JP6345311B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源を入力とし、前記電源から供給される入力電力を変換して平滑コンデンサへ出力する第一の電力変換回路と、平滑コンデンサと、入力側に平滑コンデンサが接続され、出力側に負荷が接続されて、前記平滑コンデンサの直流電力を変換して、前記負荷へ出力電力を供給する第二の電力変換回路とを有する電力変換装置において、新たな部品を必要とせずに、出力電力漸減中に生じ得る過電圧から平滑コンデンサを保護できるようにする。【解決手段】、第一の電力変換回路及び第二の電力変換回路の入出力を制御する制御部を備え、制御部は、入力電力を、出力電力以下に制御し、出力電力を減少させる電力制限処理の後に、第一電力変換回路及び第二の電力変換回路の動作を停止させる。【選択図】図２

Description

本発明は、電源の電圧・電流を変換して、接続される負荷へ電力供給する電力変換装置に関する。

このような電力変換装置は、一般的に、平滑コンデンサと、電力変換装置への入力電力を平滑コンデンサへ供給する第一の電力変換回路と、平滑コンデンサに供給された電力を変換して負荷へ出力する第二の電力変換回路とを備える。このとき、電力変換装置の入力電力が出力電力に対して大きくなると平滑コンデンサは充電され、平滑コンデンサの電圧は上昇する。平滑コンデンサが過度に充電されると、平滑コンデンサを破損させるような過電圧が生じる可能性がある。

また、半導体スイッチング素子の制御により電力変換を行う場合、そのような過電圧は、半導体スイッチング素子の破損を招く可能性がある。特に、半導体スイッチング素子として、高速動作が可能なワイドバンドギャップを持つＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）やＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）を用いると、高速動作に起因した大きさのサージ電圧が発生するため、過電圧による破損の可能性がさらに増す。

また、例えば、第一の電力変換回路又は第二の電力変換回路がトランスと半導体スイッチング素子を備え、電力変換回路に入力する電力を、トランスを介してトランス二次側へ出力し、スイッチング素子の制御により出力電力量を制御する構成を備えた電力変換装置がよく知られている。

この場合、電力変換動作中に発生するトランスの残留磁化を低減せずに電力変換動作を停止させ、電力変換動作を再開させると、トランスの磁気飽和現象により過電流が生じ、電力変換装置の破損を引き起こす可能性がある。そのため、この種の電力変換装置においては、出力電力を漸減させ、トランスの残留磁化を低減させた後に、電力変換動作を停止させる必要がある。
さらに、電力変換装置の出力電力が、例えば、蓄電装置などに供給される場合、蓄電装置の過充電による故障を避けるために、上記の出力電力の漸減は、極力短時間で実施する必要がある。

一方で、電力変換装置へ交流電源電圧（以下、単に交流電圧という。）が入力される場合、入力電流の高調波発生を抑制するため、交流電圧と入力電流の力率が“１”になるよう、交流電圧の周期毎に入力電流を制御することが望ましい。この場合、入力電力は、入力電流の振幅により制御されるため、入力電力の制御周期も交流電圧の周期になる。

以上のように、出力電力の漸減速度、すなわち出力電力の制御周期に対する制約と、入力電力の制御周期に対する制約はそれぞれ別の要因により設定されるため、出力電力の制御周期と入力電力の制御周期とは必ずしも一致しない。そのため、出力電力の漸減中、入力電力の周期が出力電力の周期よりも長い場合、入力電力の制御周期内で、入力電力は一定であるにも拘わらず、出力電力が減少して行く。すなわち、出力電力よりも入力電力の方が大きくなる期間が発生し得る。これにより、平滑コンデンサが充電され、過電圧が生じる可能性がある。

