JP3367312B2 - Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法Info
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- JP3367312B2 JP3367312B2 JP00352696A JP352696A JP3367312B2 JP 3367312 B2 JP3367312 B2 JP 3367312B2 JP 00352696 A JP00352696 A JP 00352696A JP 352696 A JP352696 A JP 352696A JP 3367312 B2 JP3367312 B2 JP 3367312B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、商用電源の交流
電力を３相の自励式整流器により直流電力に変換して負
荷に給電するＰＷＭ制御自励式整流装置の制御方法に関
する。
電力を３相の自励式整流器により直流電力に変換して負
荷に給電するＰＷＭ制御自励式整流装置の制御方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、この種のＰＷＭ制御自励式整流
装置の従来例を示すブロック構成図である。図３におい
て、１は商用電源、１０はＰＷＭ制御自励式整流装置、
２はＰＷＭ制御自励式整流装置１０の出力に接続される
インバータなどの負荷である。
装置の従来例を示すブロック構成図である。図３におい
て、１は商用電源、１０はＰＷＭ制御自励式整流装置、
２はＰＷＭ制御自励式整流装置１０の出力に接続される
インバータなどの負荷である。
【０００３】ＰＷＭ制御自励式整流装置１０は、ＩＧＢ
Ｔなどの自己消弧形半導体素子とダイオードとを逆並列
し、これをブリッジ接続した自励式整流器の主回路１
１、自励式整流器の交流リアクトル１２、自励式整流器
の出力の平滑用のコンデンサ１３、商用電源１の相電圧
を検出する相電圧検出器１４、商用電源１のＲ相の相電
圧を絶縁変換する絶縁変換器１５、絶縁変換器１５を介
した商用電源１のＲ相の相電圧の位相に同期した角度信
号（θ，θ＝０°〜３６０°）を発生する角度信号発生
手段１６、該角度信号（θ）に基づいた正弦波を発生す
る正弦波発生器１７、該角度信号に１２０°を加算した
値（θ1 ）に基づいた正弦波を発生する正弦波発生器１
８、電圧設定器１９の電圧設定値とコンデンサ１３の両
端の直流電圧を絶縁変換器２０を介して検出した電圧検
出値との偏差により電圧調節動作をする電圧調節器２
１、電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１７の出力と
を乗算器２２で乗算して得られるＲ相電流設定値（ｉR
* ）と電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１８の出力
とを乗算器２３で乗算して得られるＴ相電流設定値（ｉ
T * ）とからＳ相電流設定値（ｉS * ）を求め、このｉ
R * ，ｉS * ，ｉT * と電流検出器２４で得られたＲ相
電流検出値（ｉR ），Ｓ相電流検出値（ｉS ），Ｔ相電
流設定値（ｉT ）とのそれぞれの偏差を電流調節器２
５，２６，２７で調節演算をし、電流調節器２５，２
６，２７それぞれの出力である各相の電圧指令値（ｖR
* ，ｖS * ，ｖT * ）とキャリア信号発生器２８の出力
とにより比較器２９においてパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御を行い、この比較器２９の出力をゲート駆動回路３０
により自励式整流器の主回路１１のそれぞれの自己消弧
形半導体素子にゲート信号を与える構成である。
Ｔなどの自己消弧形半導体素子とダイオードとを逆並列
し、これをブリッジ接続した自励式整流器の主回路１
１、自励式整流器の交流リアクトル１２、自励式整流器
の出力の平滑用のコンデンサ１３、商用電源１の相電圧
を検出する相電圧検出器１４、商用電源１のＲ相の相電
圧を絶縁変換する絶縁変換器１５、絶縁変換器１５を介
した商用電源１のＲ相の相電圧の位相に同期した角度信
号（θ，θ＝０°〜３６０°）を発生する角度信号発生
手段１６、該角度信号（θ）に基づいた正弦波を発生す
る正弦波発生器１７、該角度信号に１２０°を加算した
値（θ1 ）に基づいた正弦波を発生する正弦波発生器１
８、電圧設定器１９の電圧設定値とコンデンサ１３の両
端の直流電圧を絶縁変換器２０を介して検出した電圧検
出値との偏差により電圧調節動作をする電圧調節器２
