JP3249709B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP3249709B2 JP3249709B2 JP12818295A JP12818295A JP3249709B2 JP 3249709 B2 JP3249709 B2 JP 3249709B2 JP 12818295 A JP12818295 A JP 12818295A JP 12818295 A JP12818295 A JP 12818295A JP 3249709 B2 JP3249709 B2 JP 3249709B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、太陽電池、燃料電池な
どの直流電源からインバータを介して一般家庭用負荷と
か商用系統等に連携するシステムに使用されるインバー
タ装置に係り、特には、商用系統等に連携する直流分流
出の検出および制御を必要とするインバータ装置に関す
る。
どの直流電源からインバータを介して一般家庭用負荷と
か商用系統等に連携するシステムに使用されるインバー
タ装置に係り、特には、商用系統等に連携する直流分流
出の検出および制御を必要とするインバータ装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】太陽電池、燃料電池等を直流電源とし
て、このような直流電源から供給される直流電力を交流
電力に変換してこれを一般家庭用負荷や商用系統等に連
携するように構成されてある従来のこの種のインバータ
装置としては、従来、たとえば図５に示す構成のものが
提供されている。
て、このような直流電源から供給される直流電力を交流
電力に変換してこれを一般家庭用負荷や商用系統等に連
携するように構成されてある従来のこの種のインバータ
装置としては、従来、たとえば図５に示す構成のものが
提供されている。
【０００３】図５に示したインバータ装置において、太
陽電池、燃料電池等の直流電源１から入力される直流電
力は、この直流電源１に並列に接続された入力コンデン
サ４を介してインバータ回路３に導かれる。
陽電池、燃料電池等の直流電源１から入力される直流電
力は、この直流電源１に並列に接続された入力コンデン
サ４を介してインバータ回路３に導かれる。
【０００４】インバータ回路３は、たとえばＧＴＯサイ
リスタなどのスイッチング素子をブリッジ型に接続して
なるインバータブリッジで構成されており、そのスイッ
チング素子が後述のインバータ制御回路２０'によって
スイッチング制御されることによって直流が交流に変換
される。
リスタなどのスイッチング素子をブリッジ型に接続して
なるインバータブリッジで構成されており、そのスイッ
チング素子が後述のインバータ制御回路２０'によって
スイッチング制御されることによって直流が交流に変換
される。
【０００５】インバータ回路３からの交流出力は、コイ
ル５およびコンデンサ６からなるフィルタを通して高調
波成分が除去された後、負荷７を介して商用系統２に連
携される。
ル５およびコンデンサ６からなるフィルタを通して高調
波成分が除去された後、負荷７を介して商用系統２に連
携される。
【０００６】前記フィルタの後段側には変流器で構成さ
れた電流検出回路８が設けられており、この回路８でイ
ンバータ回路３から負荷７側に供給される交流のインバ
ータ出力電流が検出され、これがフィードバック制御の
ための検出信号としてインバータ制御回路２０'に出力
される。
れた電流検出回路８が設けられており、この回路８でイ
ンバータ回路３から負荷７側に供給される交流のインバ
ータ出力電流が検出され、これがフィードバック制御の
ための検出信号としてインバータ制御回路２０'に出力
される。
【０００７】インバータ制御回路２０'においては、上
記の電流検出回路８で検出された検出信号がバンドパス
フィルタ９に入力され、このバンドパスフィルタ９にお
いてその検出信号の成分の中から５０／６０Ｈzの周波
数成分をもつ検出信号のみが抽出され、この抽出された
検出信号が誤差増幅回路１２の一方側の入力部に入力さ
れる。
記の電流検出回路８で検出された検出信号がバンドパス
フィルタ９に入力され、このバンドパスフィルタ９にお
いてその検出信号の成分の中から５０／６０Ｈzの周波
数成分をもつ検出信号のみが抽出され、この抽出された
検出信号が誤差増幅回路１２の一方側の入力部に入力さ
れる。
【０００８】基準正弦波発生回路１１からは、インバー
タ回路３から出力されるインバータ出力電流の制御目標
値となる、５０／６０Ｈz〜数百Ｈzの基準正弦波信号が
出力されており、したがって、直流電源１の出力変動に
応じて基準正弦波信号の振幅値が変化されるようになっ
ている。この基準正弦波発生回路１１からの基準正弦波
信号が誤差増幅回路１２の他方側の入力部に入力され
る。
タ回路３から出力されるインバータ出力電流の制御目標
値となる、５０／６０Ｈz〜数百Ｈzの基準正弦波信号が
出力されており、したがって、直流電源１の出力変動に
応じて基準正弦波信号の振幅値が変化されるようになっ
ている。この基準正弦波発生回路１１からの基準正弦波
信号が誤差増幅回路１２の他方側の入力部に入力され
る。
【０００９】誤差増幅回路１２は、基準正弦波発生回路
１１からの基準正弦波信号に対するバンドパスフィルタ
９からの検出信号の誤差を演算して誤差信号として増幅
出力し、この誤差信号が一対のコンパレータ１３a，１
３bにそれぞれ入力される。
１１からの基準正弦波信号に対するバンドパスフィルタ
９からの検出信号の誤差を演算して誤差信号として増幅
出力し、この誤差信号が一対のコンパレータ１３a，１
３bにそれぞれ入力される。
【００１０】また、キャリア発振回路１０からは、一定
の周波数(数１０ＫＨz以上)および振幅を有するパルス
幅変調（ＰＷＭ）用の三角波キャリア信号が出力されて
おり、この三角波キャリア信号は、一方のコンパレータ
１３aに対しては直接に入力され、他方のコンパレータ
１３bに対しては反転増幅回路１５でレベル反転された
後に入力される。
の周波数(数１０ＫＨz以上)および振幅を有するパルス
幅変調（ＰＷＭ）用の三角波キャリア信号が出力されて
おり、この三角波キャリア信号は、一方のコンパレータ
１３aに対しては直接に入力され、他方のコンパレータ
１３bに対しては反転増幅回路１５でレベル反転された
後に入力される。
【００１１】一方のコンパレータ１３aは、誤差増幅回
路１２からの誤差信号のレベルとキャリア発振回路１０
からの三角波キャリア信号のレベルとを比較し、他方の
コンパレータ１３bは、誤差信号のレベルと三角波キャ
