p} / R_{f} + V_{L} - V_{H} + k_{3} V_{i} R_{p} / R}

其中，V_H、V_L分别为滞环比较器的高、低阈值电压，

V_{H} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} (V_{2} - k_{2} V_{i}) + \frac{R_{1}}{R_{1} + R_{2}} k_{1} V_{i}

V_{L} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} (V_{2} - k_{2} V_{i})

k₁、k₂、k₃分别为第一比例器、第二比例器、第三比例器的比例系数。

与现有技术相比，本发明提供一种在输出负载或者输入电压变动时，利用输入电压的直接前馈和间接前馈信息以及与输出电压反馈相结合的复合滞环控制方法。该方法结合了通过输入电压的变化情况来自动调节滞环宽度和利用输出电压调节电容充放电速率的特性，实现了对电容的充放电速率和滞环宽度的调节，带来了响应速度快和稳态结果好的效果。由于没有使用误差放大器。本发明具有以下优点：

1)无需运算放大器和三角载波电路，实现了输出电压的精确控制；

2)只需要一个滞环比较器和反馈系数调节电阻，控制电路的器件数量被大大减少，控制电路拓扑简单，成本和体积均得到了较大改善；

3)没有使用误差放大器，没有反馈相位延迟，完全不需要相位补偿电路，在消除了补偿电路带来的相位延迟问题的同时，有效提高了控制电路的动态特性；同时，控制电路的稳定性得到很大改善，无需耗费较大的人力物力，提高效率，节约成本，易于集成；

4)负载变动和输入电压变动时输出电压均可被控制在最小限度，输出电压过冲量和调节时间均极小，进而具有良好的调节和高速瞬态响应特性；

5)利用间接前馈和前馈复合控制，实现在输入电压变化时，滞环控制中高低阈值的相应变化，实现输出电压的快速恢复，满足了在输入电压和输出负载变化时的高速瞬态响应、小型、低成本、高效率的要求；

6)与传统型PWM电压控制方法进行比较，本发明当输入电压和负载电流改变时，输入端和输出端通过共同调节实现了电压控制，具有了输出电压的瞬态响应时间短，超调量小，波动小，稳定性高，误差可控的特点，从而满足了较好的动态和静态性能指标。

附图说明

图1为传统型PWM电压控制方法电路图；

图2为本发明的电路结构示意图；

图3为本发明输入电压改变的动作原理示意图；

图4为本发明输出电压改变的动作原理示意图；

图5为负载电流跃升一倍时传统控制与本发明的瞬态响应曲线比较图；

图6为负载电流跃降一倍时传统控制与本发明的瞬态响应曲线比较图；

图7为输入电压从6V跃降为5V时传统控制与本发明的瞬态响应曲线比较图；

图8为输入电压从5V跃升为6V时传统控制与本发明的瞬态响应曲线比较图；

图9为开关频率随负载电流变化的特性曲线。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图2所示，一种复合前馈控制型滞环控制系统，包括依次连接的输入电压V_i、主开关管S₁及S₂、滤波电路和负载R_o，所述的主开关管连接有驱动电路，滤波电路包括滤波电感L和滤波电容C_o，该滞环控制系统还包括反馈旁路、调节电容C、滞环比较电路和前馈电路，所述的反馈旁路分别连接主开关管和负载R_o，所述的调节电容C与反馈旁路连接，所述的滞环比较电路的输入端分别连接调节电容C、前馈电路和主开关管，输出端与驱动电路连接，所述的前馈电路与输入电压V_i连接。

上述复合前馈控制型滞环控制系统的周期表达式：

T = T_{ON} + T_{OFF}; {CR}_{P} (V_{H} - V_{L}) (\frac{1}{V_{A} - V_{H}} - \frac{1}{V_{B} - V_{L}}) - - - (1)

其中，

V_{A} = \frac{R_{P}}{R} V_{i} + \frac{R_{P}}{R_{f}} V_{o}, V_{B} = \frac{R_{P}}{R_{f}} V - - - (2)

