KR20180093729A - 벅 변환기의 모드 전환 장치 및 방법 - Google Patents

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KR20180093729A
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윤광섭
이태헌
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인하대학교 산학협력단
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Abstract

본 기술은 벅 변환기의 모드 전환 장치가 개시되어 있다. 본 발명의 구체적인 예에 따르면, 부하 전류에 따라 검출된 영전류 감지부의 감지 신호(VZDC) 또는 PFM 주파수 신호(PFM_D)에 대한 캐피시터의 충전 전압과 기준전압과의 비교 결과를 기반으로 가변 스위칭 주파수 특성을 가지는 PFM 주파수 신호 및 고정 스위칭 주파수 특성을 가지는 HYS 주파수 신호 중 하나를 토대로 피드백 제어를 수행함에 따라 부하 전류 변동에 대한 피드백 제어의 응답 속도를 향상시킬 수 있고, 이에 따른 벅 변환기의 효율을 극대화할 수 있게 된다.

Description

벅 변환기의 모드 전환 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CHANGING MODE OF BUCK CONVERTER}
본 발명은 벅 변환기의 모드 전환 장치 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 부하 전류 변동을 감지한 후 감지된 부하 전류에 따라 가변 스위칭 주파수 특성을 가지는 PFM 주파수 신호로 피드백 제어를 수행하는 PFM 모드와 고정 스위칭 주파수 특성을 가지는 HYS 주파수 신호로 피드백 제어를 수행하는 히스테틱 모드 중 하나를 설정함에 따라 부하 전류 변동 감지의 신속성 및 정확성을 향상시키고 감지된 부하 전류 변동에 따른 피드백 제어를 신속하게 수행할 수 있도록 한 기술에 관한 것이다.
최근에 환경적인 이유로 에너지 절약이 매우 요구되고 있다. 셀룰라 폰, 휴대용 개인 정보 단말기 등 배터리를 사용하는 휴대용 정보 처리 장치에서, 전력 소모의 절약은 매우 중요한 문제로 대두되고 있다. 스텝-다운 컨버터, 부스트 컨버터, 벅-부스트 컨버터 등 스위치 모드 파워 서플라이가 각종 전자 기기에 사용되고 있다.
일반적인 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치 이하의 저부하 동작 모드 및 부하 전류가 판단 기준치 초과하는 고부하 동작 모드를 별도로 마련하여 피드백 제어를 수행하는 듀얼 모드 벅 변환기는 부하 전류 변화에 따라 출력 전압의 맥동 크기와 기준 전압 간의 차이를 통해 감지를 하거나 스위칭 주파수 보다 매우 낮은 기준 주파수를 사용하여 부하 전류 따라 피드백 모드로 전환한다.
저부하 전류에서의 피드백 모드는 부하 전류에 따라 출력 맥동 전압의 크기는 반비례하며 스위칭 주파수와는 비례 관계를 갖는다. 기존의 피드백 모드 제어기는 급격한 부하 전류 변화에 대한 감지가 어렵거나 매우 낮은 주파수를 사용함으로 인해 피드백 모드 감지 및 제어에 많이 시간이 소요된다.
이로 인해 듀얼 모드의 가장 큰 특징인 부하 전류에 따른 최적의 피드백 모드로 동작하여 효율 극대화에 어려움이 있다.
본 발명은, 부하 전류 변화 감지에 대한 정확성 및 신속성을 향상시키고 이러한 부하 전류 변동에 따라 PFM 모드 및 히스테틱 모드 중 하나를 신속하고 정확하게 설정하여 신속하게 피드백 제어를 수행할 수 있는 벅 변환기의 모드 전환 장치 및 방법을 제공하고자 함에 그 목적으로 있다.
본 발명의 일 태양에 따른 벅 변환기의 모드 전환 장치는,
외부 직류 전원을 부하로 전달하는 전력 변환회로와 전압 분배부, 기준전압 발생부, 및 게이트 구동부를 포함하고 부하 전류를 토대로 외부 직류 전원에 대해 피드백 제어를 수행하는 스위칭 구동회로를 포함하는 벅 변환기의 모드 전환 장치에 있어서, 상기 스위칭 구동회로는,상기 부하 전류의 변동을 감지하는 영전류 감지부; 상기 영전류 감지부의 감지 신호를 전달받아 PFM 선택 신호 및 HYS 선택 신호 중 하나를 생성하고, 수신된 PFM 주파수 신호 및 HYS 주파수 신호 중 하나 수신하여 전압 형태로 변환한 후 게이트 구동부로 전달하는 모드 제어부; 및 상기 PFM 선택 신호를 제공받아 동작하여 기준전압 발생부의 제1 피드백 신호 및 기준 전압을 토대로 가변 스위칭 주파수 특성을 가지는 상기 PFM 주파수 신호를 생성하여 상기 모드 제어부로 전달하는 PFM 신호 발생기와 상기 상기 PFM 선택 신호의 반전 신호인 HYS 선택 신호를 제공받아 동작하여 기준전압 발생부의 제2 피드백 신호 및 기준 전압을 토대로 고정 스위칭 주파수 특성을 가지는 상기 HYS 주파수 신호를 생성하여 상기 모드 제어부로 전달하는 HYS신호 발생기를 포함하는 피드백신호 생성부를 더 구비되는 것을 특징으로 한다.