リア信号の反転出力のレベルとを比較することによっ
て、図６(a)に示すようにパルス幅変調を行う。
路１２からの誤差信号のレベルとキャリア発振回路１０
からの三角波キャリア信号のレベルとを比較し、他方の
コンパレータ１３bは、誤差信号のレベルと三角波キャ
リア信号の反転出力のレベルとを比較することによっ
て、図６(a)に示すようにパルス幅変調を行う。
【００１２】すなわち、図６(a)は、誤差信号の半周期
分の波形を示しており、図中実線で示される据歯状波が
三角波キャリア信号、図中破線で示される据歯状波が三
角波キャリア信号の反転出力である。そして、誤差信号
のレベルよりも三角波キャリア信号あるいはその反転出
力のレベルが大きくなった場合にはコンパレータ１３か
らはローレベルのパルス信号が、そうでない場合はハイ
レベルのパルス信号が出力される。こうしたローとハイ
のパルス信号の組み合わせからなるパルス列信号をゲー
トパルス発生回路１４でゲート処理を行うことで符号Ｑ
１〜Ｑ４で示すゲートパルスが得られる。
分の波形を示しており、図中実線で示される据歯状波が
三角波キャリア信号、図中破線で示される据歯状波が三
角波キャリア信号の反転出力である。そして、誤差信号
のレベルよりも三角波キャリア信号あるいはその反転出
力のレベルが大きくなった場合にはコンパレータ１３か
らはローレベルのパルス信号が、そうでない場合はハイ
レベルのパルス信号が出力される。こうしたローとハイ
のパルス信号の組み合わせからなるパルス列信号をゲー
トパルス発生回路１４でゲート処理を行うことで符号Ｑ
１〜Ｑ４で示すゲートパルスが得られる。
【００１３】そして、これらの各ゲートパルスＱ１〜Ｑ
４によってインバータ回路３を構成する複数のスイッチ
ング素子、この従来例では単相交流であるために４つの
スイッチング素子、のオン／オフ制御を行ってインバー
タ回路３のインバータ出力電流の制御を実現する。これ
により、基準正弦波発生回路１１から出力される基準正
弦波信号の制御目標となる振幅値に応じて図６(b)に示
すような交流のインバータ出力電流(ただし、ここでは
交流の半周期分のみを示す)を得ている。
４によってインバータ回路３を構成する複数のスイッチ
ング素子、この従来例では単相交流であるために４つの
スイッチング素子、のオン／オフ制御を行ってインバー
タ回路３のインバータ出力電流の制御を実現する。これ
により、基準正弦波発生回路１１から出力される基準正
弦波信号の制御目標となる振幅値に応じて図６(b)に示
すような交流のインバータ出力電流(ただし、ここでは
交流の半周期分のみを示す)を得ている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図５に示し
た構成のインバータ装置は、小型化、軽量化および低価
格化を図れるという利点を有するが、インバータ回路３
の交流出力に直流成分が混入して商用系統２に流出する
可能性がある。
た構成のインバータ装置は、小型化、軽量化および低価
格化を図れるという利点を有するが、インバータ回路３
の交流出力に直流成分が混入して商用系統２に流出する
可能性がある。
【００１５】すなわち、インバータ回路３に使用してい
るスイッチング素子の個々の特性差や、インバータ制御
回路２０'の各部の異常により、スイッチング素子がオ
ン／オフするタイミングが正規のものからずれたり、あ
るいは運転中における一部素子の破壊などが発生したり
すると、インバータ回路３からのインバータ出力電流に
直流分が重畳する。
るスイッチング素子の個々の特性差や、インバータ制御
回路２０'の各部の異常により、スイッチング素子がオ
ン／オフするタイミングが正規のものからずれたり、あ
るいは運転中における一部素子の破壊などが発生したり
すると、インバータ回路３からのインバータ出力電流に
直流分が重畳する。
【００１６】こうしてインバータ出力電流に直流分が重
畳してしまうと、よく知られているように商用系統とか
他の需要家などに不都合な現象である、柱上変圧器の偏
磁現象による過熱を引き起こしてしまう原因となること
がある。
畳してしまうと、よく知られているように商用系統とか
他の需要家などに不都合な現象である、柱上変圧器の偏
磁現象による過熱を引き起こしてしまう原因となること
がある。
【００１７】このような現象が引き起こされないように
する対策の一つとしての従来技術のインバータ装置に
は、インバータ回路３からの交流のインバータ出力電流
のみならず、これに混入して流出してくる直流分も検出
できるように、電流検出回路８を、コンデンサと抵抗と
からなる直列回路とか、あるいはホール効果を利用した
ホールＣＴなどで構成するとともに、インバータ停止回
路１６を設け、電流検出回路８で直流分の流出が検出さ
れた時にはインバータ停止回路１６でインバータ交流出
力を強制的に停止するようにしたものがある。
する対策の一つとしての従来技術のインバータ装置に
は、インバータ回路３からの交流のインバータ出力電流
のみならず、これに混入して流出してくる直流分も検出
できるように、電流検出回路８を、コンデンサと抵抗と
からなる直列回路とか、あるいはホール効果を利用した
ホールＣＴなどで構成するとともに、インバータ停止回
路１６を設け、電流検出回路８で直流分の流出が検出さ
れた時にはインバータ停止回路１６でインバータ交流出
力を強制的に停止するようにしたものがある。
【００１８】たとえば、インバータ停止回路１６は、電
流検出回路８で検出される直流分が予め設定されたしき
い値としてたとえば定格交流電流の１％以上、検出時限
０.５秒以内であると定め、このしきい値以上になった
場合には、インバータ停止信号をゲートパルス発生回路
１４に出力して、インバータ回路３の動作を強制的に停
止させるとともに、商用系統からの解列を行なうように
していた。
流検出回路８で検出される直流分が予め設定されたしき
い値としてたとえば定格交流電流の１％以上、検出時限
０.５秒以内であると定め、このしきい値以上になった
場合には、インバータ停止信号をゲートパルス発生回路
１４に出力して、インバータ回路３の動作を強制的に停
止させるとともに、商用系統からの解列を行なうように
していた。
【００１９】しかしながら、この従来技術のようにイン
バータ回路３を完全に停止させてしまったのでは太陽電
池、燃料電池等の直流電源１で発生する電力を有効に利
用することができなくなる結果、系統連携動作に支障を
来してしまうことになる。
バータ回路３を完全に停止させてしまったのでは太陽電
池、燃料電池等の直流電源１で発生する電力を有効に利
用することができなくなる結果、系統連携動作に支障を
来してしまうことになる。
【００２０】上記現象が引き起こされないようにする他
