CN110112917A - 控制电路及应用其的有源箝位电路 - Google Patents

控制电路及应用其的有源箝位电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种控制电路及应用其的有源箝位电路，当系统启动过压保护时，控制主开关管保持关断状态，并且控制辅助开关管继续工作预定个数的工作周期，为箝位电容提供放电通路，使得箝位电容被充分放电，从而避免损坏辅助开关管和副边二极管等问题的出现，且与传统方案对比，也可以避免空载损耗的增加。

Description

控制电路及应用其的有源箝位电路
技术领域
本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种控制电路及应用其的有源箝位电路。
背景技术
目前，在有源箝位电路中，采用箝位控制方式吸收尖刺电压。该有源箝位电路包括与变压器的原边绕组连接的主开关管和辅助开关管。主开关管和辅助开关管以互补方式交替导通和关断。在主开关管关断期间，辅助开关管导通，从而形成附加的吸收电路，以吸收原边绕组的漏感中储存的能量，因而可以抑制尖刺电压的产生。
如图1所示，为现有技术的反激式有源箝位电路。当因输出过压等故障使得过压保护启动时，辅助开关管Sa和主开关管Sm均关断，箝位电容Cc没有放电回路，箝位电容Cc的电压将会非常缓慢地下降，但输出电压Vout会被负载很快拉低。当过压保护解除或重启时，由于输出电压低，折射到原边绕组Lm上的电压较小，当辅助开关管Sa导通时，箝位电容Cc的电压与原边绕组Lm的电压之间较大的压差将加在漏感Lk上，由于漏感Lk的感值很小，根据Ldi/dt＝u,可知将会产生很大的回路电流，同时，副边二极管D1的峰值电流也将很大，会损坏辅助开关管Sa和副边二极管D1等。
现有方案中，通过在箝位电容Cc两端并联大电阻R的方式来提供放电回路,具体地，在输出过压故障后关闭PWM，并且设置一段固定的保护时间供箝位电容放电。然而，此方案的缺点在于，电阻R为固定负载，尽管其可以吸收尖刺电压，但吸收电路消耗的能量也使得有源箝位电路增加了空载功耗，从而使得效率降低。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种控制电路及应用其的有源箝位电路，以解决现有有源箝位电路中空载损耗大的的问题。
第一方面，提供一种用于有源箝位电路的控制电路，所述有源箝位电路采用主开关管为变压器提供电能，以及采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径，所述有源箝位电路还包括与所述辅助开关管串联连接的箝位电容，其特征在于，
所述控制电路响应于系统启动过压保护时，控制所述主开关管保持关断状态，并且控制所述辅助开关管继续工作预定个数的工作周期，使得所述箝位电容被充分放电。
优选地，所述辅助开关管在系统启动过压保护时，按照预设的工作频率工作。
优选地，所述辅助开关管在系统启动过压保护时，按照预设的占空比导通和关断。
优选地，所述控制电路包括过压检测电路，其用以根据输出电压生成过压检测信号，所述过压检测信号用以表征所述系统启动过压保护与否。
优选地，所述控制电路还包括控制信号生成电路，其用以根据所述过压检测信号，选择不同的PWM电路以生成相应的PWM控制信号。
优选地，所述控制信号生成电路包括：
第一PWM电路，其在所述过压检测信号为无效状态时使能，用以生成PWM控制信号使得系统正常工作；
第二PWM电路，其在所述过压检测信号为有效状态时使能，用以生成PWM控制信号使得系统启动过压保护时，所述箝位电容被充分放电。
优选地，所述箝位电容与所述辅助开关管串联连接构成箝位电路，且所述箝位电路与所述变压器的原边绕组并联连接或者串联连接。
第二方面，提供一种有源箝位电路，包括：
功率级电路，以及
上述任一项中所述的控制电路。
优选地，所述有源箝位电路的所述功率级电路，为反激式变换器或正激式变换器。