平滑コンデンサの過電圧から電力変換装置を保護する方法としては、例えば、下記の特許文献１に示されたものがある。この特許文献１では、電源から発電した電力をチョッパなどの発電電力制御用電力変換器により所定の電圧の直流電力に変換し、この直流電力を自励式電力変換器である系統連系用電力変換器で交流電力に変換して交流系統に出力する。系統連系用電力変換器と発電電力制御用電力変換器との接続端子には、直流電圧の変動を抑制する平滑コンデンサが並列に接続されている。

以上の構成において、接続する交流系統の電圧振幅を検出し、この電圧振幅が所定の値以下になった場合には系統連系用電力変換器の出力可能な電力以下に、電源からの発電電力を制限することによって、過電圧から電力変換器を保護している。

特開２０１３−６６３７８号公報

しかしながら、上記の特許文献１では、通常動作中の平滑コンデンサに対する過電圧保護方法については記載しているが、電力変換停止前の出力電力漸減中に生じ得る過電圧に対する保護については考慮されておらず、この対策のために過電圧保護回路の追加や素子耐圧を向上させると、回路の大型化やコストの増大を招くという課題があった。

本発明は上記のような課題を解消するために成されたもので、電源を入力とし、電源から供給される入力電力を変換して平滑コンデンサへ出力する第一の電力変換回路と、平滑コンデンサと、入力側に平滑コンデンサが接続され、出力側に負荷が接続されて、前記平滑コンデンサの直流電力を変換して、前記負荷へ出力電力を供給する第二の電力変換回路とを有する電力変換装置において、新たな部品を必要とせずに、出力電力漸減中に生じ得る過電圧から平滑コンデンサを保護できるようにすることを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、平滑コンデンサと、電源を入力とし、前記電源から供給される入力電力を変換して前記平滑コンデンサへ出力する第一の電力変換回路と、入力側に前記平滑コンデンサが接続され、出力側に負荷が接続されて、前記平滑コンデンサの直流電力を変換して、前記負荷へ出力電力を供給する第二の電力変換回路と、前記第一の電力変換回路及び前記第二の電力変換回路の入出力を制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、前記制御部は、第一の周期毎に、前記入力電力が変化するよう制御し、前記第一の周期以下の第二の周期毎に、前記出力電力が変化するように制御し、前記出力電力を減少させて前記電力変換装置による電力変換を停止させる際には、前記入力電力を前記出力電力以下に保ちつつ、前記出力電力を段階的に減少変化させ、前記入力電力がゼロとなった後に前記出力電力がゼロになるように制御する電力制限処理を行って前記第一の電力変換回路及び前記第二の電力変換回路の動作を停止させる。

本発明の電力変換装置によれば、入力電力を、出力電力以下に制御し、出力電力を減少させる電力制限処理の後に、第一電力変換回路及び第二の電力変換回路の動作を停止させるように構成したので、出力電力漸減中に平滑コンデンサが充電されないため、平滑コンデンサにおいて過電圧の発生を回避することができ、安定して電力変換動作を行うことができる。また、過電圧保護用の回路が不要であるため、装置の小型化及びコスト低減化が図られる。

本発明の各実施の形態に共通な電力変換装置の構成例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置の実施の形態２による電力制限処理時の動作例を示す波形図である。 図１に示す電力変換装置の実施の形態２による電力制限処理時の動作例を示す波形図である。

以下、本発明に係る電力変換装置の種々の実施の形態を、上記の添付図面を参照して説明する。

実施の形態１．
図１に示す、本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成例において、電力変換装置１０００は、交流‐直流変換を行う電力変換回路１００と、平滑コンデンサ２と、電圧値を変換し負荷へ電力を出力する電力変換回路２００と、これを制御する制御部４とで構成されており、交流電源１からの入力電力を受け、出力段に接続されている負荷である高圧バッテリ３を充電する。

