CN113179026A - 一种反激式电源电路及其控制方法 - Google Patents

一种反激式电源电路及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113179026A
CN113179026A CN202110532972.5A CN202110532972A CN113179026A CN 113179026 A CN113179026 A CN 113179026A CN 202110532972 A CN202110532972 A CN 202110532972A CN 113179026 A CN113179026 A CN 113179026A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
resistor
power supply
zcd
side part
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202110532972.5A
Other languages
English (en)
Inventor
马道平
高健龙
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southchip Semiconductor Technology Shanghai Co Ltd
Original Assignee
Southchip Semiconductor Technology Shanghai Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southchip Semiconductor Technology Shanghai Co Ltd filed Critical Southchip Semiconductor Technology Shanghai Co Ltd
Priority to CN202110532972.5A priority Critical patent/CN113179026A/zh
Publication of CN113179026A publication Critical patent/CN113179026A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Abstract

本发明属于开关电源技术领域，具体的说是涉及一种反激式电源电路及其控制方法。本发明的电路包括原边部分、副边部分和辅助边部分，所述原边部分的同名端接供电端，所述副边部分的异名端接输出电压端，所述辅助边部分的同名端通过第一电阻和二极管后接电源控制芯片VCC引脚，即辅助部分在原边部分导通时导通，在副边导通时关断。本发明的有益效果是：本发明能够改善输出电压波动剧烈情况下的Vcc供电电压变化范围。