本发明的控制电路，响应于系统启动过压保护时，控制主开关管保持关断状态，并且控制辅助开关管继续工作预定个数的工作周期，为箝位电容提供放电通路，使得箝位电容被充分放电，从而避免损坏辅助开关管和副边二极管等问题的出现，且与传统方案对比，也可以避免空载损耗的增加。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为现有技术的反激式有源箝位电路的示意图；
图2为本发明第一实施例的反激式有源箝位电路的示意图；
图3为本发明的控制电路的结构示意图；
图4为本发明的一个箝位电容放电回路的示意图；
图5为本发明的另一个箝位电容放电回路的示意图；
图6为本发明的又一个箝位电容放电回路的示意图；
图7为本发明的第一实施例的反激式有源箝位电路的工作波形图；
图8为本发明的第二实施例的反激式有源箝位电路的示意图；
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2示出根据本发明第一实施例的反激式有源箝位电路的示意性电路图。该反激式有源箝位电路包括输入电容Cin、功率级电路、箝位电路和控制电路。可以理解的是，还可以包括一整流桥(这里未示出)，用以接收外部输入电压信号整流后得到一直流输入电压Vin。
功率级电路包括变压器T、与变压器T的原边绕组串联连接的主开关管Sm、以及与变压器T的副边绕组串联连接的二极管D1和输出电容Co。如图2所示，变压器T的原边绕组的同名端连接至主开关管Sm的第一端。变压器T的原边绕组的异名端与输入电容Cin连接，以获得直流输入电压Vin。主开关管Sm的第二端接地。变压器T的副边绕组的同名端连接至二极管D1的阳极。输出电容Co连接在二极管D1的阴极和变压器T的副边绕组的异名端之间。在输出电容Co的两端提供直流输出电压Vout。
在本发明实施例中，箝位电路与变压器T的原边绕组并联连接，箝位电路包括在变压器T的原边绕组两端串联连接的辅助开关管Sa和箝位电容Cc。在图2中，变压器T的原边绕组等效为串联的激磁电感Lm和漏感Lk。
控制电路分别连接至主开关管Sm和辅助开关管Sa，用于控制二者的导通和关断状态。
在正常工作过程中，主开关管Sm交替导通和关断。在主开关管Sm的导通期间，原边电流Ip流经变压器T的原边绕组。该原边电流Ip随主开关管Sm的导通时间逐渐上升，使得变压器T储存能量。在变压器T的副边绕组上连接的二极管D1由于反向偏置而截止。在主开关管Sm的关断期间，变压器T的原边绕组的原边电流Ip减小为零，副边绕组上连接的二极管D1由于正向偏置而导通。因而，变压器T释放能量从而向输出电容Co和负载供电。
在主开关管Sm的关断期间，辅助开关管Sa导通至少一段时间，使得箝位电路开始工作。存储在变压器的漏感Lk中的能量通过辅助开关管Sa的体二极管释放到箝位电容Cc中，从而抑制漏感Lk产生的寄生振荡，即抑制尖刺电压的产生，以改善EMI特性。
但是，当系统由于故障触发过压保护时，该反激式有源箝位电路就容易出现故障。原因在于，在正常工作状态下，箝位电容Cc上的电压约为NVout，其中N为原副边匝比，而当输出过压时，输出电压Vout较大，因此箝位电压Vcc较高。但当因输出过压等故障使得过压保护启动时，辅助开关管Sa和主开关管Sm均关断，箝位电容Cc没有放电回路，箝位电容Cc的电压将会非常缓慢地下降，然而输出电压Vout则会被负载很快拉低。当保护解除或重启时，由于输出电压Vout较低，因此折射到原边绕组上的电压也会较小，当辅助开关管Sa导通时，箝位电容Cc上的箝位电压Vcc与原边绕组电压较大的压差将加在漏感Lk上，由于漏感Lk的感值很小，根据Ldi/dt＝u,可知将会产生很大的回路电流，同时，副边二极管D1的峰值电流也将很大，会损坏辅助开关管Sa和副边二极管D1等。
由此，本发明实施例的控制电路，提供一种用于有源箝位电路的控制电路，其响应于系统启动过压保护时，控制主开关管Sm保持关断状态，并且控制辅助开关管Sa继续工作预定个数的工作周期，使得箝位电容Cc被充分放电，从而避免损坏辅助开关管Sa和副边二极管D1等问题的出现。
图3所示为本发明实施例的控制电路的结构示意图。如图3所示，控制电路包括过压检测电路、控制信号生成电路以及驱动电路。
具体地，过压检测电路，其通过对输出电压Vout的检测，判断输出电压Vout是否大于过压阈值，从而据此生成过压检测信号OVP，过压检测信号OVP用以表征所述系统启动过压保护与否，优选地，可以设置为过压检测信号OVP为有效状态时表征系统启动过压保护，对应地，过压检测信号OVP为无效状态时表征系统未启动过压保护。