電力変換回路１００及び電力変換回路２００は半導体スイッチング素子を備え、スイッチングにより電力変換を行う回路である。また、後述するように所定箇所に検出回路（センサ）が取り付けられており、検出された電流値及び電圧値が制御部４へ伝えられる。制御部４は、入力電流目標値及び出力電流目標値を生成し、検出回路で検出された電流値がその電流目標値に追従するよう電力変換回路１００及び電力変換回路２００の半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御する。このとき、上記の電流目標値により、入力電力及び出力電力が制御される。

なお、半導体スイッチング素子としては、例えばソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）を使用する。

電力変換回路１００は、交流電源１から平滑コンデンサ２までの要素で構成されている。交流電源１は、整流回路としてのダイオードブリッジ５に接続され、このダイオードブリッジ５と並列に整流電圧検出回路（ＳＶ１）２０が接続されている。ダイオードブリッジ５の一方の出力端子は、整流電流検出回路（ＳＩ１）２１と、限流回路としてのリアクトル６との直列回路に接続されている。

リアクトル６の後段には半導体スイッチング素子７と整流ダイオード８とが接続され、整流ダイオード８のカソードは平滑コンデンサ２の正極に接続される。半導体スイッチング素子７のリアクトル６とは反対側の端子は、平滑コンデンサ２の負極及びダイオードブリッジ５の他方の出力端子に接続されている。また、平滑コンデンサ２と並列に平滑コンデンサ２の電圧検出回路（ＳＶ２）２２が接続されている。

また、電力変換回路２００は、平滑コンデンサ２から高圧バッテリ３までの要素で構成されている。平滑コンデンサ２には、４つの半導体スイッチング素子９〜１２で構成されたブリッジ回路が並列に接続されている。半導体スイッチング素子９及び１１のドレインは、平滑コンデンサ２の正極に接続され、半導体スイッチング素子１０及び１２のソースは、平滑コンデンサ２の負極に接続される。

また、トランス１３の一次巻線の一端が、半導体スイッチング素子９のソースと半導体スイッチング素子１０のドレインとの接続点に接続され、他端は、半導体スイッチング素子１１のソースと半導体スイッチング素子１２のドレインとの接続点に接続されている。トランス１３の二次巻線には、整流用ダイオード１４〜１７のフルブリッジ回路が並列に接続されている。整流用ダイオード１４〜１７のフルブリッジ回路の一方の出力端子には、平滑用リアクトル１８と出力電流検出回路（ＳＩ２）２３と平滑用コンデンサ１９との直列回路が接続されている。コンデンサ１９と並列に、出力電圧検出回路（ＳＶ３）２４及び高圧バッテリ３が接続されている。この高圧バッテリ３は、電力変換回路２００の負荷である。

次に、電力変換装置１０００の入力電力を出力電力以下に制御するとともに、出力電力を漸減させる電力制限処理の後に、電力変換回路の動作を停止させる、本実施の形態１による電力制御アルゴリズムを、図２に示す波形図を参照しながら説明する。

まず、制御部４は、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎに対して力率が１となるように入力電流を制御する。また、制御部４は、入力電力を制御するために入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を生成し、交流電圧Ｖｉｎに同期した単位正弦波と、入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊との積を電流目標値とし、これに入力電流が追従するよう制御する。

従って、上記の電流目標値を交流電圧Ｖｉｎに対して力率を１にする必要があり、そのためには、交流電圧周期Ｔｉｎの間、入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊は点線で示すように一定であればよい。ただし、交流電圧急変時等にも応答可能な余裕を持たせるため、交流電圧Ｖｉｎ＝０Ｖとなる周期毎、すなわち交流電圧周期Ｔｉｎの半分の周期（＝Ｔｉｎ／２）毎に、制御部４は入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を生成する。

なお、交流電圧Ｖｉｎは、電力変換装置１０００の外部から入力されるものであり、実効値ＶｉｎＲＭＳは電力変換装置１０００が変えられるものではない。従って、電力制限処理中の入力電力Ｐｉｎは入力電流実効値により変化させる。すなわち、制御部４は、入力電力Ｐｉｎを入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊により制御する。従って、入力電力Ｐｉｎが制御される入力電力制御周期Ｔ１は、入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊と同様に、Ｔｉｎ／２と等しい。