Description

一种反激式电源电路及其控制方法
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体的说是涉及一种反激式电源电路及其控制方法。
背景技术
反激式(Flyback)变换器又称单端反激式或隔离式"Buck-Boost"变换器。因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单，成本低廉，在小功率电源以及各种电源适配器中应用广泛。目前常见的开关电源架构如下图1所示。
目前主流的反激式开关电源至少有三个绕组：原边绕组，副边绕组，辅助绕组。原边绕组储能时副边绕组和辅助绕组不参与能量交换，而原边绕组停止储能时辅助绕组和副边绕组续流，以实现原边和副边的隔离和电压变换。辅助绕组和输出绕组同相位。在这个过程中辅助绕组承担两个功能：给原边芯片提供正常工作需要的能量，同时实现输出电压信息的采集。
目前通用的反激变换器架构，辅助绕组给原边芯片供电，架构如图2所示，供电电压和绕组匝数之间的关系如下：
VCC＝Naux/Ns*(Vout+Vd1)-Vd2 (式1)
其中，Naux为辅助绕组匝数，Ns为副边绕组匝数，Vout为输出电压，VCC为电源控制芯片VCC脚的供电电压，Vd1为输出整流管的导通压降，Vd2为辅助绕组串联整流管的导通压降。
根据上述计算可知，VCC电压随Vout电压变化比较大。对于一些宽供电电压范围的应用，比如PD/QC适配器，或其他需要调节输出电压变化的场合，则VCC电压变化范围比较大，此时VCC供电电压将比较麻烦。由于一般驱动MOS的芯片的VCC供电电压最低大约8V，所以当输出电压最低时必须保证VCC电压高于8V。比如，对于PD适配器，协议规定最低输出电压3.3V，最高可以到21V，变化范围大约6.4倍。也就是说，如果保证输出电压最低时VCC电压8V，那么最高VCC供电电压大约是8*6.4＝51.2V。如此高的供电电压，会带来很多问题，比如功耗增大，芯片脚所需要的的耐压提高等。
针对这种情况，各种电源IC公司提出了很多解决办法，比如增加电压钳位/LDO电路，使得芯片供电电压钳位到一个比较低的值。典型的电压钳位电路如图3所示。
其中，R31是限流电阻阻值一般从几欧姆到几十欧姆，某些场合也可以省去。D7是整流二极管。Q1是一颗NPN型三极管，R10给Q1提供基极电流。ZD1是一颗Zener管，通常选择10V～24V之间。D4是一颗通用小信号二极管，C7、C28都是储能电容。
对于该电路，如果忽略二极管、三极管结电压的压降，则当输入电压高于12V时，zener二极管ZD1导通将VCC电压钳位到12V，多余的能量会被zener管消耗掉。这样会导致能量损失，效率降低。
还有一种做法，VCC绕组以较高的电压供给芯片，芯片内部集成LDO，这样简化了外围电路增加了系统可靠性，但同样地VCC绕组能量会被消耗掉，效率降低。同时芯片内部集成LDO，也不利于散热。
发明内容
本发明针对上述问题，提出了一种与普通的反激变换器不同的电路结构，采用本发明的反激式电源电路，可以在原边导通时辅助绕组给VCC绕组供电，同时在副边导通时反馈副边绕组电压。同时由于输入电压变化范围较小(直流输入电压变化范围大约90V～375V，变化范围4.17倍)，所以VCC供电电压的变化范围可以比较小。
本发明的技术方案是：
一种反激式电源电路，包括原边部分、副边部分和辅助边部分，如图4所示，所述原边部分的同名端接供电端，所述副边部分的异名端接输出电压端，所述辅助边部分的同名端通过第一电阻和二极管后接电源控制芯片VCC引脚，即辅助部分在原边部分导通时导通，在副边导通时关断。
进一步的，所述辅助边部分与第一电阻的连接点还通过第二电阻和第三电阻后接地；第二电阻与第三电阻的连接点接电源控制芯片ZCD引脚。
一种反激式电源电路的控制方法，包括：
假设供电电压为Vindc，当原边部分导通副边部分关断时，辅助边部分输出电压为Vaux＝Vindc*(Naux/Np)，此时Vaux是一个正电压，其中Naux为辅助边部分绕组圈数，Np为原边部分绕组圈数；
当副边部分导通原边部分关断时，辅助边部分输出电压为Vaux＝Vout*(Naux/Ns)，此时Vaux是一个负电压，Ns为副边部分绕组圈数；
经过第二电阻和第三电阻分压后得到ZCD引脚电压为VZCD＝Vaux*Rdown/(Rup+Rdown)，Rup为第二电阻阻值，Rdown为第三电阻阻值；
通过检测ZCD引脚电压，得到辅助边部分输出电压Vaux，从而得到Vindc电压，具体关系为
Figure BDA0003068598170000031
在Vindc电压超范围时通过控制原边部分和辅助边部分对输入到VCC引脚的电压进行调节，使VCC电压只随Vindc电压变化而不会随副边部分输出电压变化而变化。
本发明的有益效果是：本发明能够改善输出电压波动剧烈情况下的VCC供电电压变化范围。
附图说明
图1为传统的反激开关电源电路原理示意图；
图2为传统反激变换器供电架构示意图；
图3为VCC电压钳位电路；
图4为本发明的供电电路结构示意图；
图5为ZCD电压的获得方式示意图；
图6为ZCD电压波形示意图；
图7为经过ZCD反向电路之后的ZCD电压信号示意图；
图8为本发明的实际应用电路示意图；
图9为原边输入电压相关信息监测原理图；
图10为副边输出电压相关信息监测原理图；
图11为输出OVP检测示意图；
图12为DCM下的关键节点波形示意图；
图13为CCM下的关键节点波形示意图；
图14为VCC电容上的电压随输入电压波动的变化示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行详细的描述。
现有的基于副边绕组反馈导通的控制架构，辅助绕组和副边绕组同时导通，辅助绕组电压和输出绕组电压有匝数比的关系。但由于输出电压变化范围大，所以辅助绕组上的电压变化范围也很大，由此带来功耗大、效率低、外围电路复杂等问题。本发明提出的基于原边绕组的反馈导通控制架构，能够改善输出电压波动剧烈情况下的VCC供电电压变化范围。本发明的辅助绕组供电结构如图4所示，当原边导通的时候，二极管D2导通，辅助绕组上感应出上正下负的电压，电压大小为：
Vaux＝Vindc*(Naux/Np) (式2)
其中，
Vindc：Bulk电容两端的电压；
Naux：辅助绕组圈数；
Np：原边绕组圈数。