控制信号生成电路，其用以根据所述过压检测信号，选择不同的PWM控制电路以生成相应的PWM控制信号。进一步地，控制信号生成电路包括：第一PWM电路，其在过压检测信号OVP为无效状态时使能，用以生成PWM控制信号使得系统正常工作；第二PWM电路，其在过压检测信号OVP为有效状态时使能，用以生成PWM控制信号使得系统启动过压保护时，所述箝位电容Cc被充分放电。
驱动电路，用以根据PWM控制信号，生成驱动信号，以驱动主开关管Sm和辅助开关管Sa导通和关断。
并且，优选地，辅助开关管Sa在系统启动过压保护时，按照预设的工作频率以及预设的占空比导通和关断，通过选取合适的工作频率以及占空比，从而使得谐振电流的峰值被控制在合适范围内，以防止损坏器件，另外，需要说明的是，使得辅助开关管Sa在系统启动过压保护时工作在预设的固定占空比下，只是为了控制上的便利，其他任何可能的实施方式，均可以采用。
图4～图6为反激式有源箝位电路的箝位电容放电回路的示意图，图7为采用该控制电路后的反激式有源箝位电路工作波形。接下来，结合该波形图，来阐述下系统启动过压保护时箝位电容Cc的放电过程。
1、t0-t1阶段，对应于图4所示的放电回路，系统启动过压保护，主开关管Sm保持关断，而辅助开关管Sa导通时，箝位电容Cc与原边激磁电感Lm发生谐振，因此产生放电回路。回路电流从箝位电容Cc与辅助开关管Sa的公共点，流经辅助开关管Sa，再经过激磁电感Lm后回到箝位电容Cc的另一端，在此过程中，箝位电容Cc上的箝位电压Vcc逐渐下降；
2、t1-t2阶段，对应于图5所示的放电回路，辅助开关管Sa按照设定的周期以及占空比导通一定的时间后关断，此时，由于激磁电感Lm的存在，使得回路电流不能突变，因此在回路电流减小为零之前，回路电流的流动方向都不会发生改变，电流将流过图5所示的回路，即主开关管Sm的寄生体二极管-激磁电感Lm-输入源Vin，在此过程中，回路电流线性减小，但在此阶段中，箝位电容Cc上的箝位电压Vcc维持不变，且由于回路电流没有经过箝位电容Cc，故其上的电流为零；
3、t2-t3阶段，此时，主开关管Sm以及辅助开关管Sa仍保持关断，当回路电流减小到零时，激磁电感Lm与辅助开关管Sa及主开关管Sm的寄生电容谐振，使得辅助开关管Sa的寄生电容电压减小，主开关管Sm的寄生电容电压增大，当辅助开关管Sa的寄生电容电压为0时，辅助管Sa的寄生体二极管导通，回路电流反向，形成图6所示回路，箝位电容Cc将被充电直至谐振电流为零；
4、t3-t4阶段，此阶段中箝位电容Cc上的箝位电压Vcc维持不变。然后，重新开始下一周期的工作。
如此经过预定个数的工作周期后，箝位电容Cc上的箝位电压Vcc将降低至较低值。因此，当系统过压保护解除或重启时，由于箝位电容Cc上的箝位电压Vcc与原边绕组电压之间不会存在较大的压差，从而也也不会导致漏感Lk上有较大的电压，故不会产生很大的回路电流，因此不存在损坏辅助开关管Sa和副边二极管D1的风险等。
本发明的控制电路，响应于系统启动过压保护时，控制主开关管Sm保持关断状态，并且控制辅助开关管Sa继续工作预定个数的工作周期，为箝位电容Cc提供放电通路，使得箝位电容Cc被充分放电，从而避免损坏辅助开关管Sa和副边二极管D1等问题的出现，且与传统方案对比，由于不需要通过并联的大电阻的方式来提供放电回路，因此也可以避免空载损耗的增加。
图8示出根据本发明第二实施例的反激式有源箝位电路的示意性电路图。其与第一实施例的反激式有源箝位电路的不同之处在于：箝位电路与变压器T的原边绕组串联连接，且箝位电路并联连接在主开关管Sa的两端。进一步地，还有由于结构的不同，引起的放电回路的不同，结合图7所示的工作波形，具体地：
在t0-t1阶段，系统启动过压保护，主开关管Sm保持关断，而辅助开关管Sa导通时，箝位电容Cc与原边激磁电感Lm发生谐振，因此产生放电回路。回路电流从箝位电容Cc与激磁电感Lm的公共点，流经激磁电感Lm，再经过输入源Vin以及辅助开关管Sa后回到箝位电容Cc的另一端，在此过程中，箝位电容Cc上的箝位电压Vcc逐渐下降。