上述滞环控制系统的输出电压表达式：

V_{o} = \frac{V_{i} V_{L}}{V_{i} R_{p} / R_{f} + V_{L} - V_{H} + k_{3} V_{i} R_{p} / R} - - - (3)

其中，

R_{p} = \frac{{RR}_{f}}{R + R_{f}} - - - (4)

V_H、V_L分别为滞环比较器的高、低阈值电压，

V_{H} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} (V_{2} - k_{2} V_{i}) + \frac{R_{1}}{R_{1} + R_{2}} k_{1} V_{i} - - - (5)

V_{L} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} (V_{2} - k_{2} V_{i}) - - - (6)

图3、图4分别为该滞环控制系统输入电压和输出电压改变的动作原理图。从图3可以看出，当输入电压变化后，滞环比较器高低阈值随即发生改变。输入电压变大时，高阈值变大，低阈值变小。此现象可从公式(5)和(6)说明。这样可使得占空比随着输入发生变动来快速调节输出电压，使输出电压保持在稳定值。

从图4可以看出，负载电流发生改变时，控制电路中调节电容C两端的电压发生改变，电容充放电的速率发生改变，进而主电路开关管的导通时间和关断时间发生改变。当输出电压增大时，电容充电速率加快，放电速率减慢，进而导通时间减小，关断时间增大，最终占空比减小，使得输出电压调整到稳态恒定值。同理，输出电压变小时，控制电路电容充电速率减慢，放电速率加快，进而导通时间增大，关断时间减小，占空比将增大，使得输出电压调整到稳态恒定值。

本发明通过输出电压的改变引起调节电容C两端的电压V_f变化，从而改变驱动电路的占空比和周期。

基于调节电容C电荷平衡的原理，实现充放电的控制进而实现比较器输出占空比和周期时间的调节。调节电容C两端电压的变化本质是调节电容C的充放电原理。依据电容充放电的时间和速率必须依赖于滞环比较器的阈值电压V_H和V_L的差值以及流经电阻R_f和电阻R的电流这两方面的原因。

本发明中，因为阈值电压

V_{H} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} (V_{2} - k_{2} V_{i}) + \frac{R_{1}}{R_{1} + R_{2}} k_{1} V_{i}, V_{L} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} (V_{2} - k_{2} V_{i}),

可见在本发明中，对影响V_f变化的两个因素，通过利用输入输出的快速动态调节和响应得以实现。被检测的电容电压V_f决定了功率开关管的关断和导通时间。在一个开关周期内，电压V_f的上升和下降斜率与输出电压以及阈值电压相关，因此，每一个开关周期的大小会因为输出电压的变化而变化。同时当输入电压发生变化时，高低阈值也将发生相应的变化，使得输出电压较快的调整到稳态值。针对阈值随输入变化的强度可通过k₁、k₂的参数选择来确定。

图5中负载电流从5A跃升到10A时，复合前馈控制型滞环控制输出电压的动态调节时间为0.48ms，超调量为0.14V。传统PWM电压控制输出电压的动态调节时间为0.58ms，超调量为0.24V。负载电流跃变前后复合前馈控制型滞环控制和传统PWM电压控制输出电压均可保持在1.5V。

图6中负载电流从10A跃降到5A时，复合前馈控制型滞环控制输出电压的动态调节时间为0.72ms，超调量为0.26V。传统PWM电压控制输出电压的动态调节时间为0.97ms，超调量为0.3V。负载电流跃变前后复合前馈控制型滞环控制和传统PWM电压控制输出电压均可保持在1.5V。

通过图5和图6可看出当负载发生跃变时复合前馈控制型滞环控制相比传统PWM电压控制，就输出电压的动态调节时间和超调量而言，复合前馈控制型滞环控制均小于传统PWM电压控制。

图7中输入电压从6V跃降到5V时，复合前馈控制型滞环控制输出电压的动态调节时间为0.0593ms，超调量为0.003V。传统PWM电压控制输出电压的动态调节时间为2.61ms，超调量为0.041V。负载电流跃变前后复合前馈控制型滞环控制输出电压仍可保持在1.5V。传统PWM电压控制稳态输出电压从1.5V变为1.493V，已不能恢复至原来的输出电压水平。