の従来技術のインバータ装置としては、インバータ回路
３の出力側に商用周波トランスを設けて所要の出力電圧
の交流を得るようにしたものもある。このような構成の
インバータ装置では、インバータ出力側にたとえ直流分
が重畳したとしても、その直流分は商用トランスによっ
て商用系統等への流出が防止されるから、インバータの
出力電流に重畳した直流分を懸念することなしに商用系
統等と連携し、太陽電池等の直流電源から電力を供給す
ることができる利点がある。
の従来技術のインバータ装置としては、インバータ回路
３の出力側に商用周波トランスを設けて所要の出力電圧
の交流を得るようにしたものもある。このような構成の
インバータ装置では、インバータ出力側にたとえ直流分
が重畳したとしても、その直流分は商用トランスによっ
て商用系統等への流出が防止されるから、インバータの
出力電流に重畳した直流分を懸念することなしに商用系
統等と連携し、太陽電池等の直流電源から電力を供給す
ることができる利点がある。
【００２１】しかしながら、このようにして商用周波ト
ランスを用いたものにあっては、電力損失が大きくなる
とともに、このトランスが装置全体に占める重量比、容
積比も大きく、インバータ効率の低下、およびコスト面
での負担が増大し、装置の小型化、軽量化及び低価格化
を阻んでしまう要因となって好ましくない。
ランスを用いたものにあっては、電力損失が大きくなる
とともに、このトランスが装置全体に占める重量比、容
積比も大きく、インバータ効率の低下、およびコスト面
での負担が増大し、装置の小型化、軽量化及び低価格化
を阻んでしまう要因となって好ましくない。
【００２２】本発明は、商用周波トランスを用いないイ
ンバータ装置における小型、軽量、低価格という利点を
活かせるとともに、インバータ出力電流に重畳した直流
分による上述した好ましくない現象が引き起こされない
ようにして、直流電源から供給される電力の有効利用が
図れて商用系統等とも連携できるようにすることを解決
すべき課題としている。
ンバータ装置における小型、軽量、低価格という利点を
活かせるとともに、インバータ出力電流に重畳した直流
分による上述した好ましくない現象が引き起こされない
ようにして、直流電源から供給される電力の有効利用が
図れて商用系統等とも連携できるようにすることを解決
すべき課題としている。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明では、直流電源か
らの電力を交流に変換して、負荷や既存の商用電源に供
給するインバータ装置において、次の構成を採用するこ
とによって上述した課題の解決を達成したものである。
らの電力を交流に変換して、負荷や既存の商用電源に供
給するインバータ装置において、次の構成を採用するこ
とによって上述した課題の解決を達成したものである。
【００２４】すなわち、本発明に係るインバータ装置
は、直流電源から入力される直流電力を交流に変換する
インバータ回路と、このインバータ回路から出力される
交流出力を、フィルタ回路に通した後、直接、負荷を介
して商用系統に連携するように構成されたインバータ装
置であって、前記フィルタの後段側には電流検出回路が
配置され、この電流検出回路からの出力をインバータ制
御回路にフィードバックし、前記インバータ回路を制御
する構成とし、さらに、前記インバータ制御回路は、前
記電流検出回路で検出されるインバータ出力電流に重畳
する直流分を、その直流分レベルに比例し、かつ、正負
の極性を持った電圧レベル信号として検出する直流分検
出手段と、この直流分検出手段からの前記電圧レベル信
号に基づいて、前記インバータ出力電流のレベルを直流
分を打ち消す方向にシフトさせる直流分抑制手段と、を
備えている。
は、直流電源から入力される直流電力を交流に変換する
インバータ回路と、このインバータ回路から出力される
交流出力を、フィルタ回路に通した後、直接、負荷を介
して商用系統に連携するように構成されたインバータ装
置であって、前記フィルタの後段側には電流検出回路が
配置され、この電流検出回路からの出力をインバータ制
御回路にフィードバックし、前記インバータ回路を制御
する構成とし、さらに、前記インバータ制御回路は、前
記電流検出回路で検出されるインバータ出力電流に重畳
する直流分を、その直流分レベルに比例し、かつ、正負
の極性を持った電圧レベル信号として検出する直流分検
出手段と、この直流分検出手段からの前記電圧レベル信
号に基づいて、前記インバータ出力電流のレベルを直流
分を打ち消す方向にシフトさせる直流分抑制手段と、を
備えている。
【００２５】特に、直流分検出手段としては、インバー
タ出力電流の正極側および負極側のそれぞれの平均値を
算出してから両者のレベル差を求めるレベル差算出手段
で構成したり、あるいは、インバータ出力電流の零レベ
ルと正弦波信号とで囲まれた正側、及び負側の各々の面
積を積算してから両者の面積差を求める面積差算出手段
で構成することができる。
タ出力電流の正極側および負極側のそれぞれの平均値を
算出してから両者のレベル差を求めるレベル差算出手段
で構成したり、あるいは、インバータ出力電流の零レベ
ルと正弦波信号とで囲まれた正側、及び負側の各々の面
積を積算してから両者の面積差を求める面積差算出手段
で構成することができる。
【００２６】また、直流分抑制手段としては、直流分検
出手段で検出された電圧レベル信号に比例した信号をオ
フセットレベル信号として、ＰＷＭ変調用の三角波キャ
リア信号に加算する加算手段で構成したり、直流分検出
手段で検出された電圧レベル信号に比例した信号をオフ
セットレベル信号として、インバータ出力電流の制御目
標値となる基準正弦波信号に加算する加算手段で構成し
たり、さらには、直流分検出手段で検出された電圧レベ
ル信号に比例した信号をオフセットレベル信号として、
基準正弦波信号とインバータ出力電流信号との間の誤差
として得られる誤差信号に加算する加算手段で構成した
りすることができる。
出手段で検出された電圧レベル信号に比例した信号をオ
フセットレベル信号として、ＰＷＭ変調用の三角波キャ
リア信号に加算する加算手段で構成したり、直流分検出
手段で検出された電圧レベル信号に比例した信号をオフ
セットレベル信号として、インバータ出力電流の制御目
標値となる基準正弦波信号に加算する加算手段で構成し
たり、さらには、直流分検出手段で検出された電圧レベ
ル信号に比例した信号をオフセットレベル信号として、
基準正弦波信号とインバータ出力電流信号との間の誤差
として得られる誤差信号に加算する加算手段で構成した
りすることができる。
【００２７】