2、t1-t2阶段，辅助开关管Sa按照设定的周期以及占空比导通一定的时间后关断，此时，由于激磁电感Lm的存在，使得回路电流不能突变，因此在回路电流减小为零之前，回路电流的流动方向都不会发生改变，电流的流通路径为，主开关管Sm的寄生体二极管-激磁电感Lm-输入源Vin，在此过程中，回路电流线性减小，但在此阶段中，箝位电容Cc上的箝位电压Vcc维持不变，且由于回路电流没有经过箝位电容Cc，故其上的电流为零；
3、t2-t3阶段，此时，主开关管Sm以及辅助开关管Sa仍保持关断，当回路电流减小到零时，激磁电感Lm与辅助开关管Sa及主开关管Sm的寄生电容谐振，使得辅助开关管Sa的寄生电容电压减小，主开关管Sm的寄生电容电压增大，当辅助开关管Sa的寄生电容电压为0时，辅助管Sa的寄生体二极管导通，回路电流反向，回路电流从箝位电容Cc与辅助开关管Sa的公共点，流经辅助开关管Sa的体二极管，再经过输入源Vin以及激磁电感Lm后回到箝位电容Cc与激磁电感Lm的公共点，箝位电容Cc将被充电直至谐振电流为零；
4、t3-t4阶段，此阶段中箝位电容Cc上的箝位电压Vcc维持不变。然后，重新开始下一周期的工作。
如此经过预定个数的工作周期后，箝位电容Cc上的箝位电压Vcc将降低至较低值。因此，当系统过压保护解除或重启时，由于箝位电容Cc上的箝位电压Vcc与原边绕组电压之间不会存在较大的压差，从而也也不会导致漏感Lk上有较大的电压，故不会产生很大的回路电流，因此不存在损坏辅助开关管Sa和副边二极管D1的风险等。
另外，可以理解的是，本发明实施例的控制电路，也可以应用于正激式变换器结构中，构成正激式有源箝位电路，其工作原理与技术效果与反激式有源箝位电路相同，在此不再赘述。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种用于有源箝位电路的控制电路，所述有源箝位电路采用主开关管为变压器提供电能，以及采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径，所述有源箝位电路还包括与所述辅助开关管串联连接的箝位电容，其特征在于，
所述控制电路响应于系统启动过压保护时，控制所述主开关管保持关断状态，并且控制所述辅助开关管继续工作预定个数的工作周期，使得所述箝位电容被充分放电。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述辅助开关管在系统启动过压保护时，按照预设的工作频率工作。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述辅助开关管在系统启动过压保护时，按照预设的占空比导通和关断。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路包括过压检测电路，其用以根据输出电压生成过压检测信号，所述过压检测信号用以表征所述系统启动过压保护与否。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括控制信号生成电路，其用以根据所述过压检测信号，选择不同的PWM电路以生成相应的PWM控制信号。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路包括：
第一PWM电路，其在所述过压检测信号为无效状态时使能，用以生成PWM控制信号使得系统正常工作；
第二PWM电路，其在所述过压检测信号为有效状态时使能，用以生成PWM控制信号使得系统启动过压保护时，所述箝位电容被充分放电。
7.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述箝位电容与所述辅助开关管串联连接构成箝位电路，且所述箝位电路与所述变压器的原边绕组并联连接或者串联连接。
8.一种有源箝位电路，包括：
功率级电路，以及
根据权利要求1-7中任一项所述的控制电路。
9.根据权利要求8所述的有源箝位电路，其特征在于，所述有源箝位电路的所述功率级电路，为反激式变换器或正激式变换器。
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