图8中输入电压从5V跃升到6V时，复合前馈控制型滞环控制输出电压的动态调节时间为0.039ms，超调量为0.003V。传统PWM电压控制输出电压的动态调节时间为2.96ms，超调量为0.042V。负载电流跃变前后复合前馈控制型滞环控制输出电压仍可保持在1.5V。传统PWM电压控制稳态输出电压从1.5V变为1.505V，已不能恢复至原来的输出电压水平。

通过图7和图8可看出当输入电压发生跃变时复合前馈控制型滞环控制相比传统PWM电压控制，就输出电压的动态调节时间和超调量而言，复合前馈控制型滞环控制均远小于传统PWM电压控制。传统PWM电压控制已经不能完全恢复至原来的稳态输出电压值，但复合前馈控制型滞环控制仍可保持跃变前后输出电压值恒定。

相比传统控制，复合前馈控制型滞环控制输出电压的瞬态响应时间短，超调量小，波动小，稳定性高，具有较好的动态和静态性能指标。

图9中负载电流在0A至10A变化时，复合前馈控制型滞环控制的开关频率仍可保持恒定，具有恒定频率的特性。

与传统型PWM电压控制方法进行比较，本发明当输入电压和负载电流改变时，输入端和输出端通过共同调节实现了电压控制，具有了输出电压的瞬态响应时间短，超调量小，波动小，稳定性高，误差可控的特点，从而满足了较好的动态和静态性能指标。

Claims

1.一种复合前馈控制型滞环控制系统，包括依次连接的输入电压V_i、主开关管、滤波电路和负载R_o，所述的主开关管连接有驱动电路，其特征在于，还包括反馈旁路、调节电容C、滞环比较电路和前馈电路，所述的反馈旁路分别连接主开关管和负载R_o，所述的调节电容C与反馈旁路连接，所述的滞环比较电路的输入端分别连接调节电容C、前馈电路和主开关管，输出端与驱动电路连接，所述的前馈电路与输入电压V_i连接。

2.根据权利要求1所述的一种复合前馈控制型滞环控制系统，其特征在于，所述的反馈旁路包括依次连接的第一反馈调整电阻R_f、第一反馈调整电阻R和第三比例器，所述的第一反馈调整电阻R_f与负载R_o连接，所述的第三比例器与主开关管连接。

3.根据权利要求2所述的一种复合前馈控制型滞环控制系统，其特征在于，所述的滞环比较电路包括滞环比较器U、第一电阻R₁、第二电阻R₂和第一比较器，所述的滞环比较器U的输入负极与第一反馈调整电阻R_f连接，输入正极分别连接第一电阻R₁和第二电阻R₂，所述的第一电阻R₁与前馈电路连接，所述的第二电阻R₂与第一比较器连接，所述的第一比较器与主开关管连接。

4.根据权利要求2所述的一种复合前馈控制型滞环控制系统，其特征在于，所述的调节电容C一端分别连接第一反馈调整电阻R_f、滞环比较器U的输入负极，另一端接地。

5.根据权利要求3所述的一种复合前馈控制型滞环控制系统，其特征在于，所述的前馈电路包括第二比较器、前馈控制电压V₂和加法器，所述的第二比较器与输入电压V_i连接，所述的加法器的输入端分别连接第二比较器和前馈控制电压V₂，输出端与第一电阻R₁连接。

6.根据权利要求5所述的一种复合前馈控制型滞环控制系统，其特征在于，该控制系统输出电压V_o的表达式为：

V_{o} = \frac{V_{i} V_{L}}{V_{i} R_{p} / R_{f} + V_{L} - V_{H} + k_{3} V_{i} R_{p} / R}

其中，

V_H、V_L分别为滞环比较器的高、低阈值电压，

V_{H} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} (V_{2} - k_{2} V_{i}) + \frac{R_{1}}{R_{1} + R_{2}} k_{1} V_{i}

V_{L} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} (V_{2} - k_{2} V_{i})