【作用】上記構成を有する本発明においては、交流のイ
ンバータ出力電流を変流器(ＣＴ)などの電流検出回路で
検出して得られる検出信号は、インバータ出力電流に比
例した交流信号となる。そこで、直流分検出手段におい
て、この検出信号の正極側および負極側のそれぞれの平
均値を算出してから両者のレベル差を求めたり、あるい
は検出信号の零レベルと正弦波信号とで囲まれた正側、
及び負側の各々の面積を積算してから両者の面積差を求
めることで、インバータ出力電流に重畳する直流分を、
その直流分レベルに比例し、かつ、正負の極性を持った
電圧レベル信号として検出される。
ンバータ出力電流を変流器(ＣＴ)などの電流検出回路で
検出して得られる検出信号は、インバータ出力電流に比
例した交流信号となる。そこで、直流分検出手段におい
て、この検出信号の正極側および負極側のそれぞれの平
均値を算出してから両者のレベル差を求めたり、あるい
は検出信号の零レベルと正弦波信号とで囲まれた正側、
及び負側の各々の面積を積算してから両者の面積差を求
めることで、インバータ出力電流に重畳する直流分を、
その直流分レベルに比例し、かつ、正負の極性を持った
電圧レベル信号として検出される。
【００２８】次に、直流分抑制手段において、この直流
分検出手段からの電圧レベル信号に基づいて、この電圧
レベルに比例した信号をオフセットレベル信号として、
ＰＷＭ変調用の三角波キャリア信号、またはインバータ
出力電流の制御目標値となる基準正弦波信号、さらには
基準正弦波信号とインバータ出力電流信号との間の誤差
として得られる誤差信号に加算する。
分検出手段からの電圧レベル信号に基づいて、この電圧
レベルに比例した信号をオフセットレベル信号として、
ＰＷＭ変調用の三角波キャリア信号、またはインバータ
出力電流の制御目標値となる基準正弦波信号、さらには
基準正弦波信号とインバータ出力電流信号との間の誤差
として得られる誤差信号に加算する。
【００２９】これにより、ＰＷＭ制御を行った結果とし
て得られるインバータ出力電流波形にオフセット(正弦
波中点の零レベルからのずれ)が与えることにより、イ
ンバータ出力電流のレベルが直流分を打ち消す方向にシ
フトされる。つまり、直流分が零レベルになるようにフ
ィードバック制御が行われる。
て得られるインバータ出力電流波形にオフセット(正弦
波中点の零レベルからのずれ)が与えることにより、イ
ンバータ出力電流のレベルが直流分を打ち消す方向にシ
フトされる。つまり、直流分が零レベルになるようにフ
ィードバック制御が行われる。
【００３０】
【実施例】以下、本発明の一実施例に係るインバータ装
置について図１を参照して説明すると、１は直流電源、
２は商用系統、３はインバータ回路、４は入力コンデン
サ、５および６はそれぞれフィルタを構成するコイルと
コンデンサ、７は負荷、８は変流器で構成された電流検
出回路である。
置について図１を参照して説明すると、１は直流電源、
２は商用系統、３はインバータ回路、４は入力コンデン
サ、５および６はそれぞれフィルタを構成するコイルと
コンデンサ、７は負荷、８は変流器で構成された電流検
出回路である。
【００３１】インバータ制御回路２０において、９はバ
ンドパスフィルタ、１０はキャリア発振回路、１１は基
準正弦波発生回路、１２は誤差増幅回路、１３aおよび
１３bはそれぞれコンパレータ、１４はゲートパルス発
生回路、１５は反転増幅回路である。
ンドパスフィルタ、１０はキャリア発振回路、１１は基
準正弦波発生回路、１２は誤差増幅回路、１３aおよび
１３bはそれぞれコンパレータ、１４はゲートパルス発
生回路、１５は反転増幅回路である。
【００３２】これら各構成は図５の装置と同様であるか
らその詳しい説明は省略する。
らその詳しい説明は省略する。
【００３３】この実施例においては、上記インバータ制
御回路２０内においてさらに直流分検出回路１６と直流
分抑制手段２２とを備えたことに特徴を有している。
御回路２０内においてさらに直流分検出回路１６と直流
分抑制手段２２とを備えたことに特徴を有している。
【００３４】直流分検出回路１６は、インバータ出力電
流に重畳する直流分を、その直流分レベルに比例し、か
つ、正負の極性を持った電圧レベル信号として検出する
ものであって、インバータ出力電流の正極側および負極
側のそれぞれの平均値を算出してから両者のレベル差を
求めるレベル差算出手段とか、あるいは、インバータ出
力電流の零レベルと正弦波信号とで囲まれた正側および
負側の各々の面積を積算してから両者の面積差を求める
面積差算出手段で構成することができる。
流に重畳する直流分を、その直流分レベルに比例し、か
つ、正負の極性を持った電圧レベル信号として検出する
ものであって、インバータ出力電流の正極側および負極
側のそれぞれの平均値を算出してから両者のレベル差を
求めるレベル差算出手段とか、あるいは、インバータ出
力電流の零レベルと正弦波信号とで囲まれた正側および
負側の各々の面積を積算してから両者の面積差を求める
面積差算出手段で構成することができる。
【００３５】前記レベル差算出手段の具体的な構成とし
ては、たとえば極性の向きを互いに逆にした２つの整流
ダイオードにそれぞれ平滑コンデンサを接続して一対の
半波整流平滑回路を構成し、両半波整流平滑回路の出力
側に差動増幅器を接続することで実現できる。
ては、たとえば極性の向きを互いに逆にした２つの整流
ダイオードにそれぞれ平滑コンデンサを接続して一対の
半波整流平滑回路を構成し、両半波整流平滑回路の出力
側に差動増幅器を接続することで実現できる。
【００３６】前記面積差算出手段の具体的な構成として
は、たとえば極性の向きを互いに逆にした２つの整流ダ
イオードにそれぞれ積分回路を接続するとともに、各積
分回路の出力側に差動増幅器を接続することで実現でき
る。また、前記双方の算出手段は、マイクロコンピュー
タ等を用いたソフトウェア処理で行うこともできる。
は、たとえば極性の向きを互いに逆にした２つの整流ダ
イオードにそれぞれ積分回路を接続するとともに、各積
分回路の出力側に差動増幅器を接続することで実現でき
る。また、前記双方の算出手段は、マイクロコンピュー
タ等を用いたソフトウェア処理で行うこともできる。
【００３７】直流分抑制手段２２は、直流分検出回路１
６からの電圧レベル信号に基づいて、直流分を打ち消す
方向にインバータ出力電流のレベルをシフトさせるもの
であって、この実施例においては、直流分検出回路１６
で検出された電圧レベル信号に比例した信号をオフセッ
トレベル信号として生成するオフセットレベル信号生成
回路１８と、このオフセットレベル信号をキャリア発振
回路１０から出力されるＰＷＭ変調用の三角波キャリア
