JP5224647B2 - インバータ制御装置 - Google Patents
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また、ソーラー発電等の系統連系システムの場合、インバータの出力を商用電力に重畳して使用するので、直流成分が除去されている必要がある。
この発明によれば、インバータの出力電流に直流成分が発生した場合、分流器で検出された出力電流からローパスフィルタで直流成分が取り出され、この直流成分が絶縁増幅器によって絶縁増幅された後、電流検出器の検出信号を加算器で減算補正して出力電流に含まれる直流成分を除去している。電流検出器としてはホールCT、変流器が例示されている。
特許文献1に記載された発明では、電流検出器にホールCTを用いた場合のオフセットが考慮されておらず、インバータの出力電流から直流成分を正しく除去することができない。すなわち、特許文献1に記載された発明においては出力電流自体に含まれる直流成分にホールCTで発生するオフセット分が加わった値が検出され、補正の対象とされる。したがって、オフセットが重畳した出力電流がフィードバック系に入力されると、そのオフセット分だけ余計に補正がかかり、制御後の出力電流にはオフセットと逆極性の直流成分が重畳されてしまうという問題がある。
また、出力電流検出手段として分流器を用いた場合には、特許文献1にも記載されているように、絶縁増幅手段が必要となり、回路が複雑になると共にコストが増大してしまうという問題がある。
加えて、出力電流検出手段として磁気増幅器を用いた場合には、装置が大型化するとともに、精度・応答速度が悪いという問題がある。
前記比較演算部5は、前記交流側電流検出手段3で検出された交流側出力電流と前記直流成分抽出手段9で検出された直流成分とを加算すると共に、加算後の電流波形と基準正弦波発生手段4で形成された基準正弦波とを比較して差分を得るものである。比較演算部5で得た差分は、アンプ6で増幅され、アンプ6の出力は増幅された差分に応じて出力電流を制御するインバータ制御部7に入力され、インバータ2の出力を補正するように構成してある。交流側電流検出手段3はホールCTが好ましいが、絶縁しつつ電流を検出できるものであればよい。
前記比較演算部5は交流側電流検出手段3の検出値と直流成分抽出部9の出力値とを加算して交流側電流検出手段3の検出値から交流側電流検出手段3で重畳される直流成分を除去するとともに、重畳された直流成分が除去された後の出力電流波形と基準正弦波とを比較して差分を得るよう回路が構成されている。
インバータ制御部7は、PWM制御部71とドライバ72とを備え、比較演算部5で得た差分をアンプ6で増幅した値に基づいてインバータ回路2のスイッチング素子のスイッチのON/OFFのタイミングを調整してパルス幅を変化させ、比較演算部5の差分に応じた出力電流の制御を行う。
直流側電流検出手段8はホールCTが好ましいが、絶縁しながら電流を検出できるものであればよい。また、直流電流検出手段8では平準化される前の正負サイクルがよく表れた直流電流を検出するため、平滑コンデンサ10とインバータアーム11の間に設けることが好ましい。
差動積分回路92は同期弁別回路91で弁別された直流電流の負サイクルが抵抗921aを介してOPアンプ922の反転入力側に、正サイクルが抵抗921bを介して非反転入力側にそれぞれ入力され、その出力が並列接続されたコンデンサ923及び抵抗924を介して反転入力側に帰還され、非反転入力側にはコンデンサ925及び抵抗926が並列接続されてアースされる差動低域アンプとして構成してある。
交流側電流検出手段3の出力は負帰還され、比較演算部5において基準正弦波発生手段4から出力されている基準正弦波と比較演算される。図4は比較演算部5に入力される各波形を示したものであり、図4中(a)は交流側電流検出手段3で検出された交流出力の負帰還値を、(−d)は交流側出力電流に含まれる直流成分の負帰還値を、{−(do+d)}は交流側電流検出手段のオフセット分が(−d)にさらに重畳した負帰還値を示す波形であり、(b)は基準正弦波である。比較演算部5において、基準正基準正弦波と比較演算された差分{−(d+do)}はアンプ6で増幅され、PWM制御部71に出力され、現時点の出力電流よりも{−(d+do)}となる出力電流となるように制御信号がドライバ72に出力される。したがって、PWM制御後のインバータ回路2からの出力電流は「制御前の出力電流−(d+do)」の電流となり、ここで、制御前の出力電流には直流成分(d)が含まれていたから、制御後の出力電流に含まれる直流成分は[d−(d+do)=−do]となって、前記オフセット分に相当する直流成分(−do)が含まれることとなる。図5(ア)は、このときの交流側出力電流波形を示したものである。