바람직하게 상기 모드 제어부는, 상기 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치 이하로 급격하게 감소될 때 상기 PFM 선택 신호 및 영전류 감지부의 감지 신호를 토대로 하이 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하여 피드백 제어를 수행하는 PFM 모드와, 상기 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치를 초과하는 경우 상기 PFM 선택 신호 및 PFM 주파수 신호를 토대로 로우 레벨의 PFM 선택 신호에 대한 반전된 HYS 선택 신호를 생성하여 히스테틱 모드를 수행하도록 구비될 수 있다.
바람직하게 상기 모드 제어부는, 상기 PFM 선택 신호와 영전류 감지부의 감지 신호에 의해 PFM 선택 신호를 생성하여 PFM신호 발생기로 전달하는 PFM 선택신호 발생기; 및 상기 생성된 PFM 선택 신호를 토대로 HYS 선택 신호를 생성하여 상기 HYS신호 발생기로 전달하는 HYS 선택신호 발생기를 포함할 수 있다.
바람직하게 상기 PFM 선택신호 발생기는 상기 PFM 선택 신호와 영전류 감지부의 감지 신호 및 PFM 주파수 신호를 제공받아 상기 영전류 감지부의 감지 신호 및 PFM 주파수 신호 중 하나를 출력하는 제1 멀티플렉서; 상기 영전류 감지부의 감지 신호에 따라 턴온 상태로 스위칭되어 상기 PFM 선택 신호에 따라 제공된 외부 직류 전원을 통과시키는 PMOS 트랜지스터; 상기 PMOS 트랜지스터를 통과한 외부 직류 전원을 충전하는 캐패시터; 상기 캐패시터의 충전 전압과 상기 기준 전압을 비교하여 충전 전압이 기준 전압을 초과하는 경우 하이 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하여 상기 PFM 신호 발생기로 전달하는 비교기를 포함할 수 있다.
바람직하게 상기 캐패시터의 충전 전압은, 상기 기준 전압을 초과하는 톱니파형이다.
바람직하게 상기 PFM 선택신호 발생기는, 상기 PFM 선택 신호에 의해 제1 멀티플렉서를 통과한 상기 PFM 주파수 신호에 따라 턴온 상태로 스위칭되어 상기 캐패시터의 충전 전압을 방전시키는 NMOS 트랜지스터를 더 포함하고, 상기 비교기는 상기 캐패시터의 충전 전압과 상기 기준 전압을 비교하여 충전 전압이 기준 전압을 미만인 경우 로우 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하여 PFM 신호 발생기로 전달하도록 구비될 수 있다.
바람직하게 상기 캐패시터의 충전 전압은, 상기 기준 전압 미만의 삼각파형이다.
바람직하게 상기 PFM 선택신호 발생기는, 상기 비교기의 출력단에 접속되어 상기 비교기의 PFM 선택 신호를 순차 저장하고 상기 제1 멀티플렉서의 제어 신호에 의해 출력하는 다수의 D 플립플롭을 더 포함할 수 있다.
바람직하게 상기 HYS 선택신호 발생기는, 다수의 D 플립플롭의 출력 신호가 모두 일치하는 경우 일치된 출력 신호에 대한 반전 신호를 출력하는 낸드게이트 1; 다수의 D 플립플롭의 반전 출력 신호가 모두 일치하는 반전 출력신호에 대한 반전 신호를 출력하는 낸드게이트 2; PFM 선택 신호를 입력으로 상기 낸드게이트 1 및 낸드게이트 2의 출력 신호중 하나를 출력하는 제2 멀티플렉서; 상기 제2 멀티플렉서의 출력 신호에 대한 반전 신호를 출력하는 인버터 1; 상기 PFM 선택 신호에 대한 반전 신호를 출력하는 인버터 2; 및 상기 인버터 1의 출력 신호 및 인버터 2의 출력 신호를 입력으로 하여 일시 저장한 후 PFM 선택 신호의 반전된 HYS 선택 신호를 출력하는 D 플립플롭을 포함할 수 있다.
전술한 장치에 의거한 본 발명의 다른 태양에 따른 벅 변환기의 모드 제어 방법은, (a) 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치 이하로 급격하게 감소하는 경우 상기 PFM 선택 신호에 따라 영전류 감지부의 감지 신호를 토대로 하이 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하는 PFM 모드를 수행하는 단계; 및 (b) 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치를 초과하는 경우 상기 PFM 선택 신호에 따라 PFM 주파수 신호를 토대로 로우 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하고 로우 레벨의 PFM 선택 신호의 반전 신호인 하이 레벨의 HYS 선택 신호를 생성하여 히스테틱 모드를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 부하 전류에 따라 검출된 영전류 감지부의 감지 신호(VZDC) 또는 PFM 주파수 신호(PFM_D)에 대한 캐피시터의 충전 전압과 기준전압과의 비교 결과를 기반으로 가변 스위칭 주파수 특성을 가지는 PFM 주파수 신호 및 고정 스위칭 주파수 특성을 가지는 HYS 주파수 신호 중 하나를 토대로 피드백 제어를 수행함에 따라 부하 전류 변동에 대한 피드백 제어의 응답 속도를 향상시킬 수 있고, 이에 따른 벅 변환기의 효율을 극대화할 수 있게 된다.