信号、あるいはその三角波キャリア信号を反転増幅回路
１５でレベル反転した出力にそれぞれ加算する加算器１
９a，１９bとで構成される。
６からの電圧レベル信号に基づいて、直流分を打ち消す
方向にインバータ出力電流のレベルをシフトさせるもの
であって、この実施例においては、直流分検出回路１６
で検出された電圧レベル信号に比例した信号をオフセッ
トレベル信号として生成するオフセットレベル信号生成
回路１８と、このオフセットレベル信号をキャリア発振
回路１０から出力されるＰＷＭ変調用の三角波キャリア
信号、あるいはその三角波キャリア信号を反転増幅回路
１５でレベル反転した出力にそれぞれ加算する加算器１
９a，１９bとで構成される。
【００３８】動作について説明する。
【００３９】基本的な動作は、図５に示された装置に基
づいて説明されてある従来の装置の動作と同様にして、
直流電源１からの直流電力はインバータ回路３に導か
れ、このインバータ回路３でその直流電力が交流電力に
変換され、変換されてインバータ回路３から出力されて
くる交流電力はそれに含まれる高調波成分がコイル５お
よびコンデンサ６からなるフィルタによって除去されて
から、負荷７を経て商用系統２に連携される。
づいて説明されてある従来の装置の動作と同様にして、
直流電源１からの直流電力はインバータ回路３に導か
れ、このインバータ回路３でその直流電力が交流電力に
変換され、変換されてインバータ回路３から出力されて
くる交流電力はそれに含まれる高調波成分がコイル５お
よびコンデンサ６からなるフィルタによって除去されて
から、負荷７を経て商用系統２に連携される。
【００４０】インバータ回路３からの交流電力はそれが
有する電流がインバータ出力電流として電流検出回路８
で検出され、この電流検出回路８で検出された電流がフ
ィードバック制御のための検出信号としてインバータ制
御回路２０に出力される。この場合の検出信号は、イン
バータ出力電流に比例した交流電流である。
有する電流がインバータ出力電流として電流検出回路８
で検出され、この電流検出回路８で検出された電流がフ
ィードバック制御のための検出信号としてインバータ制
御回路２０に出力される。この場合の検出信号は、イン
バータ出力電流に比例した交流電流である。
【００４１】電流検出回路８からの検出信号は、従来と
同様にしてバンドパスフィルタ９において、それに含ま
れる５０／６０Ｈzの周波数成分のみが抽出されたうえ
で、誤差増幅回路１２において基準正弦波発生回路１１
から出力されるインバータ出力電流の制御目標値である
基準正弦波信号と比較されて両者の誤差が演算され、そ
の結果として得られた誤差信号が各コンパレータ１３
a，１３bそれぞれの一方側の入力部に入力される。
同様にしてバンドパスフィルタ９において、それに含ま
れる５０／６０Ｈzの周波数成分のみが抽出されたうえ
で、誤差増幅回路１２において基準正弦波発生回路１１
から出力されるインバータ出力電流の制御目標値である
基準正弦波信号と比較されて両者の誤差が演算され、そ
の結果として得られた誤差信号が各コンパレータ１３
a，１３bそれぞれの一方側の入力部に入力される。
【００４２】電流検出回路８からの検出信号は、バンド
パスフィルタ９に入力される前に直流分検出回路１６に
入力される。直流分検出回路１６は、インバータ出力電
流に重畳されている直流分に対してその直流分レベルに
比例し、かつ、正負の極性を有した電圧レベル信号とし
て検出する。
パスフィルタ９に入力される前に直流分検出回路１６に
入力される。直流分検出回路１６は、インバータ出力電
流に重畳されている直流分に対してその直流分レベルに
比例し、かつ、正負の極性を有した電圧レベル信号とし
て検出する。
【００４３】たとえば、直流分検出回路１６がレベル差
算出手段で構成される場合には、図２(a)に示すよう
に、電流検出回路８からの検出信号を整流ダイオードを
用いて正側と負側の２つのそれぞれの半波整流信号に分
割した後、平滑コンデンサによって正側と負側の双方で
信号平滑して２つの直流電圧レベルＶ+，Ｖ-を有する信
号を得て、差動増幅器によって両者のレベル差Ｖs(＝Ｖ
+−Ｖ-)を出力する。
算出手段で構成される場合には、図２(a)に示すよう
に、電流検出回路８からの検出信号を整流ダイオードを
用いて正側と負側の２つのそれぞれの半波整流信号に分
割した後、平滑コンデンサによって正側と負側の双方で
信号平滑して２つの直流電圧レベルＶ+，Ｖ-を有する信
号を得て、差動増幅器によって両者のレベル差Ｖs(＝Ｖ
+−Ｖ-)を出力する。
【００４４】この場合、正側を平滑した電圧レベルＶ+
と負側を平滑した電圧レベルＶ-が等しい場合には、レ
ベル差Ｖsは零となる。また、インバータ出力電流に直
流分が重畳し、その重畳した直流分がインバータ回路３
から流れ出す方向にあるならば、その直流分の大きさに
比例した電圧レベルを有し、かつ、極性が正の電圧レベ
ル信号Ｖsが得られる。さらに、インバータ出力電流に
直流分が重畳し、その重畳した直流分がインバータ回路
３に流れ込む方向にあるならば、その直流分の大きさに
比例した電圧レベルを有し、かつ、極性が負の電圧レベ
ル信号Ｖsが得られる。
と負側を平滑した電圧レベルＶ-が等しい場合には、レ
ベル差Ｖsは零となる。また、インバータ出力電流に直
流分が重畳し、その重畳した直流分がインバータ回路３
から流れ出す方向にあるならば、その直流分の大きさに
比例した電圧レベルを有し、かつ、極性が正の電圧レベ
ル信号Ｖsが得られる。さらに、インバータ出力電流に
直流分が重畳し、その重畳した直流分がインバータ回路
３に流れ込む方向にあるならば、その直流分の大きさに
比例した電圧レベルを有し、かつ、極性が負の電圧レベ
ル信号Ｖsが得られる。
【００４５】一方、直流分検出回路１６が面積差算出手
段で構成される場合には、図２（ｂ）に示すように、出
力電流検出回路８からの検出信号を整流ダイオードを用
いて正側と負側の２つのそれぞれの半波整流信号に分割
した後、積分回路によって正側と負側の双方でその半波
整流した正弦波波形の接地レベルとの間で囲まれる面
積、この場合は正側の面積と負側の面積とを積算した
後、差動増幅器によって両者の面積差を出力する。これ
によっても、上記と同様に、インバータ出力電流に重畳
している直流分に比例した電圧レベル信号Ｖｓを得るこ
とができる。
段で構成される場合には、図２（ｂ）に示すように、出
力電流検出回路８からの検出信号を整流ダイオードを用
いて正側と負側の２つのそれぞれの半波整流信号に分割
した後、積分回路によって正側と負側の双方でその半波
整流した正弦波波形の接地レベルとの間で囲まれる面
積、この場合は正側の面積と負側の面積とを積算した
