CN110380617A - 带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器pwm滑模控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制方法，包括如下步骤：(1)建立移相全桥直流变换器的平均状态模型；(2)设计带电流控制滑动流形的移相全桥PWM滑模控制器。本发明基于移相全桥直流变换器在完整周期内的状态方程，引入电流误差，通过改变超前桥臂和滞后桥臂的相位差来实现移相全桥直流变换器的定频电压输出；设计移相全桥变换器的带电流控制滑动流形的PWM滑模控制器，利用其鲁棒性强、动态响应快、控制精度高等优点，克服输入电压、电阻负载的扰动，提高输出电压的动态响应速度以及调节能力。

Description

带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制 方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，尤其是一种带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制方法。

背景技术

随着新能源发电、电动汽车等分布式能源系统的发展，移相全桥变换器由于电气隔离好、功率密度大等特点，已作为一种实用拓扑广泛应用在各种大功率场合。

采用传统基于滞环的滑模控制之久控制移相全桥直流变换器的输出，开关器件的开关频率不固定，容易引起输出电压的抖振。

目前，大量的研究已证明滑模控制的切换控制对直流变换器的开关切换有着天然的适用性。然而传统的滞环调制滑模控制器在输入电压和负载变化时，开关频率会发生改变，从而影响变换器的输出调节性能。

移相全桥直流变换器包含MOSFET、IGBT等开关元件，是典型的非线性系统。目前直流变换器以传统一阶线性滑膜为主，通常以输出电压的误差及导数组成滑模控制面。然而，这种滑模控制器存在响应速度慢且输出电压调节能力差等问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于，提供一种带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制方法，能够解决采用传统滑模控制方法控制移相全桥变换器存在的响应速度慢、输出电压调节能力差等问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制方法，包括如下步骤：

(1)建立移相全桥直流变换器的平均状态模型；

(2)设计带电流控制滑动流形的移相全桥PWM滑模控制器。

优选的，步骤(1)中，平均状态模型建立过程如下：

移相全桥变换器在桥内斜对角开关管导通时，电源Vi向负载传输功率；当桥内横向相邻开关导通时，电源Vi停止功率传输，两种情况下对应的工作模式分别用u＝1和u＝0表示；

当桥内斜对角开关管导通时，即u＝1，基于基尔霍夫电压和电流定律，得到移相全桥变换器斜对角开关管导通时的状态方程为

当桥内横向对角开关导通时，即u＝0，电源Vi停止传输功率，根据基尔霍夫电压和电流定律，得到移相全桥变换器此时的状态方程为

结合公式(1)、(2)，得出移相全桥变换器在一个完整周期内的状态方程为：

其中，V_i为输入电压；V₀为输出电压；i_L为瞬时电感电流；C为输出滤波电容；L为输出滤波电感；u为系统的控制量；n为变压器变比N2:N1；

假设X₁和X₂分别表示V₀，i_L在一个周期内的平均值，则根据(3)可得出一个周期内系统的状态空间平均模型为

其中表示输入直流电压的平均值；D_ph表示移相全桥变换器的移相比；

其中θ为超前桥臂超前于滞后桥臂的角度；

控制目标为：通过控制移相全桥变换器的移相比D_ph，从而控制超前桥臂和滞后桥臂之间PWM驱动信号的相位差，使得保持开关频率恒定的情况下，稳定地输出期望的电压。

优选的，步骤(2)中，设计带电流控制滑动流形的移相全桥PWM滑模控制器具体为：

选定滑模面为：

S＝c₁e₁+c₂e₂+c₃e₃ (6)

其中，c₁，c₂，c₃为滑动系数，e₁，e₂，e₃分别为电流误差，电压误差以及电流误差与电压误差和的积分，具体表达式如下

v^*为负载电压参考值，i^*为电感电流参考值，i^*设计为K(v^*-βv₀)，其中β为反馈系数；K为误差放大增益；

式(3)中控制量u定义为

移相比D_ph的控制率设计；

对式(7)进行求导，得到

令求得等效控制

所述移相全桥变换器的控制率由离散值变为连续值；

根据广义滑模条件，状态空间中的任意点必须满足向切换面S＝0靠近，即满足条件

当S＜0时，u＝0，将其代入式(3)并结合得到

当S＞0时，u＝1，将其代入式(3)并结合得到

结合(12)、(13)，并将(7)代入，可得到满足到达条件和存在条件的广义滑模约束条件为：

0＜K₁(v^*-βv₀)-K₂i_C-K₃i_L+v₀＜nv_i (14)