본 명세서에서 첨부되는 다음의 도면들은 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시하는 것이며, 후술하는 발명의 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술사상을 더욱 이해시키는 역할을 하는 것이므로, 본 발명은 그러한 도면에 기재된 사항에만 한정되어 해석되어서는 아니된다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 벅 변환기의 구성을 보인 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 벅 변환기의 모드 제어부의 구성을 보인 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 벅 변환기의 모드 제어부의 PFM 선택신호 발생기의 세부적인 구성을 보인 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 벅 변환기의 모드 제어부의 HYS 선택신호 발생기의 세부적인 구성을 보인 회로도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 벅 변환기의 모드 제어부의 출력 파형을 보인 도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 벅 변환기의 PFM 모드 수행에 따른 출력 파형을 보인 예시도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 벅 변환기의 히스테틱 모드 수행에 따른 출력 파형을 보인 예시도이다.
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 안 된다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서 아니된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위로부터 이탈되지 않은 채 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 개시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다.
일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
한편, 어떤 실시예가 달리 구현 가능한 경우에 특정 블록 내에 명기된 기능 또는 동작이 순서도에 명기된 순서와 다르게 일어날 수도 있다. 예를 들어, 연속하는 두 블록이 실제로는 실질적으로 동시에 수행될 수도 있고, 관련된 기능 또는 동작에 따라서는 상기 블록들이 거꾸로 수행될 수도 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 설명한다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 벅 변환기의 구성을 보인 도면으로서, 도 1을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 벅 변환기는, 부하 전류에 따라 선택된 PFM 주파수 신호 또는 HYS 주파수신호 중 하나를 이용하여 피드백 제어를 수행하도록 구비되고, 이러한 듀얼 모드 벅 변환기(S)는 전력 변환회로 및 스위칭 변환회로를 포함할 수 있다. 도 1에 도시된 벅 변환기는 본 실시 예와 관련된 구성요소들만 이 도시되어 있다. 따라서, 도 1에 도시된 구성요소들 외에 다른 범용적인 구성요소들이 더 포함될 수 있음을 본 실시 예와 관련된 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이해할 수 있다.
전력 변환회로는 PMOS 트랜지스터(MP), NMOS 트랜지스터(MN), 인덕터(L) 및 캐패시터(Cout)를 포함할 수 있다. 즉, PMOS 트랜지스터(MP)는 제1 게이트 제어신호(Psig)와 직류 입력전압(VIN)를 입력받아 게이트 제어신호(Psig)에 응답하여 스위칭한다. NMOS 트랜지스터(MN)는 제2 게이트 제어신호(Nsig)와 PMOS 트랜지스터(MP)의 출력 신호를 입력받아 제2 게이트 제어신호(Nsig)에 응답하여 스위칭한다.
그리고 인덕터(L)는 PMOS 트랜지스터(MP)의 출력 노드에 연결되고 캐패시터(Cout)는 상기 인덕터(L)의 출력 노드와 접지 사이에 연결된다.
이에 전력 변환회로는 게이트 제어신호(Psig)(Nsig) 및 직류 입력전압(VIN)에 기초하여 직류 출력전압(VOUT)을 생성하여 부하로 제공한다. 여기서, 직류 입력전원(VIN)을 부하(Load)로 전달하는 일련의 과정은 본 발명의 실시 예와 관련된 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이해할 수 있다.
한편, 스위칭 구동회로는 전압 분배부, 기준전압 발생부, 피드백 신호 발생부, 영전류 감지부(300), 모드 제어부(400), 및 게이트 구동부(500)를 포함할 수 있다.
전압 분배부는 피드백 저항(Rup)(Rlow)를 포함하여 출력 전압(Vout)를 분배하여 제1 피드백 신호(VPFB)를 생성하고, 피드백 저항(Rsaw) 및 캐패시터(Csaw)를 포함하여 출력 전압(Vout)를 정형시켜 제2 피드백 신호(VHFB)를 생성한다.
기준전압 발생부(100)는 기준 전압(VREF)을 발생하는 기준전압 발생모듈(110)과 벅 변환기의 초기 동작에서 과전류의 흐름을 방지하기 위해 기준 전압(VREF)을 서서히 증가하는 소프트 스타트모듈(120)의 구성을 갖추며, 이에 기준전압 발생부(100)는 기준 전압(VREF)을 발생하여 피드백신호 발생부(200)로 전송한다. 이때 기준전압 발생부(100)에 의거 기준 전압(VREF)을 발생하여 서서히 증가하는 일련의 과정은 본 발명의 실시 예와 관련된 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이해할 수 있다.