後、差動増幅器によって両者の面積差を出力する。これ
によっても、上記と同様に、インバータ出力電流に重畳
している直流分に比例した電圧レベル信号Ｖｓを得るこ
とができる。
【００４６】この電圧レベル信号Ｖsがオフセットレベ
ル生成回路１８に入力されるので、オフセットレベル生
成回路１８は、この電圧レベル信号Ｖsを用いて、この
直流分を打ち消す方向にフィードバック制御をかけるた
めのオフセットレベル信号k・Ｖsを生成する。ここで前
記kは実験的に決定される係数である。このオフセット
レベル信号がキャリア発振回路１０から出力されている
三角波キャリア信号、および反転増幅回路１５による反
転出力にそれぞれ加算器１９a，１９bによって加算され
る。このため、加算後の出力は、三角波キャリア信号の
零レベルにオフセットレベル分だけオフセットのかかっ
た信号となる。
ル生成回路１８に入力されるので、オフセットレベル生
成回路１８は、この電圧レベル信号Ｖsを用いて、この
直流分を打ち消す方向にフィードバック制御をかけるた
めのオフセットレベル信号k・Ｖsを生成する。ここで前
記kは実験的に決定される係数である。このオフセット
レベル信号がキャリア発振回路１０から出力されている
三角波キャリア信号、および反転増幅回路１５による反
転出力にそれぞれ加算器１９a，１９bによって加算され
る。このため、加算後の出力は、三角波キャリア信号の
零レベルにオフセットレベル分だけオフセットのかかっ
た信号となる。
【００４７】たとえば、キャリア発振回路１０から出力
されるキャリア信号の振幅値が図３(a)に示すようにα
であるとし、また、本例ではインバータ出力電流に重畳
する直流分はインバータ回路３に流れ込む方向にあると
した場合、オフセットレベル生成回路１８で得られるオ
フセットレベル信号は同図(b)に示すように−k・Ｖsと
なる。したがって、両者が加算されると、同図(c)に示
すように正側振幅がα−k・Ｖs、負側振幅がα＋k・Ｖs
の三角波キャリア信号となる。つまり、中性点に対して
−k・Ｖs分だけオフセットのかかった、すなわち、図３
(a)の三角波キャリア信号がk・Ｖs分だけ下方にシフト
された三角波キャリア信号となる。なお、図３の例で
は、オフセットレベル信号が負の極性をもつので負方向
にオフセットがかかっているが、オフセットレベル信号
が正の極性の場合には、正方向にオフセットがかるのは
勿論である。
されるキャリア信号の振幅値が図３(a)に示すようにα
であるとし、また、本例ではインバータ出力電流に重畳
する直流分はインバータ回路３に流れ込む方向にあると
した場合、オフセットレベル生成回路１８で得られるオ
フセットレベル信号は同図(b)に示すように−k・Ｖsと
なる。したがって、両者が加算されると、同図(c)に示
すように正側振幅がα−k・Ｖs、負側振幅がα＋k・Ｖs
の三角波キャリア信号となる。つまり、中性点に対して
−k・Ｖs分だけオフセットのかかった、すなわち、図３
(a)の三角波キャリア信号がk・Ｖs分だけ下方にシフト
された三角波キャリア信号となる。なお、図３の例で
は、オフセットレベル信号が負の極性をもつので負方向
にオフセットがかかっているが、オフセットレベル信号
が正の極性の場合には、正方向にオフセットがかるのは
勿論である。
【００４８】そして、このようにオフセットのかかった
三角波キャリア信号およびその反転出力が各コンパレー
タ１３a，１３bの他方側の入力部に入力されるので、コ
ンパレータ１３a，１３bは、これらの信号を誤差信号と
それぞれ比較することで、図４(a)に示すようにパルス
幅変調を行う。そして、パルス幅変調により得られるパ
ルス列信号をゲートパルス発生回路１４でゲート処理を
行うことで符号Ｑ１〜Ｑ４で示すゲートパルスが発生さ
れる。
三角波キャリア信号およびその反転出力が各コンパレー
タ１３a，１３bの他方側の入力部に入力されるので、コ
ンパレータ１３a，１３bは、これらの信号を誤差信号と
それぞれ比較することで、図４(a)に示すようにパルス
幅変調を行う。そして、パルス幅変調により得られるパ
ルス列信号をゲートパルス発生回路１４でゲート処理を
行うことで符号Ｑ１〜Ｑ４で示すゲートパルスが発生さ
れる。
【００４９】図４(a)に示す例では、誤差信号の正の半
周期分の波形のみを示しており、三角波キャリア信号お
よびその反転出力は、中性点に対して−k・Ｖs分だけオ
フセットがかかっていて、つまり、図６(a)に示したオ
フセットのない三角波キャリア信号がk・Ｖs分だけ下方
にシフトされているので、その結果、ゲートパルス発生
回路１４から出力される各ゲートパルスＱ１〜Ｑ４は、
図６(a)に示した場合と比較してハイレベルの期間のパ
ルス幅が長くなる。
周期分の波形のみを示しており、三角波キャリア信号お
よびその反転出力は、中性点に対して−k・Ｖs分だけオ
フセットがかかっていて、つまり、図６(a)に示したオ
フセットのない三角波キャリア信号がk・Ｖs分だけ下方
にシフトされているので、その結果、ゲートパルス発生
回路１４から出力される各ゲートパルスＱ１〜Ｑ４は、
図６(a)に示した場合と比較してハイレベルの期間のパ
ルス幅が長くなる。
【００５０】そして、このような各ゲートパルスＱ１〜
Ｑ４によってインバータ回路３を構成する複数のスイッ
チング素子、この実施例では単相交流のため４つのスイ
ッチング素子のオン／オフ制御を行うので、インバータ
回路３からのインバータ出力電流波形は、図４(b)に示
すように、三角波キャリア信号のオフセットレベルk・
Ｖsに比例した分だけ接地レベルよりも正の極性側にシ
フトされた出力となる。
Ｑ４によってインバータ回路３を構成する複数のスイッ
チング素子、この実施例では単相交流のため４つのスイ
ッチング素子のオン／オフ制御を行うので、インバータ
回路３からのインバータ出力電流波形は、図４(b)に示
すように、三角波キャリア信号のオフセットレベルk・
Ｖsに比例した分だけ接地レベルよりも正の極性側にシ
フトされた出力となる。
【００５１】つまり、直流分検出回路１６で検出した直
流分のレベルと同レベルだけ、逆方向にオフセットレベ
ルが加算されるために、インバータ回路３からのインバ
ータ出力電流に含まれる直流分が打ち消される。これ
は、誤差信号の負の半周期分についても同様である。
流分のレベルと同レベルだけ、逆方向にオフセットレベ
ルが加算されるために、インバータ回路３からのインバ
ータ出力電流に含まれる直流分が打ち消される。これ
は、誤差信号の負の半周期分についても同様である。
【００５２】このため、インバータ回路３から負荷７や
商用系統２に供給される交流には直流分が混入しないの