１、電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１７の出力と
を乗算器２２で乗算して得られるＲ相電流設定値（ｉR
* ）と電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１８の出力
とを乗算器２３で乗算して得られるＴ相電流設定値（ｉ
T * ）とからＳ相電流設定値（ｉS * ）を求め、このｉ
R * ，ｉS * ，ｉT * と電流検出器２４で得られたＲ相
電流検出値（ｉR ），Ｓ相電流検出値（ｉS ），Ｔ相電
流設定値（ｉT ）とのそれぞれの偏差を電流調節器２
５，２６，２７で調節演算をし、電流調節器２５，２
６，２７それぞれの出力である各相の電圧指令値（ｖR
* ，ｖS * ，ｖT * ）とキャリア信号発生器２８の出力
とにより比較器２９においてパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御を行い、この比較器２９の出力をゲート駆動回路３０
により自励式整流器の主回路１１のそれぞれの自己消弧
形半導体素子にゲート信号を与える構成である。
【０００４】上述のＰＷＭ制御自励式整流装置１０は周
知の技術を用いたものであり、ここでは詳細動作の説明
を省略する。
知の技術を用いたものであり、ここでは詳細動作の説明
を省略する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のＰＷＭ制御自励
式整流装置１０の制御方法によると、この自励式整流装
置の採用の目的である負荷２から商用電源１への電力の
回生を行えること及び商用電源１から見た力率をほぼ１
にすることなどから、自励式整流器の主回路１１の入力
交流電流を前記目的に沿った制御をするためには、キャ
リア信号発生器２８の出力の振幅を１とすると前述の各
相の電圧指令値（ｖR * ，ｖS * ，ｖT *）の振幅は１
以下にする必要があり、その結果、ＰＷＭ制御自励式整
流装置１０の出力の直流電圧から商用電源１が所望する
交流電圧を得るためには、前記直流電圧を高く設定する
必要があり平滑用のコンデンサ１３の耐圧も高くする必
要があった。
式整流装置１０の制御方法によると、この自励式整流装
置の採用の目的である負荷２から商用電源１への電力の
回生を行えること及び商用電源１から見た力率をほぼ１
にすることなどから、自励式整流器の主回路１１の入力
交流電流を前記目的に沿った制御をするためには、キャ
リア信号発生器２８の出力の振幅を１とすると前述の各
相の電圧指令値（ｖR * ，ｖS * ，ｖT *）の振幅は１
以下にする必要があり、その結果、ＰＷＭ制御自励式整
流装置１０の出力の直流電圧から商用電源１が所望する
交流電圧を得るためには、前記直流電圧を高く設定する
必要があり平滑用のコンデンサ１３の耐圧も高くする必
要があった。
【０００６】例えば、商用電源１を３φ２２０Ｖ（Ａ
Ｃ）とすると、定常状態で前記直流電圧が３８０Ｖ（Ｄ
Ｃ）程度となり、商用電源１の電圧変動または前述の回
生時の過渡的な直流電圧の跳ね上がりなどからコンデン
サ１３の耐圧は４５０Ｖ以上のものを必要とし、安価，
入手容易な４００Ｖ級の電解コンデンサの採用が無理と
なり、ＰＷＭ制御自励式整流装置の低価格化、小型化、
量産性を阻害する要因となっていた。
Ｃ）とすると、定常状態で前記直流電圧が３８０Ｖ（Ｄ
Ｃ）程度となり、商用電源１の電圧変動または前述の回
生時の過渡的な直流電圧の跳ね上がりなどからコンデン
サ１３の耐圧は４５０Ｖ以上のものを必要とし、安価，
入手容易な４００Ｖ級の電解コンデンサの採用が無理と
なり、ＰＷＭ制御自励式整流装置の低価格化、小型化、
量産性を阻害する要因となっていた。
【０００７】この発明の目的は、上記問題点を解決する
ＰＷＭ制御自励式整流装置の制御方法を提供することに
ある。
ＰＷＭ制御自励式整流装置の制御方法を提供することに
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】商用電源の交流電力を３
相の自励式整流器により直流電力に変換して負荷に給電
する自励式整流装置であって、前記自励式整流器の出力
の直流電圧を検出し、この直流電圧が所定の値になるよ
うに電圧の調節演算をし、この電圧の調節演算により得
られた電流指令値（直流量）と前記商用電源の位相に同
期した角度信号とにより各相電流指令値（交流量）を演
算し、この各相電流指令値に追従するように前記商用電
源の各相電流を検出して電流の調節演算をし、この各相
の電流の調節演算により得られた各相の電圧指令値（交
流量）とキャリア信号とによりＰＷＭ制御された各相ゲ