피드백신호 발생부는 PFM(Pulse Frequency Modulation)신호 발생기(210) 및 HYS(Hysteretic) 신호 발생기(220)를 포함할 수 있다.
PFM신호 발생기(210)는 전압 분배부의 제1 피드백 신호(VPFB) 및 기준 전압(VREF)과 모드 제어부(400)의 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 제공받아 PFM(Pulse Frequency Modulation) 주파수 신호(PFM_D)를 발생한다.
즉, 인덕터(L)에 흐르는 부하 전류(Iout)가 기 정해진 판단 기준치(통상 80mA) 이하로 급격하게 감소되어 영전류 감지부(300)의 감지 신호(VZCD)가 하이 레벨인 경우 모드 제어부(400)는 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 생성하고, 이에 PFM신호 발생기(210)는 모드 제어부(400)의 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 제공받아 동작한다. 여기서 판단 기준치(80mA)는 다수의 실험을 통해 얻어진 결과값으로서, 최적의 벅 변환기의 피드백 제어의 응답성을 향상시키기 위한 설정값으로 기 설정되어 있다.
이에 PFM신호 발생기(210)는 전압 분배부의 제1 피드백 신호(VPFB)과 기준 전압(VREF)과의 비교를 토대로 PFM 주파수 신호(PFM_D)를 생성한다. PFM 주파수 신호(PFM_D)는 하이 레벨의 시간이 일정하고 로우 레벨(0V)의 시간의 길이가 변동되는 가변 스위칭 주파수(fs) 특성을 가진다.
즉, 모드 제어부(400)는 출력 전압(VOUT)이 기 정해진 판단 기준치(80mA) 이하의 낮은 부하 전류에서 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 생성하여 PFM신호 발생기(210)로 전달한다.
이에 PFM신호 발생기(210)는 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 전달받아 동작하여 PFM 주파수 신호(PFM_D)를 생성하고 생성된 PFM 주파수 신호(PFM_D)는 모드 제어부(400)로 전달된다.
PFM 주파수 신호(PFM_D)는 모드 제어부(400)를 통해 전압 형태로 변환되고 변환된 전압 형태의 듀티 신호(DUTY)는 듀티 신호(DUTY)는 게이트 구동부(500)로 전달된다.
게이트 구동부(500)는 전력 변환회로의 PMOS 트랜지스터(MP) 및 NMOS 트랜지스터(MN) 각각의 게이트 제어신호(Psig)(Nsig)를 생성하여 PMOS 트랜지스터(MP) 및 NMOS 트랜지스터(MN)로 전달하고 이에 부하에 공급되는 전력이 안정화된다. 이때 게이트 구동부(400)의 게이트 제어신호(Psig)(Nsig)는 PMOS 트랜지스터(MP) 및 NMOS 트랜지스터(MN)가 동시에 오프되는 사구간(Dead Time)을 가진다. 여기서, 게이트 구동부(400)에서 사구간을 가지는 게이트 제어신호(Psig)(Nsig)를 생성하여 전달하고 이에 부하에 공급되는 전력을 안정화시키는 일련의 과정은 통상의 벅 변환기에서 사구간을 가지는 제어신호에 의거 파워 스위치의 온 오프를 단속하는 일반적인 과정과 동일 또는 유사하다.
이때, 모드 제어부(400)는 HYS신호 발생기(220)의 HYS 선택 신호(HYS_EN)를 로우 레벨(0V)로 생성하고, 이에 HYS신호 발생기(220)는 로우 레벨의 HYS 선택 신호(HYS_EN)에 의거 구동이 중지됨에 따라 불필요한 전력 낭비를 방지할 수 있다. 이에 벅 변환기(S)는 PFM 모드로 피드백 제어를 수행한다.
도 2는 도 1에 도시된 모드 제어부(400)의 세부적인 구성을 보인 도면이고, 도 3은 도 2에 도시된 PFM 선택신호 발생기(410)의 세부적인 구성을 보인 도이며, 도 4는 도 2에 도시된 HYS 선택신호 발생기(420)의 세부적인 구성을 보인 도면으로서 도 2 내지 도 4를 참조하면, 모드 제어부(400)는 PFM 모드와 히스테틱 모드 중 하나를 설정하는 PFM 선택 신호(PFM_EN) 또는 HYS 선택 신호(HYS_EN)를 생성하는 기능을 수행하고, 이에 모드 제어부(400)는 PFM 선택신호 발생기(410)와 HYS 선택신호 발생기(420)를 포함할 수 있다. 도 2 내지 도 4에 도시된 모드 제어부(400)는 본 실시 예와 관련된 구성요소들만 도시되어 있다. 따라서, 도 2에 도시된 구성요소들 외에 다른 범용적인 구성요소들이 더 포함될 수 있음을 본 실시 예와 관련된 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이해할 수 있다.
우선, PFM 선택신호 발생기(410)는 제1 멀티플렉서(MUX1), 제2 멀티플렉스(MUX2), PMOS 트랜지스터(MP8), NMOS 트랜지스터(MN6), 캐패시터(CFVC), 비교기(COMP), 및 다수의 D 플립플롭(D1-D3)의 구성을 갖춘다.