忽略原边开关管导通时两端压降和采样电阻两端压降，则原边绕组在导通时刻其两端的电压基本上等于Bulk电容两端的电压(Vindc)。采用本发明的方法，在90V/60Hz～264V/50Hz全输入电压范围内，Vindc变化范围大约为90V～375V。Vindc为90V时保证VCC电压为8V，那么输入电压375V时的VCC电压为：8*375/90＝33.3V，相比于传统模式51.2V的供电电压显著降低。VCC电压从传统供电模式的最高51.2V降低到本发明的33.3V，假设芯片正常工作时功耗是2mA，则辅助绕组供电电压降低就可以降低功耗(51.2-33.3)*2＝35.8mW。同时，不需要钳位电路或芯片内置LDO，既能精简电路结构降低系统成本，也能提高系统效率降低散热需求。
辅助绕组在副边导通时，感应电压上负下正，大小关系为：
Vaux＝Vout*(Naux/Ns) (式3)
其中，Vaux是一个负电压。经过分压电阻Rup和Rdown之后可以得到一个比较小的负电压值，如图5所示，该值大小为：
VZCD＝Vaux*Rdown/(Rup+Rdown) (式4)
通过对该负电压的分析，可以得到副边输出电压、退磁时间、谷底开通时刻等信息。
本发明的结构具有以下特点：
A.辅助绕组在原边开关管导通时导通(流过电流)，在副边开关管导通时关断(不流过电流)；
B.辅助绕组在原边开关管导通时产生的电压经过整流管之后给芯片的VCC提供能量；
C.原边开关管开启副边开关管关断的时候，通过检测ZCD电压的方式检测输入电压的大小，从而实现Brown-in/Brown-out检测，以及Line OVP检测。这些阈值电压都可以通过ZCD分压电阻调节。
D.在原边开关管关闭副边开关管导通时，可以通过电压钳位的方式实现输出电压OVP保护。输出电压OVP保护点也可以通过调节ZCD分压电阻得到调节。
E.检测ZCD绕组退磁结束后的上升沿，可以实现谷底开通时刻等信息的采集，从而实现准谐振(QR)。
基于本发明的结构，芯片ZCD管脚上的电压波形如图6所示，其中，tONP为原边开关管导通时间，tONS为副边开关管导通时间，tLEB为副边开关管导通之后由于振铃较大而不监测ZCD电压的一段时间，tSAMPLE为采样ZCD管脚电压的时刻。
由波形可知，ZCD管脚采样的电压波形是负的。为了便于比较，需要将ZCD电压信号做幅值不变、极性反转变换。采用一个信号反向电路，可以将信号做幅值相同、极性相反的变化。信号缓冲和反向电路如图7所示。
反向电路由缓冲器X2和运算放大器X1组成。需要注意点的是，缓冲器X2和运算放大器X1的工作电压范围在-5V～+5V之间。通过ZCD反向电路之后的ZCD电压信号，可以得到两个信息：ZCD电压信息VZCD，以及退磁时间信息tONS。通过VZCD电压，可以得到输出电压信息，从而进行输出电压过压、欠压保护等。通过Tons时间，再结合Vcspk等信息可以得到输出电流信息。
如图8所示，为本发明的实际应用示意，当系统上电之后，启动电阻Rst通过Vindc开始给VCC电容充电。当VCC上的电压达到UVLO(on)之后，原边尝试打一个脉冲，在原边打脉冲的时候芯片通过监测ZCD绕组上的电压可以知道Vindc的电压：如果Vindc电压低于Brown-in电压，则原边不再继续打脉冲，并且VCC绕组下拉电流把VCC电容上的电压放电到UVLO(off)以下，直到下次VCC重启；如果Vindc电压高于Brown-out电压，则原边继续打脉冲，芯片正常启动。如果Vindc电压高于Line OVP电压，则芯片停止工作，直到Vindc电压低于Line OVP电压。整个工作过程中VCC电压基本上随Vindc电压变化，基本不随着输出电压以及负载的变化而变化。
如图9所示，为原边输入电压的Brown-in/out以及line OVP，辅助绕组上的电压经过分压电阻101/102之后，变成ZCD信号。ZCD信号在正和负之间交替变化。
当原边开关管导通时，ZCD电压为正，开关电路2(103)导通，通过对该电压进行采样处理，可以得到输入电压的信息。该电压在line OVP电路105中和line OVP阈值作比较，可以得到原边输入电压的过压、欠压保护信息。该电流经过迟滞比较器106之后，再经过Brown-in/Brown-out检测电路107后，可以得到原边Brown-in/Brown-out信息。
通过式2和式4可知，原边导通时输入电压Vindc和VZCD电压对应关系为：
Figure BDA0003068598170000061
通过设置不同的外围参数，可以调节系统的Brown-in/Brown-out以及Line OVP电压。
如图10所示，对副边输出电压检测，在原边开关管关闭之后副边开关管导通，辅助绕组上的电压经过分压电阻101/102，产生一个负电压。开关电路1(108)打开后，ZCD1经过前沿消隐电路109之后，通过输出OVP检测电路110可以检测输出电压，得到输出电压的OVP、UVP等信息，从而实现保护。输出OVP检测电路通过一个电压钳位电路把ZCD电压钳位在一个绝对值较低的负电压水平，续流时间检测电路111通过检测该电压持续的时间可以知道续流时间信息Iop。谷底检测电路112通过判断续流结束之后ZCD电压的从负到正的变化，可以得到谷底信息Nval，从而便于实现准谐振(QR)。
如图11所示，为输出OVP检测电路，辅助绕组在副边开通、原边关断阶段产生一个对地为负的电压。该电压大小和输出电压在数值上呈正比关系。在副边绕组导通阶段，开关201闭合，ZCD信号经过一个LEB电路202之后，由于ZCD电压本身为负，所以三极管205在电压源207和电阻206的作用下导通。通过设置合适的电阻203和206的值，可以使得三极管饱和导通，三极管BE结本身的压降可以忽略不计。NVdd的电压经过电阻203之后流过跨导204之后转化成一个电流，该电流流过电阻208之后产生一个电压，该电压大小为：
V208＝(NVdd-VZCD)/R203*K1*R208 (式6)
其中，VZCD是一个负值。K1是跨导204的增益。
对R208电阻两端的电压减去一个固定电压之后，就可以得到和输出电压线性相关的一个电压VOVP。通过判断VOVP电压的大小即可得到输出电压的大小。VOVP电压大小为：
VOVP＝(V208-V209)*K2 (式7)
其中，K2是压控电压源210的增益。V209是一个和NVDD线性相关的量，其大小关系为：
V209＝NVdd/R203*K1*R208 (式8)
根据式6～8，可以得到：
VOVP＝-VZCD/R203*K1*K2*R208 (式9)
由于VZCD此时是个负电压，所以VOVP是个正电压，根据其内部电路参数可以确定其和ZCD电压线性相关。而根据式3和4，可以得到：
Figure BDA0003068598170000071
根据公式10可知，VOVP是一个和Vout呈线性关系的一个参数。根据VOVP电压，芯片可以做输出的欠压和过压保护。
得到诸如Brown-in/out、Line OVP、VZCD、Nval等信息之后，通过适当运算可以调节开关频率、导通时间等信息。具体的关键波形如图12-图14所示。