其中

根据式(14)选取K₁，K₂，K₃；

至此，完成带电流滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制。

本发明的有益效果为：本发明基于移相全桥直流变换器在完整周期内的状态方程，引入电流误差，通过改变超前桥臂和滞后桥臂的相位差来实现移相全桥直流变换器的定频电压输出；设计移相全桥变换器的带电流控制滑动流形的PWM滑模控制器，利用其鲁棒性强、动态响应快、控制精度高等优点，克服输入电压、电阻负载的扰动，提高输出电压的动态响应速度以及调节能力。

附图说明

图1为本发明移相全桥直流变换器的电路图。

图2为本发明带电流滑动流形的PWM滑模控制器结构图。

图3(a)为本发明移相全桥直流变换器在带电流控制滑动流形的PWM滑模控制下的输出电压波形和电感电流波形图。

图3(b)为本发明移相全桥直流变换器分别在带电流控制滑动流形的PWM滑模控制与在传统滑模控制下的输出电压波形对比图。

图4(a)为本发明移相全桥直流变换器在带电流控制滑动流形的PWM滑模控制下的输出电压波形和电感电流波形图。

图4(b)为本发明移相全桥直流变换器分别在带电流控制滑动流形的PWM滑模控制与在传统滑模控制下的输出电压波形对比图。

图5(a)为本发明移相全桥直流变换器在带电流控制滑动流形的PWM滑模控制下的输出电压波形和电感电流波形图。

图5(b)为本发明移相全桥直流变换器分别在带电流控制滑动流形的PWM滑模控制与在传统滑模控制下的输出电压波形对比图。

具体实施方式

如图1所示，一种带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制方法，包括如下步骤：

S1、移相全桥变换器的平均状态模型建立；

移相全桥变换器的电路原理图如图1所示，其中v_i为直流输入电压，V1,V2,V3,V4为可控开关管，VD1,VD2,VD3,VD4为反并联二极管，VD5,VD6,VD7,VD8为整流二极管，L为滤波电感，C为滤波电容，R为负载电阻。

首先分析移相全桥直流变换器在桥内斜对角开关管导通和桥内横向开关管导通时两种情况下的电路特性，对应的工作模式分别用u＝1和u＝0表示。

S1(1)、当桥内斜对角开关管导通时，即u＝1，基于基尔霍夫电压和电流定律，得到移相全桥变换器斜对角开关管导通时的状态方程为

S1(2)、当桥内横向对角开关导通时，即u＝0，电源Vi停止传输功率，根据基尔霍夫电压和电流定律，得到移相全桥变换器此时的状态方程为

结合公式(1)、(2)，得出移相全桥变换器在一个完整周期内的状态方程为：

其中，V_i为输入电压；V₀为输出电压；i_L为瞬时电感电流；C为输出滤波电容；L为输出滤波电感；u为系统的控制量；n为变压器变比N2:N1。

假设X₁和X₂分别表示V₀，i_L在一个周期内的平均值，则根据(3)可得出一个周期内系统的状态空间平均模型为

其中表示输入直流电压的平均值；D_ph表示移相全桥变换器的移相比；

其中θ为超前桥臂超前于滞后桥臂的角度。

控制目标为：通过控制移相全桥变换器的移相比D_ph，从而控制超前桥臂和滞后桥臂之间PWM驱动信号的相位差，使得保持开关频率恒定的情况下，稳定地输出期望的电压。

S2、设计带电流滑动流形的移相全桥PWM滑模控制器；

S2(1)、选定滑模面为：

S＝c₁e₁+c₂e₂+c₃e₃ (6)

其中，c₁，c₂，c₃为滑动系数。e₁，e₂，e₃分别为电流误差，电压误差以及电流误差与电压误差和的积分，具体表达式如下

v^*为负载电压参考值，i^*为电感电流参考值。i^*设计为K(v^*-βv₀)，其中β为反馈系数；K为误差放大增益。

式(3)中控制量u定义为

S2(2)、移相比D_ph的控制率设计

对式(7)进行求导，得到

令求得等效控制

所述移相全桥变换器的控制率由离散值变为连续值。

根据广义滑模条件，状态空间中的任意点必须满足向切换面S＝0靠近，即满足条件

当S＜0时，u＝0，将其代入式(3)并结合得到

当S＞0时，u＝1，将其代入式(3)并结合得到

结合(12)、(13)，并将(7)代入，可得到满足到达条件和存在条件的广义滑模约束条件为：

0＜K₁(v^*-βv₀)-K₂i_C-K₃i_L+v₀＜nv_i (14)

其中

根据式(14)选取K₁，K₂，K₃。

至此，完成带电流滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制。

对本发明进行仿真实验，进一步给出本发明的技术效果：

为验证所提控制方法的有效性，进行如下仿真实验。假设移相全桥直流变换器的电路参数为：电感L＝1.5mH，电容C＝100μF，额定负载电阻为R＝4Ω，直流输入电压v_i＝24V，期望输出电压为4.8V。等效控制(10)设计参数