여기서제1 멀티플렉스(MUX)는 PFM 선택 신호(PFM_EN)와 영전류 감지부(300)의 감지 신호(VZCD)와 PFM 주파수 신호(PFM_D)를 기반으로 PMOS 트랜지스터(MP8) 및 NMOS 트랜지스터(MN6)를 스위칭하기 위한 제어 신호를 생성하고, 제1 멀티플렉스(MUX)의 출력 신호는 PMOS 트랜지스터(MP8) 및 NMOS 트랜지스터(MN6)의 게이트측으로 전달된다.
즉, 부하 전류(Iout)가 기 정해진 판단 기준치(80 mA) 이하로 급격하게 낮아지는 것이 영전류 감지부(300)에 의해 감지되어 로우 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN) 및 영전류 감지부(300)의 감지 신호(VZCD)와 PFM 주파수 신호(PFM_D)가 멀티플렉서(MUX)에 입력되면, 멀티플렉서(MUX)는 영전류 감지부(300)의 감지 신호(VZCD)를 출력한다. 이에 제1 멀티플렉서(MUX1)의 감지 신호(VZCD)를 제공받은 PMOS 트랜지스터(MP8)는 턴 온 상태로 스위칭된다. 여기서 출력 신호(VZCD)는 부하 전류(Iout)가 낮아짐에 따라 로우 레벨의 시간이 길어지며, 이에 출력 신호(VZCD)를 제공받은 PMOS 트랜지스터(MP8)는 턴온 상태로 스위칭된다.
따라서, PMOS 트랜지스터(MP8)의 턴온 스위칭동작에 따라 외부 직류 전원(Vdd)는 PMOS 트랜지스터(MP8)를 통과하여 캐패시터(CFVC)에 충전되며, 캐패시터(CFVC)의 충전 전압(VFVC)이 기준 전압(VREF)을 초과하는 경우 비교기(COMP)의 출력 신호는 하이 레벨로 생성된다. 충전 전압(VFVC)에 의거 비교기(COMP)의 출력 신호는 다수의 D 플립플롭(D1-D3)에 저장되며, 충전 전압(VFVC)가 기준 전압(VREF)을 초과하는 D 플립플롭(D1-D3)의 수를 경과한 경우 비교기(COMP)의 출력 신호는 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)로 PFM신호 발생기(210)에 전달된다. 이때 충전전압(VFVC)은 기준 전압 이상의 톱니파형으로 나타낸다.
이에 모드 제어부(400)는 히스테틱 모드에서 PFM 모드로 전환되며 가변 스위칭 주파수 특성을 가지는 PFM신호 발생기(210)의 PFM 주파수 신호(PFM_D)를 제공받아 전압 형태로 변환한 후 게이트 구동부(500)로 전달한다.
한편, HYS 선택신호 발생기(420)는 도 3에 도시된 바와 같이, 낸드게이트(NAND1)(NAND2), 제2 멀티플렉서(MUX2), 인버터(INV1)(INV2), 및 D 플립플롭(D4)의 구성을 갖춘다.
즉, 낸드게이트(NAND1)는 3개의 D 플립플롭(D1-D3) 각각의 출력단(Q)에 접속되고, 낸드게이트(NAND1)는 3개의 D 플립플롭(D1-D3) 각각의 반전 출력단(QB)에 접속되고, 제2 멀티플렉서(MUX2)는 PFM 선택 신호(PFM_EN) 및 낸드게이트(NAND1)(NAND2)를 입력단에 접속된다.
제2 멀티플렉스(MUX)의 출력단에는 인터버(INV1)의 입력측이 연결되고 인버터(INV2)는 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 입력으로 반전된 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 출력한다. 그리고, 인버터(INV1)(INV2) 각각의 출력단에는 D 플립플롭(D4)의 입력단(D)(RESET)이 접속되고 D 플립플롭(D4)의 출력단(Q)은 PFM 선택 신호(PFM_EN)의 입력단에 접속되고, D 플립플롭(D4)의 출력단(QB)은 HYS신호 발생기(220)의 입력단에 연결된다.
이에 낸드게이트(NAND1)은 D 플립플롭(D1-D3)의 출력 신호(Q)가 일치할 때 반전된 신호를 출력하고, 낸드게이트(NAND2)는 3개의 D 플립플롭(D1-D3) 각각의 출력 신호(QB)가 일치할 때 반전된 신호를 출력한다.
이에 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)을 입력으로 낸드게이트(NAND1)(NAND2)의 출력 신호를 제공받은 제2 멀티플렉서(MUX)는 낸드게이트(NAND1)(NAND2)의 출력 신호 중 하나를 출력하고, 제2 멀티플렉서(MUX)의 출력 신호는 인버터(INV1)에 의해 반전된 후 D 플립플롭(D4)에 제공된다.