で、負荷７や商用系統２への悪影響を除くことができ
る。
商用系統２に供給される交流には直流分が混入しないの
で、負荷７や商用系統２への悪影響を除くことができ
る。
【００５３】上記の実施例では、直流分検出回路で検出
された電圧レベル信号に比例した信号をオフセットレベ
ル信号として、ＰＷＭ制御で用いるキャリア信号および
その反転出力に対して加算しているが、オフセットレベ
ル信号を基準正弦波信号発生回路１１の出力に加算した
り、あるいは、オフセットレベル信号を誤差増幅回路１
２の出力に加算しても同様の効果を得ることができる。
された電圧レベル信号に比例した信号をオフセットレベ
ル信号として、ＰＷＭ制御で用いるキャリア信号および
その反転出力に対して加算しているが、オフセットレベ
ル信号を基準正弦波信号発生回路１１の出力に加算した
り、あるいは、オフセットレベル信号を誤差増幅回路１
２の出力に加算しても同様の効果を得ることができる。
【００５４】また、この実施例のように、直流分を打ち
消すフィードバック制御を行っても、設定値以上の直流
分が流出して直流分を完全に抑制することができない場
合には、従来と同様に、インバータを停止する制御を加
えることも可能である。
消すフィードバック制御を行っても、設定値以上の直流
分が流出して直流分を完全に抑制することができない場
合には、従来と同様に、インバータを停止する制御を加
えることも可能である。
【００５５】さらに、この実施例では、インバータ制御
回路２０の構成を分かりやすく説明するためにアナログ
回路構成で示しているが、実際にはキャリア発生からＰ
ＷＭ演算までをソフトウェア処理で行い、キャリア信号
に微少なオフセットレベル信号を加算する操作について
もソフトウェア処理を用いてディジタル的に行うことも
可能である。
回路２０の構成を分かりやすく説明するためにアナログ
回路構成で示しているが、実際にはキャリア発生からＰ
ＷＭ演算までをソフトウェア処理で行い、キャリア信号
に微少なオフセットレベル信号を加算する操作について
もソフトウェア処理を用いてディジタル的に行うことも
可能である。
【００５６】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、次の効果
を奏する。
を奏する。
【００５７】(１) 商用トランスを用いることなくイン
バータ出力電流に重畳される直流分を抑制することが可
能となるので、装置の小型、軽量化、高効率化、また低
コスト化を実現することができるとともに、直流分の系
統への混入により生じる負荷、柱上トランスの過熱等の
悪影響を懸念することなしに商用系統と連携することが
可能となる。
バータ出力電流に重畳される直流分を抑制することが可
能となるので、装置の小型、軽量化、高効率化、また低
コスト化を実現することができるとともに、直流分の系
統への混入により生じる負荷、柱上トランスの過熱等の
悪影響を懸念することなしに商用系統と連携することが
可能となる。
【００５８】(２) 特に、インバータ出力電流に混入す
る直流分を検出する直流分検出手段、およびインバータ
出力電流のレベルを直流分を打ち消す方向にシフトさせ
る直流分抑制手段はいずれも比較的簡単な回路構成によ
って実現でき、しかも、これらの手段を従来構成のイン
バータ装置に付加するだけでよいので、コストアップを
招来することなく実施することが可能となる。
る直流分を検出する直流分検出手段、およびインバータ
出力電流のレベルを直流分を打ち消す方向にシフトさせ
る直流分抑制手段はいずれも比較的簡単な回路構成によ
って実現でき、しかも、これらの手段を従来構成のイン
バータ装置に付加するだけでよいので、コストアップを
招来することなく実施することが可能となる。
【図１】本発明の実施例に係るインバータ装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図１のインバータ装置を構成する直流分検出手
段による直流分の検出方法の説明図である。
段による直流分の検出方法の説明図である。
【図３】図１のインバータ装置を構成する直流分抑制手
段によって、ＰＷＭ変調用の三角波キャリア信号にオフ
セットレベル信号を加算する場合の信号波形を示す図で
ある。
段によって、ＰＷＭ変調用の三角波キャリア信号にオフ
セットレベル信号を加算する場合の信号波形を示す図で
ある。
【図４】図１のインバータ装置によるＰＷＭ変調と、こ
れにより得られるインバータ出力電流の波形図である。
れにより得られるインバータ出力電流の波形図である。
【図５】従来例に係るインバータ装置のブロック図であ
る。
る。
【図６】図５のインバータ装置によるＰＷＭ変調と、こ
れにより得られるインバータ出力電流の波形図である波
形図である。
れにより得られるインバータ出力電流の波形図である波
形図である。
１：直流電流 ２：商用系統 ３：インバータ回路 ４：入力コンデンサ ５：フィルタ ７：負荷 ８：電流検出回路 ９：バンドパスフィルタ １０：キャリア発振回路 １１：基準信号発生回路 １２：誤差増幅回路 １３a，１３b：コンパレータ １４：ゲートパルス発生回路 １５：反転増幅回路 １６：直流分検出回路 １８：オフセットレベル生成回路 ２２：直流分抑制手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 哲 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−15879（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−284751（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−165391（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−83955（ＪＰ，Ａ) 実開 平６−57097（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/537 H02M 7/48
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源から入力される直流電力を交流
に変換するインバータ回路と、このインバータ回路から
出力される交流出力を、フィルタ回路に通した後、直
接、負荷を介して商用系統に連携するように構成された
インバータ装置であって、 前記フィルタの後段側には電流検出回路が配置され、こ
の電流検出回路からの出力をインバータ制御回路にフィ
ードバックし、前記インバータ回路を制御する構成と
し、 さらに、前記インバータ制御回路は、前記電流検出回路