インバータの直流側において、この直流成分(−do)を含んだ出力電流に対応する直流電流が直流側電流検出手段8で検出され、同期弁別回路91に出力される。図5(イ)の波形は、このときの直流側電流検出手段8の出力波形を示したものである。同期弁別回路91では、直流側電流検出手段8で検出された直流電流がアナログスイッチ912a、912bにおいて、それぞれゼロクロス信号911a、911bで同期して負サイクルと正サイクルとに弁別される。図5(ウ)の波形はゼロクロス信号911a、(エ)の波形は負サイクル波形、(オ)の波形はゼロクロス信号911b、(カ)の波形は正サイクル波形をそれぞれ示したものである。負サイクルと正サイクルとに弁別された直流電流は、それぞれ抵抗921a、921bを介して負サイクルはOPアンプ922の反転入力側に、正サイクルは非反転入力側に入力されて積分され、負サイクルと正サイクルの平均値の差として出力される。なお、直流電流検出手段8においてもオフセットが発生するが、直流波形を用いているので出力にこのオフセットが影響することはない。また、差動積分回路92によって極性は反転するので、直流成分抽出手段9で検出される直流成分は(do)となる。図5(キ)の波形は、このときの直流成分抽出手段9の出力波形を示したものである。
直流成分抽出手段9で得た直流成分(do)は比較演算部5に出力される。
比較演算部5において、交流側電流検出手段3で検出されてフィードバックされる直流成分{−(d+do)}を含んだ検出値と前記直流成分抽出手段から出力される直流成分(do)が加算されて、交流側電流検出手段3のオフセット分(−do)がキャンセルされ、オフセット分キャンセル後の検出値と基準正弦波とが比較されて差分(−d)が得られる。図6は、オフセットがキャンセルされた後の交流側出力波形と、基準正弦波とが比較された波形を示したものである。この差分がアンプ6で増幅された後インバータ制御手段7に入力され、インバータ制御手段7において現時点の出力電流よりも(−d)となる出力電流となるようにPWM制御が行われる。したがって、PWM制御後のインバータ回路2からの出力電流は、制御前の出力電流に含まれていた直流成分(d)が適切に除去された電流となる。図7は、このときの交流側出力電流波形を示したものである。
なお、同期弁別回路、差動積分回路の機能もマイコンソフトで制御することもできる。
2 インバータ回路
3 交流側電流検出手段
4 基準正弦波発生回路
5 比較演算部
6 アンプ
7 インバータ制御部
71 PWM回路
72 ドライバ
8 直流側電流検出手段
9 直流成分抽出手段
91 同期弁別回路
911a 負サイクル用ゼロクロス信号
911b 正サイクル用ゼロクロス信号
912a、912b アナログスイッチ
92 差動積分回路
921a、921b 抵抗
922 OPアンプ
923、925 コンデンサ
924、926 抵抗
10 平滑コンデンサ
11 インバータアーム
12 マイコン
Claims (1)
- インバータの直流側には交流側出力電流に対応して流れる直流電流を検出する直流側電流検出手段と、前記直流側電流検出手段で検出された直流電流から交流側出力電流に含まれる直流成分を抽出する直流成分抽出手段と、比較演算回路と、インバータ制御手段とを備え、
インバータの交流側には交流側の出力電流を検出する交流側電流検出手段を備え、
前記直流側電流検出手段は1つ備えるものとし、
前記直流成分抽出手段は、
アナログスイッチで構成され、前記直流電流検出手段で検出された直流電流をゼロクロス信号で同期して正負の半サイクルごとに弁別する同期弁別回路と、
オペアンプで構成され、前記同期弁別回路で弁別された正負の信号を入力して交流側出力電流に含まれる直流成分を出力する差動積分回路と
で構成し、
前記比較演算回路は、前記直流成分抽出手段の出力と前記交流側電流検出手段の出力とを加算し、加算された値を基準信号と比較して差分を検出するものとし、
前記比較演算回路の出力により前記インバータ制御手段を制御するようにした、
電圧形電流制御方式のインバータ制御装置。
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