하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)는 인버터(INV2)에 의해 로우 레벨로 반전되고 인버터(INV2)의 로우 레벨의 반전 신호는 D 플립플롭(D4)의 입력단자(RESET)에 제공된다.
이에 하이 레벨의 D 플립플롭(D4)의 출력 신호(Q)는 PFM 선택 신호(PFM_EN)로 전달되며, 로우 레벨의 D 플립플롭(D4)의 출력 신호(QB)는 HYS 선택 신호(HYS_EN)으로 HYS신호 발생기(220)로 전달된다. 이에 따라 모드 제어부(400)는 PFM 모드로 전환되며, 이에 벅 변환기는 PFM 주파수 신호(PFM_D)를 기반으로 피드백 제어를 수행한다.
한편, 부하 전류(Iout)가 기 정해진 판단 기준치(80 mA) 초과하는 경우 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN) 및 영전류 감지부(300)의 감지 신호와 PFM 주파수 신호(PFM_D)가 PFM 선택신호 발생기(410)의 제1 멀티플렉서(MUX1)에 입력되면, 제1 멀티플렉서(MUX1)은 PFM 주파수 신호(PFM_D)를 통과한다.
모드 제어부(400)는 PFM 주파수 신호(PFM_D)를 제공받아 PMOS 트랜지스터(MP8)및 NMONS 트랜지스터(NM6)는 턴 오프 및 턴 온 상태의 스위칭을 반복한다. 여기서 PFM 주파수 신호(PFM_D)는 부하 전류가 높아짐에 따라 하이 레벨의 시간이 일정하고 로우 레벨의 시간 길이가 변동하는 주파수이므로, 이에 PFM 주파수 신호(PFM_D)를 제공받은 PMOS 트랜지스터(MP8) 및 NMOS 트랜지스터(MN6)은 턴온 또는 턴오프 상태로 각각 스위칭된다.
즉, PFM 주파수 신호(PFM_D)를 제공받은 NMOS 트랜지스터(MN6)는 턴온 상태로 스위칭되므로, 캐패시터(CFVC)의 충전 전압(VFVC)은 NMOS 트랜지스터(MN6)를 통과하여 방전되고, 방전된 충전 전압(VFVC)이 기준 전압(VREF)로 감소하는 경우 비교기(COMP)는 로우 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 출력한다. 이때 충전 전압(VFVC)은 기준 전압(VREF) 이하의 삼각파형으로 나타내어 진다.
그리고 충전 전압(VFVC)에 의거 비교기(COMP)의 출력 신호는 다수의 D 플립플롭(D1-D3)에 저장되며, 충전 전압(VFVC)이 기준 전압(VREF)보다 감소하는 D 플립플롭(D1-D3)의 수를 경과한 경우 비교기(COMP)의 출력 신호는 로우 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)로 PFM신호 발생기(210)에 전달된다. 이에 PFM신호 발생기(210)의 구동은 정지된다.
HYS 선택신호 발생기(420)의 낸드게이트(NAND1)는 D 플립플롭(D1-D3)의 출력 신호(Q)가 일치할 때 반전된 로우 레벨의 신호를 출력하고, 낸드게이트(NAND2)는 3개의 D 플립플롭(D1-D3) 각각의 출력 신호(QB)가 일치할 때 반전된 하이 레벨의 신호를 출력한다.
이에 로우 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)을 입력으로 낸드게이트(NAND1)(NAND2)의 출력 신호를 제공받은 제2 멀티플렉서(MUX2)는 낸드게이트(NAND1)(NAND2)의 출력 신호 중 하이 레벨을 출력하고, 제2 멀티플렉서(MUX2)의 출력 신호는 인버터(INV1)에 의해 반전된 후 D 플립플롭(D4)에 제공된다.
하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)는 인버터(INV2)에 의해 로우 레벨로 반전되고 인버터(INV2)의 로우 레벨의 반전 신호는 D 플립플롭(D4)의 입력단자(RESET)에 제공된다.
이에 로우 레벨의 D 플립플롭(D4)의 출력 신호(Q)는 PFM 선택 신호(PFM_EN)로 전달되며, 하이 레벨의 D 플립플롭(D4)의 출력 신호(QB)는 HYS 선택 신호(HYS_EN)으로 HYS신호 발생기(220)로 전달된다. 이에 따라 모드 제어부(400)는 히스테틱 모드로 전환되며, 이에 벅 변환기는 HYS 주파수 신호(HYS_D)를 기반으로 피드백 제어를 수행한다.
즉, 모드 제어부(400)는 히스테틱 모드로 전환되고 이에 HYS신호 발생기(220)의 HYS 주파수 신호(HYS_S)를 전압 형태로 변환한 후 게이트 구동부(500)로 전달한다.
도 5는 도 2에 도시된 모드 제어부(400)의 출력 파형을 보인 도면으로서, 도 5를 참조하면, (a)에 도시된 바와 같이 부하 전류(Iout)가 기 정해진 판단 기준치(80 mA) 이하로 급격하게 감소되어 영전류 감지부의 감지 신호(VZCD)가 생성된 경우 감지 신호(VZCD)에 의해 턴온 상태로 스위칭되는 PMOS 트랜지스터(MP8)를 통과한 외부 직류 전원(Vdd)는 캐패시터(CFVC)에 충전된다.