また、電力変換装置１０００の出力端電圧Ｖｏｕｔは、接続される高圧バッテリ３から印加される電圧であり、電力変換装置１０００が変えられるものではない。従って、電力制限処理中の出力電力Ｐｏｕｔは出力電流により変化させる。

また、制御部４は出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊を入力電力制御周期Ｔ１以下の周期Ｔ２（Ｔ１≧Ｔ２）毎に生成しており、出力電流が出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊に追従するように制御している。すなわち、制御部４は、出力電力Ｐｏｕｔを出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊により制御する。従って、出力電力Ｐｏｕｔが制御される出力電力制御周期Ｔ２は、出力電流目標値が生成される出力電流制御周期と等しい。

図２に示す通り、電力制限処理を開始する前の時刻ｔ０に、入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を更新し、時刻ｔ０から入力電力制御周期Ｔ１が経過した時刻ｔ３よりも前の任意の時刻ｔ１において電力制限処理を開始させる。

通常、制御部４は、電力制限処理を開始する前において、電力変換装置１０００の損失を無視すると、入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔは一致するよう制御している。電力制限処理を開始する時刻ｔ１から入力電圧Ｖｉｎ＝０となる時刻ｔ３までの時間が出力電力制御周期Ｔ２以上であるとき（（ｔ３−ｔ１）≧Ｔ２）、入力電力Ｐｉｎを変化させるよう制御するより先に、出力電力Ｐｏｕｔを変化させるよう制御することが可能である。ただし、時刻ｔ１の時点においてはＰｉｎ＝Ｐｏｕｔであるため、制御部４が出力電力Ｐｏｕｔを先に減少させるよう制御すると、時刻ｔ３までの間にＰｉｎ＞Ｐｏｕｔとなる期間が生じ得る。すなわち、平滑コンデンサ２が充電され、過電圧が発生し得る。

従って、電力制限処理を開始する時刻ｔ１の後、入力電力Ｐｉｎを出力電力Ｐｏｕｔ以下に保つため（Ｐｉｎ≦Ｐｏｕｔ）、制御部４は、出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊を変化させる前に、まずは入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を減少させる必要がある。

本実施の形態では、図２に示す通り、電力制限処理を開始する時刻ｔ１の後、時刻ｔ３で、制御部４は入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊＝０［Ａ］とする。すなわち、このとき入力電力Ｐｉｎは０［Ｗ］となる。制御部４は、時刻ｔ３まで出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊を変化させない。時刻ｔ３の後、制御部４は、出力電力制御周期Ｔ２毎に出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊を段階的に減少させ、Ｉｏｕｔ＊＝０［Ａ］となるまで電力制限処理を継続する。出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊を段階的に減少させている間、すなわち、出力電力Ｐｏｕｔを漸減させている間、入力電力Ｐｉｎは０［Ｗ］である。このため、電力制限処理の期間中、電力変換装置１０００の入力電力Ｐｉｎを出力電力Ｐｏｕｔ以下に保ちつつ、出力電力Ｐｏｕｔを漸減させることが可能となる。

なお、時刻ｔ１と時刻ｔ０は一致していても良い（ｔ１＝ｔ０）。すなわち、電力制限処理を開始する時刻と入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を更新する時刻とは一致していても良く、このとき、電力制限処理開始と同時にＩｉｎＲＭＳ＊＝０［Ａ］となるが、出力電力漸減方法は、同様である。

この電力制限処理によって、出力電力漸減中は入力電力Ｐｉｎは出力電力Ｐｏｕｔ以下であり平滑コンデンサ２は充電されないため、過電圧の発生を回避することができ、安定して電力変換動作を行うことができる。また、過電圧保護用の回路が不要であるため、装置の小型化及びコスト低減化が可能である。