下面分三种情况进行仿真和讨论。

情况1：如图3所示，额定工况下：

图3(a)为输出直流电压和电感电流的收敛过程，可以看出实际输出电压满足期望值4.8V。

图3(b)为移相全桥变换器在本发明控制下的输出波形与在传统滑模控制下的输出电压波形对比图。从图中很容易看出，传统滑模控制下的电压调节时间较长且超调较大，本发明控制下的波形调节时间较短且几乎没有超调

情况2：如图4所示，在0.05s的时候突然减小负载，电阻R由4Ω突变为2Ω：

图4(a)为负载发生突变情况下的输出电压以及电感电流的变化过程。可见在负载发生突变时，输出电压和电感电流发生跳变，但很快就趋于稳定。

图4(b)为负载发生突变情况下本发明控制下的输出电压波形与传统滑模控制下的输出电压波形的对比图。从图中可以看出，在负载发生突变时，两个波形均发生跳变然后恢复稳定。但传统滑模控制下的输出电压波形恢复稳定的时间较长，且恢复后存在稳态误差。而本发明控制下的输出电压波形恢复稳定时间较短且没有稳态误差。

情况3：如图5所示，0.08s的时候，直流输入电压由24V变为48V：

图5(a)为输出电压与电流电感的变化过程。从图中可以看出电感电流与输出电压在0.08s发生突变但很快恢复稳定。

图5(b)为输入电压存在扰动时，本发明控制下的直流输出电压与传统滑模控制下的输出电压的波形对比图。从图中可以看出，传统滑模控制下的波形突变幅度较大且恢复时间较长，而本发明控制下的输出波形突变幅度较小且能很快恢复稳定。

Claims (3)

1.一种带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)建立移相全桥直流变换器的平均状态模型；

(2)设计带电流控制滑动流形的移相全桥PWM滑模控制器。

2.如权利要求1所述的带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制方法，其特征在于，步骤(1)中，平均状态模型建立过程如下：

移相全桥变换器在桥内斜对角开关管导通时，电源Vi向负载传输功率；当桥内横向相邻开关导通时，电源Vi停止功率传输，两种情况下对应的工作模式分别用u＝1和u＝0表示；

当桥内斜对角开关管导通时，即u＝1，基于基尔霍夫电压和电流定律，得到移相全桥变换器斜对角开关管导通时的状态方程为

当桥内横向对角开关导通时，即u＝0，电源Vi停止传输功率，根据基尔霍夫电压和电流定律，得到移相全桥变换器此时的状态方程为

结合公式(1)、(2)，得出移相全桥变换器在一个完整周期内的状态方程为：

其中，V_i为输入电压；V₀为输出电压；i_L为瞬时电感电流；C为输出滤波电容；L为输出滤波电感；u为系统的控制量；n为变压器变比N2:N1；

假设X₁和X₂分别表示V₀，i_L在一个周期内的平均值，则根据(3)可得出一个周期内系统的状态空间平均模型为

其中表示输入直流电压的平均值；D_ph表示移相全桥变换器的移相比；

其中θ为超前桥臂超前于滞后桥臂的角度；

控制目标为：通过控制移相全桥变换器的移相比D_ph，从而控制超前桥臂和滞后桥臂之间PWM驱动信号的相位差，使得保持开关频率恒定的情况下，稳定地输出期望的电压。

3.如权利要求1所述的带电流控制滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制方法，其特征在于，步骤(2)中，设计带电流控制滑动流形的移相全桥PWM滑模控制器具体为：

选定滑模面为：

S＝c₁e₁+c₂e₂+c₃e₃ (6)

其中，c₁，c₂，c₃为滑动系数，e₁，e₂，e₃分别为电流误差，电压误差以及电流误差与电压误差和的积分，具体表达式如下

v^*为负载电压参考值，i^*为电感电流参考值，i^*设计为K(v^*-βv₀)，其中β为反馈系数；K为误差放大增益；

式(3)中控制量u定义为

移相比D_ph的控制率设计；

对式(7)进行求导，得到

令求得等效控制

所述移相全桥变换器的控制率由离散值变为连续值；

根据广义滑模条件，状态空间中的任意点必须满足向切换面S＝0靠近，即满足条件

当S＜0时，u＝0，将其代入式(3)并结合得到

当S＞0时，u＝1，将其代入式(3)并结合得到

结合(12)、(13)，并将(7)代入，可得到满足到达条件和存在条件的广义滑模约束条件为：

0＜K₁(v^*-βv₀)-K₂i_C-K₃i_L+v₀＜nv_i (14)

其中

根据式(14)选取K₁，K₂，K₃；

至此，完成带电流滑动流形的移相全桥直流变换器PWM滑模控制。