비교기(COMP)는 기준 전압(VREF) 이상의 톱니파형의 충전 전압을 출력하며, 3개의 D 플립플롭(D1-D3)에 의거 톱니파형의 충전 전압을 3회 인식 후 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 출력한다. 이에 모드 제어부(400)는 히스테틱 모드에서 PFM 모드로 전환된다.
이어 부하 전류(Iout)가 판단 기준치 초과한 경우 PFM 주파수 신호(PFM_D)의 입력 및 캐패시터(CFVC)의 포화 상태로 인해 (b)에 도시된 바와 같이, 캐패시터(CFVC)의 충전 전압(VFVC)는 일정 크기를 가지나 주파수가 향상됨에 따라 기준 전압(VREF) 이하의 삼각 파형으로 나타낸다.
이러한 삼각파형의 3회 인식 후 비교기(COMP)는 하이 레벨의 PFM 선택 신호(PFM_EN)를 출력한다. 이에 PFM 모드에서 히스테틱 모드로 전환된다.
도 6은 부하 전류(Iout)가 150 mA에서 30 mA로 급격하게 감소될 때 도 1에 도시된 모드 제어부(400)의 각 출력 파형을 보인 도면으로서, (a)에 도시된 바와 같이 부하 전류(Iout)가 150 mA 에서 30mA 급격하게 감소될 때 충전 전압(VFVC)은기준 전압 이상의 톱니파형으로 나타내고 이에 따른 PFM 주파수 신호는 (b)에 도시된 바와 같이 수백 Hz의 가변 스위칭 주파수임을 확인할 수 있다.
도 7은 부하 전류(Iout)가 30 mA에서 150 mA로 급격하게 증가될 때 도 1에 도시된 모드 제어부(400)의 각 출력 파형을 보인 도면으로서, (a)에 도시된 바와 같이 부하 전류(Iout)가 30 mA 에서 150mA 급격하게 감소될 때 충전 전압(VFVC)은기준 전압 미만의 삼각파형으로 나타내고 이에 따른 HYS 주파수 신호는 (b)에 도시된 바와 같이 1.97 MHz의 고정 스위칭 주파수임을 확인할 수 있다.
이에 따라 본 발명에 의하면, 부하 전류에 따라 검출된 영전류 감지부의 감지력 신호(VZDC) 또는 PFM 주파수 신호(PFM_D)에 대한 캐피시터의 충전 전압과 기준전압과의 비교 결과를 기반으로 가변 스위칭 주파수 특성을 가지는 PFM 주파수 신호 및 고정 스위칭 주파수 특성을 가지는 HYS 주파수 신호 중 하나를 토대로 피드백 제어를 수행함에 따라 부하 전류 변동에 대한 피드백 제어의 응답 속도를 향상시킬 수 있고, 이에 따른 벅 변환기의 효율을 극대화할 수 있게 된다.
본 발명의 다른 태양에 의한 벅 변환기의 모드 제어 방법은,(a) 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치 이하로 급격하게 감소하는 경우 상기 PFM 선택 신호에 따라 영전류 감지부의 감지 신호를 토대로 하이 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하는 PFM 모드를 수행하는 단계; 및 (b) 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치를 초과하는 경우 상기 PFM 선택 신호에 따라 PFM 주파수 신호를 토대로 로우 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하고 로우 레벨의 PFM 선택 신호의 반전 신호인 하이 레벨의 HYS 선택 신호를 생성하여 히스테틱 모드를 수행하는 단계를 포함하고, 상기의 모드 전환 방법의 각 단계는 전술한 모드 제어부(400)에서 수행되는 기능으로 자세한 원용은 생략한다.
본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 하여 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 기술이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서 본 발명의 기술적 보호범위는 아래의 특허청구범위에 의해서 정하여져야 할 것이다.