Claims (3)

1.一种反激式电源电路，包括原边部分、副边部分和辅助边部分，其特征在于，所述原边部分的同名端接供电端，所述副边部分的异名端接输出电压端，所述辅助边部分的同名端通过第一电阻和二极管后接电源控制芯片VCC引脚，即辅助部分在原边部分导通时导通，在副边导通时关断。
2.根据权利要求1所述的一种反激式电源电路，其特征在于，所述辅助边部分与第一电阻的连接点还通过第二电阻和第三电阻后接地；第二电阻与第三电阻的连接点接电源控制芯片ZCD引脚。
3.用于如权利要求2所述的一种反激式电源电路的控制方法，其特征在于，包括：
假设供电电压为Vindc，当原边部分导通副边部分关断时，辅助边部分输出电压为Vaux＝Vindc*(Naux/Np)，此时Vaux是一个正电压，其中Naux为辅助边部分绕组圈数，Np为原边部分绕组圈数；
当副边部分导通原边部分关断时，辅助边部分输出电压为Vaux＝Vout*(Naux/Ns)，此时Vaux是一个负电压，Ns为副边部分绕组圈数；
经过第二电阻和第三电阻分压后得到ZCD引脚电压为VZCD＝Vaux*Rdown/(Rup+Rdown)，Rup为第二电阻阻值，Rdown为第三电阻阻值；
通过检测ZCD引脚电压VZCD，得到辅助边部分输出电压Vaux，从而得到Vindc电压，具体关系为
Figure FDA0003068598160000011
在Vindc电压超范围时通过控制原边部分和辅助边部分对输入到VCC引脚的电压进行调节，使VCC电压只随Vindc电压变化而不会随副边部分输出电压变化而变化。
CN202110532972.5A 2021-05-17 2021-05-17 一种反激式电源电路及其控制方法 Pending CN113179026A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110532972.5A CN113179026A (zh) 2021-05-17 2021-05-17 一种反激式电源电路及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110532972.5A CN113179026A (zh) 2021-05-17 2021-05-17 一种反激式电源电路及其控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113179026A true CN113179026A (zh) 2021-07-27

Family

ID=76929054

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110532972.5A Pending CN113179026A (zh) 2021-05-17 2021-05-17 一种反激式电源电路及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113179026A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115395794A (zh) * 2022-10-27 2022-11-25 中科(深圳)无线半导体有限公司 一种电源适配器电路
CN116488433A (zh) * 2023-06-21 2023-07-25 成都智融微电子有限公司 一种开关电源辅助供电电路及其控制方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201388158Y (zh) * 2009-02-26 2010-01-20 佛山市顺德区瑞德电子实业有限公司 具有短路保护的半导体制冷用反激电源
CN101771353A (zh) * 2010-02-24 2010-07-07 英飞特电子（杭州）有限公司 一种适用于开关电源的辅助源电路
CN202143264U (zh) * 2011-07-12 2012-02-08 深圳茂硕电源科技股份有限公司 一种单端反激拓扑实现宽输出电压范围恒流的led驱动电路
CN203416169U (zh) * 2013-08-07 2014-01-29 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种反激供电电路
CN106132003A (zh) * 2016-06-30 2016-11-16 成都芯源系统有限公司 双通道led驱动器及其控制方法
CN108539986A (zh) * 2017-12-15 2018-09-14 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种反激式开关电源
CN110011552A (zh) * 2018-01-05 2019-07-12 上海芯熠微电子有限公司 开关电源控制方法与电路
CN111200365A (zh) * 2020-03-02 2020-05-26 上海南芯半导体科技有限公司 一种反激变换器的控制方法及其控制电路