なお、電力制限処理中は、入力電力Ｐｉｎを出力電力Ｐｏｕｔ以下に保ちつつ、電力の出力を継続するため、平滑コンデンサ２は放電し、電圧が低下する。この時、平滑コンデンサ２の電圧が、交流電源１の最大瞬時電圧値を下回ると、交流電源１から平滑コンデンサ２までの経路上に、平滑コンデンサ２を充電するための過電流が生じる可能性がある。

そのため、電力制限処理に掛かる時間は、電力制限処理により平滑コンデンサ２の電圧が交流電源１の最大瞬時電圧値を下回らない時間に設定されている。
これにより、出力電力漸減中に、交流電源１から平滑コンデンサ２までの経路上での過電流発生を回避することができ、安定して電力変換動作を行うことができる。

実施の形態２．
上記の実施の形態１では、入力電流の力率を考慮し、入力電力制御周期Ｔ１は、交流電源１の半周期に設定したが、電力制限処理に掛かる時間は通常動作が継続する時間に対して十分短く、力率制御が不要であるとき、入力電力制御周期Ｔ１、すなわち入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を生成する周期は、交流電源１の半周期以下の周期であってもよい。

また、実施の形態１では、電力制限処理では、入力電力を０［Ｗ］にするために、制御部４は入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を０［Ａ］としたが、平滑コンデンサ２の過電圧を回避できればよいため、平滑コンデンサ２の電圧検出回路（ＳＶ２）２２が検出した電圧値が、過電圧以下の所定の範囲の値となるよう、入力電流実効値の目標値を生成してもよい。

このときの電力制限処理について、本実施の形態２による電力制限処理時の動作方法を示す図３を参照しながら以下に説明する。なお、本実施の形態２では、電力制限処理時の入力電力制御周期Ｔ１’＝出力電力制御周期Ｔ２’となるように設定する。

電力制限処理開始前に、平滑コンデンサ２の電圧検出回路（ＳＶ２）２２が検出した電圧値Ｖ１をＶａとする。また、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎの最大瞬時電圧値以上の任意の値Ｖｂにより、電力制限処理中に電圧値Ｖ１を制御すべき範囲を設定する。すなわち、電力制限処理において、平滑コンデンサ２の電圧検出回路（ＳＶ２）２２が検出した電圧値Ｖ１が、Ｖｂ≦Ｖ１＜Ｖａとなるよう、制御部４は入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を生成する。

具体的には、電力制限処理開始時刻ｔ０’に、制御部４は出力電力を減少させるために、出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊を減少させる。このとき、電圧値Ｖ１がＶａを下回るように、制御部４は入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊も低下させる。

その後、入力電力制御周期Ｔ１及び出力電力制御周期Ｔ２経過後の時刻ｔ１’で、制御部４は出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊をさらに減少させるが、Ｖｂ≦Ｖ１＜Ｖａであるため、制御部４は入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を変化させない。

さらに、入力電力制御周期Ｔ１及び出力電力制御周期Ｔ２経過後の時刻ｔ２’で、制御部４は出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊を減少させるとともに、Ｖ１＜Ｖｂであると、Ｖ１≧Ｖｂとなるよう制御部４は入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を増加させる。

さらに、入力電力制御周期Ｔ１及び出力電力制御周期Ｔ２経過後の時刻ｔ３’で、制御部４は出力電流目標値Ｉｏｕｔ＊を減少させるとともに、Ｖ１≧Ｖａであると、Ｖ１＜Ｖａとなるよう、制御部４は入力電流実効値の目標値ＩｉｎＲＭＳ＊を減少させる。

その後、入力電力制御周期Ｔ１及び出力電力制御周期Ｔ２経過毎に同様の処理をＩｏｕｔ＊＝０［Ａ］となるまで継続させ、Ｉｏｕｔ＊＝０［Ａ］となったときに電力制限処理を終了し、電力変換装置１０００の動作を停止する。