Claims (10)

  1. 외부 직류 전원을 부하로 전달하는 전력 변환회로와 전압 분배부, 기준전압 발생부, 및 게이트 구동부를 포함하고 부하 전류를 토대로 외부 직류 전원에 대해 피드백 제어를 수행하는 스위칭 구동회로를 포함하는 벅 변환기의 모드 전환 장치에 있어서,
    상기 스위칭 구동회로는,
    상기 부하 전류의 변동을 감지하는 영전류 감지부;
    상기 영전류 감지부의 감지 신호를 전달받아 PFM 선택 신호 및 HYS 선택 신호 중 하나를 생성하고, 수신된 PFM 주파수 신호 및 HYS 주파수 신호 중 하나 수신하여 전압 형태로 변환한 후 게이트 구동부로 전달하는 모드 제어부; 및
    상기 PFM 선택 신호를 제공받아 동작하여 기준전압 발생부의 제1 피드백 신호 및 기준 전압을 토대로 가변 스위칭 주파수 특성을 가지는 상기 PFM 주파수 신호를 생성하여 상기 모드 제어부로 전달하는 PFM 신호 발생기와 상기 상기 PFM 선택 신호의 반전 신호인 HYS 선택 신호를 제공받아 동작하여 기준전압 발생부의 제2 피드백 신호 및 기준 전압을 토대로 고정 스위칭 주파수 특성을 가지는 상기 HYS 주파수 신호를 생성하여 상기 모드 제어부로 전달하는 HYS신호 발생기를 포함하는 피드백신호 생성부를 더 구비되는 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 모드 제어부는,
    상기 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치 이하로 급격하게 감소될 때 상기 PFM 선택 신호 및 영전류 감지부의 감지 신호를 토대로 하이 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하여 피드백 제어를 수행하는 PFM 모드와,
    상기 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치를 초과하는 경우 상기 PFM 선택 신호 및 PFM 주파수 신호를 토대로 로우 레벨의 PFM 선택 신호에 대한 반전된 HYS 선택 신호를 생성하여 히스테틱 모드를 수행하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 모드 제어부는,
    상기 PFM 선택 신호와 영전류 감지부의 감지 신호에 의해 PFM 선택 신호를 생성하여 PFM신호 발생기로 전달하는 PFM 선택신호 발생기; 및
    상기 생성된 PFM 선택 신호를 토대로 HYS 선택 신호를 생성하여 상기 HYS신호 발생기로 전달하는 HYS 선택신호 발생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 PFM 선택신호 발생기는
    상기 PFM 선택 신호와 영전류 감지부의 감지 신호 및 PFM 주파수 신호를 제공받아 상기 영전류 감지부의 감지 신호 및 PFM 주파수 신호 중 하나를 출력하는 제1 멀티플렉서;
    상기 영전류 감지부의 감지 신호에 따라 턴온 상태로 스위칭되어 상기 PFM 선택 신호에 따라 제공된 외부 직류 전원을 통과시키는 PMOS 트랜지스터;
    상기 PMOS 트랜지스터를 통과한 외부 직류 전원을 충전하는 캐패시터;
    상기 캐패시터의 충전 전압과 상기 기준 전압을 비교하여 충전 전압이 기준 전압을 초과하는 경우 하이 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하여 상기 PFM 신호 발생기로 전달하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 캐패시터의 충전 전압은,
    상기 기준 전압을 초과하는 톱니파형인 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  6. 제4항에 있어서, 상기 PFM 선택신호 발생기는,
    상기 PFM 선택 신호에 의해 제1 멀티플렉서를 통과한 상기 PFM 주파수 신호에 따라 턴온 상태로 스위칭되어 상기 캐패시터의 충전 전압을 방전시키는 NMOS 트랜지스터를 더 포함하고,
    상기 비교기는
    상기 캐패시터의 충전 전압과 상기 기준 전압을 비교하여 충전 전압이 기준 전압을 미만인 경우 로우 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하여 PFM 신호 발생기로 전달하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 캐패시터의 충전 전압은,
    상기 기준 전압 미만의 삼각파형인 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  8. 제4항에 있어서, 상기 PFM 선택신호 발생기는,
    상기 비교기의 출력단에 접속되어 상기 비교기의 PFM 선택 신호를 순차 저장하고 상기 제1 멀티플렉서의 제어 신호에 의해 출력하는 다수의 D 플립플롭을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 HYS 선택신호 발생기는,
    다수의 D 플립플롭의 출력 신호가 모두 일치하는 경우 일치된 출력 신호에 대한 반전 신호를 출력하는 낸드게이트 1;
    다수의 D 플립플롭의 반전 출력 신호가 모두 일치하는 반전 출력신호에 대한 반전 신호를 출력하는 낸드게이트 2;
    PFM 선택 신호를 입력으로 상기 낸드게이트 1 및 낸드게이트 2의 출력 신호중 하나를 출력하는 제2 멀티플렉서;
    상기 제2 멀티플렉서의 출력 신호에 대한 반전 신호를 출력하는 인버터 1;
    상기 PFM 선택 신호에 대한 반전 신호를 출력하는 인버터 2; 및
    상기 인버터 1의 출력 신호 및 인버터 2의 출력 신호를 입력으로 하여 일시 저장한 후 PFM 선택 신호의 반전된 HYS 선택 신호를 출력하는 D 플립플롭을 포함하는 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 장치.
  10. (a) 영전류 감지부에서 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치 이하로 급격하게 감소하는 경우 모드 제어부에서 상기 PFM 선택 신호에 따라 영전류 감지부의 감지 신호를 토대로 하이 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하는 PFM 모드를 수행하는 단계; 및
    (b) 영전류 감지부에서 부하 전류가 기 정해진 판단 기준치를 초과하는 경우 모드 제어부에서 상기 PFM 선택 신호에 따라 PFM 주파수 신호를 토대로 로우 레벨의 PFM 선택 신호를 생성하고 로우 레벨의 PFM 선택 신호의 반전 신호인 하이 레벨의 HYS 선택 신호를 생성하여 히스테틱 모드를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 벅 변환기의 모드 전환 방법.



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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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