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201388158Y (zh) * 2009-02-26 2010-01-20 佛山市顺德区瑞德电子实业有限公司 具有短路保护的半导体制冷用反激电源
CN101771353A (zh) * 2010-02-24 2010-07-07 英飞特电子（杭州）有限公司 一种适用于开关电源的辅助源电路
CN202143264U (zh) * 2011-07-12 2012-02-08 深圳茂硕电源科技股份有限公司 一种单端反激拓扑实现宽输出电压范围恒流的led驱动电路
CN203416169U (zh) * 2013-08-07 2014-01-29 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种反激供电电路
CN106132003A (zh) * 2016-06-30 2016-11-16 成都芯源系统有限公司 双通道led驱动器及其控制方法
CN108539986A (zh) * 2017-12-15 2018-09-14 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种反激式开关电源
CN110011552A (zh) * 2018-01-05 2019-07-12 上海芯熠微电子有限公司 开关电源控制方法与电路
CN111200365A (zh) * 2020-03-02 2020-05-26 上海南芯半导体科技有限公司 一种反激变换器的控制方法及其控制电路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115395794A (zh) * 2022-10-27 2022-11-25 中科(深圳)无线半导体有限公司 一种电源适配器电路
CN116488433A (zh) * 2023-06-21 2023-07-25 成都智融微电子有限公司 一种开关电源辅助供电电路及其控制方法
CN116488433B (zh) * 2023-06-21 2023-09-12 成都智融微电子有限公司 一种开关电源辅助供电电路及其控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9148061B2 (en) Systems and methods for constant voltage control and constant current control
US9083246B2 (en) Control circuit for primary side control of switching power supply
US9391530B2 (en) System and method for synchronous rectifier
US8077487B2 (en) Using output drop detection pulses to achieve fast transient response from a low-power mode
US6788557B2 (en) Single conversion power converter with hold-up time
US8570772B2 (en) Isolated flyback converter with efficient light load operation
US8754617B2 (en) Reverse shunt regulator
US8665613B2 (en) Switched mode power converter and method of operation thereof
US20020070720A1 (en) Power supply circuit and method thereof to detect demagnitization of the power supply
KR100829121B1 (ko) 비씨엠모드로 동작하는 단일전력단 역률개선 회로
KR20030052587A (ko) 버스트 모드 스위칭 모드 파워 서플라이
CN113179026A (zh) 一种反激式电源电路及其控制方法
JP2006149098A (ja) スイッチング電源装置
WO2016069945A1 (en) Synchronous rectifier drive and soft switching circuit
US7123489B2 (en) Variable-frequency flyback converter with synchronous rectification function
US8054604B2 (en) Device and method of reducing inrush current
US6490178B1 (en) Switching power circuit which switches voltage supplied to a primary winding of a transformer with a switching element to rectify alternating current generated in a secondary winding of the transformer
WO2023087716A1 (zh) 一种内置高压功率管电流检测的自供电方法
JP2003299354A (ja) フライバックコンバータの同期整流回路
US20230107131A1 (en) Switching mode power supply with stable zero crossing detection, the control circuit and the method thereof
US6717826B2 (en) Method to reduce bus voltage stress in a single-stage single switch power factor correction circuit
US20230163679A1 (en) Control circuit for a totem pole power factor correction circuit and the method thereof
US11979090B2 (en) Power converter controller with branch switch
US11552573B1 (en) Cycle-by-cycle reverse current limiting in ACF converters
JPH0654525A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB02 Change of applicant information

Address after: Room 214, 1000 Chenhui Road, Pudong New Area, Shanghai, 200120

Applicant after: Shanghai Nanxin Semiconductor Technology Co.,Ltd.

Address before: Room 214, 1000 Chenhui Road, Pudong New Area, Shanghai, 200120

Applicant before: SOUTHCHIP SEMICONDUCTOR TECHNOLOGY (SHANGHAI) Co.,Ltd.

CB02 Change of applicant information
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20210727

RJ01 Rejection of invention patent application after publication