これにより、電力制限処理終了時には、平滑コンデンサ２の電圧は電力制限処理開始前の電圧Ｖａ以下となり、所定の電圧範囲に制御される。そのため、過電圧の発生を回避することができ、安定して電力変換動作を行うことができ、同様の効果を得ることができる。

なお、このときＶ１＜Ｖａであるため、平滑コンデンサ２は、電力制限処理開始前に対して放電されており、電力制限処理時の入力電力は出力電力以下に制御されている。
また、実施の形態１及び実施の形態２では、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとしたが、スイッチング素子の種類を限定するものではなく、ワイドバンドギャップを持つＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）やＳｉＣなどを適用してもよい。

また、電力変換装置１０００として、交流電源１からの入力電力を受け、出力段に接続されている負荷である高圧バッテリ３を充電する構成を例示したが、電力変換装置１０００の入力は直流電源とし、電力変換回路１００は電圧レベルを変換する直流−直流電力変換回路でもよい。また、接続される負荷は交流負荷とし、電力変換回路２００は直流−交流変換回路でもよく、制御部４が電力制限処理を実施することにより、同等の効果を得ることができる。

１ 交流電源、
２ 平滑コンデンサ、
３ 高圧バッテリ、
４ 制御部、
５ ダイオードブリッジ、
６ リアクトル、
７ 半導体スイッチング素子、
８ 整流ダイオード、
９〜１２ 半導体スイッチング素子、
１３ トランス、
１４〜１７ 整流用ダイオード、
１８ 平滑用リアクトル、
１９ 平滑用コンデンサ、
２０ 整流電圧検出回路（ＳＶ１）、
２１ 整流電流検出回路（ＳＩ１）、
２２ 電圧検出回路（ＳＶ２）、
２３ 出力電流検出回路（ＳＩ２）、
２４ 出力電圧検出回路（ＳＶ３）、
１００ 電力変換回路、
２００ 電力変換回路、
１０００ 電力変換装置。

Claims (7)

1. 平滑コンデンサと、
   電源を入力とし、前記電源から供給される入力電力を変換して前記平滑コンデンサへ出力する第一の電力変換回路と、
   入力側に前記平滑コンデンサが接続され、出力側に負荷が接続されて、前記平滑コンデンサの直流電力を変換して、前記負荷へ出力電力を供給する第二の電力変換回路と、
   前記第一の電力変換回路及び前記第二の電力変換回路の入出力を制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
   前記制御部は、第一の周期毎に、前記入力電力が変化するよう制御し、前記第一の周期以下の第二の周期毎に、前記出力電力が変化するように制御し、前記出力電力を減少させて前記電力変換装置による電力変換を停止させる際には、
   前記入力電力を前記出力電力以下に保ちつつ、前記出力電力を段階的に減少変化させ、前記入力電力がゼロとなった後に前記出力電力がゼロになるように制御する電力制限処理を行って前記第一の電力変換回路及び前記第二の電力変換回路の動作を停止させる
   電力変換装置。
2. 前記電力変換装置は、前記平滑コンデンサの電圧検出回路を有し、
   前記制御部は、前記電力制限処理の際、
   前記電圧検出回路による検出値が所定の範囲となるように制御する
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記電力制限処理の際、
   前記入力電力をゼロに制御した後に、前記出力電力の減少を開始する
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記電力制限処理の処理期間は、
   前記電力制限処理中に前記平滑コンデンサの電圧が所定の値以下とならない期間に設定されている
   請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記電源とは、交流電源であり、
   前記第一の電力変換回路は、交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換回路である
   請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記第一の周期は、前記交流電源の周期の半分である
   請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記第一の電力変換回路又は前記第二の電力変換回路は、
   ワイドバンドギャップ半導体で構成された半導体スイッチング素子を備え、
   前記半導体スイッチング素子をスイッチングすることにより電力変換する
   請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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