で検出されるインバータ出力電流に重畳する直流分を、
その直流分レベルに比例し、かつ、正負の極性を持った
電圧レベル信号として検出する直流分検出手段であり、
この直流分検出手段は、インバータ出力電流の零レベル
と正弦波信号とで囲まれた正側および負側それぞれの面
積を積算してから両者の面積差を求める面積差検出手段
である手段と、 前記直流分検出手段からの前記電圧レベル信号に基づい
て、前記インバータ出力電流のレベルを打ち消す方向に
シフトさせる直流分抑制手段であり、この直流分抑制手
段は、前記直流分検出手段で検出された電圧レベル信号
に比例した信号をオフセットレベル信号として、ＰＷＭ
変調用の三角波キャリア信号に加算する加算手段である
手段と、を備えることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 直流電源から入力される直流電力を交流
に変換するインバータ回路と、このインバータ回路から
出力される交流出力を、フィルタ回路に通した後、直
接、負荷を介して商用系統に連携するように構成された
インバータ装置であって、 前記フィルタの後段側には電流検出回路が配置され、こ
の電流検出回路からの出力をインバータ制御回路にフィ
ードバックし、前記インバータ回路を制御する構成と
し、 さらに、前記インバータ制御回路は、前記電流検出回路
で検出されるインバータ出力電流に重畳する直流分を、
その直流分レベルに比例し、かつ、正負の極性を持った
電圧レベル信号として検出する直流分検出手段と、 この直流分検出手段からの前記電圧レベル信号に基づい
て、前記インバータ出力電流のレベルを直流分を打ち消
す方向にシフトさせる直流分抑制手段と、を備え、 前記直流分抑制手段が、直流分検出手段で検出された電
圧レベル信号に比例した信号をオフセットレベル信号と
して、インバータ出力電流の制御目標値となる基準正弦
波信号に加算する加算手段で構成されている ことを特徴
とするインバータ装置。 - 【請求項３】 直流電源から入力される直流電力を交流
に変換するインバータ回路と、このインバータ回路から
出力される交流出力を、フィルタ回路に通した後、直
接、負荷を介して商用系統に連携するように構成された
インバータ装置であって、 前記フィルタの後段側には電流検出回路が配置され、こ
の電流検出回路からの出力をインバータ制御回路にフィ
ードバックし、前記インバータ回路を制御する構成と
し、 さらに、前記インバータ制御回路は、前記電流検出回路
で検出されるインバータ出力電流に重畳する直流分を、
その直流分レベルに比例し、かつ、正負の極性を持った
電圧レベル信号として検出する直流分検出手段と、 この直流分検出手段からの前記電圧レベル信号に基づい
て、前記インバータ出力電流のレベルを直流分を打ち消
す方向にシフトさせる直流分抑制手段と、を備え、 前記直流分抑制手段が、直流分検出手段で検出された電
圧レベル信号に比例した信号をオフセットレベル信号と
して、基準正弦波信号とインバータ出力電流信号との間
の誤差として得られる誤差信号に加算する加算手段で構
成されている ことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12818295A JP3249709B2 (ja) | 1995-05-26 | 1995-05-26 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12818295A JP3249709B2 (ja) | 1995-05-26 | 1995-05-26 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08322266A JPH08322266A (ja) | 1996-12-03 |
| JP3249709B2 true JP3249709B2 (ja) | 2002-01-21 |
Family
ID=14978467
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12818295A Expired - Fee Related JP3249709B2 (ja) | 1995-05-26 | 1995-05-26 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3249709B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
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|---|---|---|---|---|
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| WO2005029691A1 (en) * | 2003-09-19 | 2005-03-31 | Ebara Densan Ltd. | Circuit and system for detecting dc component in inverter device for grid-connection |
| JP2006340549A (ja) * | 2005-06-03 | 2006-12-14 | Origin Electric Co Ltd | 単相電力変換装置及び三相電力変換装置 |
| JP5224647B2 (ja) * | 2006-02-16 | 2013-07-03 | 日本インバータ株式会社 | インバータ制御装置 |
| JP2012010493A (ja) | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Aisin Seiki Co Ltd | 発電システム |
| JP6321427B2 (ja) * | 2014-03-28 | 2018-05-09 | 京セラ株式会社 | 電力制御装置 |
| EP4030612A4 (en) | 2019-09-09 | 2022-09-07 | Mitsubishi Electric Corporation | CURRENT TRANSFORMING DEVICE |
-
1995
- 1995-05-26 JP JP12818295A patent/JP3249709B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08322266A (ja) | 1996-12-03 |
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