ート信号を生成し、この各相ゲート信号により前記自励
式整流器の自己消弧形半導体素子を制御するＰＷＭ制御
自励式整流装置の制御方法において、この第１の発明
は、前記各相の電圧指令値（交流量）の内のいずれかの
相の零位相を基準として６０°（電気角）ごとの期間に
分割し、それぞれの６０°期間中の各相の電圧指令値
（交流量）の内、その絶対値が最大である相の新たな電
圧指令値は、この相の電圧指令値（交流量）の極性と同
一極性の前記キャリア信号の振幅値とし、この６０°期
間中の残りのそれぞれの相の新たな電圧指令値は、前記
絶対値が最大である相の電圧指令値（交流量）及び新た
な電圧指令値と当該する相の電圧指令値（交流量）とか
ら演算した値とし、前記各相の新たな電圧指令値と前記
キャリア信号とによりＰＷＭ制御された新たな各相ゲー
ト信号を生成し、また第２の発明は、前記角度信号を６
０°（電気角）ごとの期間に分割し、それぞれの６０°
期間中の各相の電圧指令値（交流量）の内、その絶対値
が最大である相の新たな電圧指令値は、この相の電圧指
令値（交流量）の極性と同一極性の前記キャリア信号の
振幅値とし、この６０°期間中の残りのそれぞれの相の
新たな電圧指令値は、前記絶対値が最大である相の電圧
指令値（交流量）及び新たな電圧指令値と当該する相の
電圧指令値（交流量）とから演算した値とし、前記各相
の新たな電圧指令値と前記キャリア信号とによりＰＷＭ
制御された新たな各相ゲート信号を生成する。
相の自励式整流器により直流電力に変換して負荷に給電
する自励式整流装置であって、前記自励式整流器の出力
の直流電圧を検出し、この直流電圧が所定の値になるよ
うに電圧の調節演算をし、この電圧の調節演算により得
られた電流指令値（直流量）と前記商用電源の位相に同
期した角度信号とにより各相電流指令値（交流量）を演
算し、この各相電流指令値に追従するように前記商用電
源の各相電流を検出して電流の調節演算をし、この各相
の電流の調節演算により得られた各相の電圧指令値（交
流量）とキャリア信号とによりＰＷＭ制御された各相ゲ
ート信号を生成し、この各相ゲート信号により前記自励
式整流器の自己消弧形半導体素子を制御するＰＷＭ制御
自励式整流装置の制御方法において、この第１の発明
は、前記各相の電圧指令値（交流量）の内のいずれかの
相の零位相を基準として６０°（電気角）ごとの期間に
分割し、それぞれの６０°期間中の各相の電圧指令値
（交流量）の内、その絶対値が最大である相の新たな電
圧指令値は、この相の電圧指令値（交流量）の極性と同
一極性の前記キャリア信号の振幅値とし、この６０°期
間中の残りのそれぞれの相の新たな電圧指令値は、前記
絶対値が最大である相の電圧指令値（交流量）及び新た
な電圧指令値と当該する相の電圧指令値（交流量）とか
ら演算した値とし、前記各相の新たな電圧指令値と前記
キャリア信号とによりＰＷＭ制御された新たな各相ゲー
ト信号を生成し、また第２の発明は、前記角度信号を６
０°（電気角）ごとの期間に分割し、それぞれの６０°
期間中の各相の電圧指令値（交流量）の内、その絶対値
が最大である相の新たな電圧指令値は、この相の電圧指
令値（交流量）の極性と同一極性の前記キャリア信号の
振幅値とし、この６０°期間中の残りのそれぞれの相の
新たな電圧指令値は、前記絶対値が最大である相の電圧
指令値（交流量）及び新たな電圧指令値と当該する相の
電圧指令値（交流量）とから演算した値とし、前記各相
の新たな電圧指令値と前記キャリア信号とによりＰＷＭ
制御された新たな各相ゲート信号を生成する。
【０００９】この制御方法によれば、前記キャリア信号
の振幅を１として、従来の制御方法では各相の電圧指令
値（交流量）の９０°の振幅を１以下にしていたのに対
して、この発明では各相の電圧指令値（交流量）の６０
°の振幅を１以下とすればよいので、より低い（約０．
８７倍）直流電圧から所望の交流電圧を得ることが可能
となる。
の振幅を１として、従来の制御方法では各相の電圧指令
値（交流量）の９０°の振幅を１以下にしていたのに対
して、この発明では各相の電圧指令値（交流量）の６０
°の振幅を１以下とすればよいので、より低い（約０．
８７倍）直流電圧から所望の交流電圧を得ることが可能
となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の実施例を示す
ＰＷＭ制御自励式整流装置のブロック構成図であり、図
３に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号
を付して説明を省略する。図１において、ＰＷＭ制御自
励式整流装置４０には、電流調節器２５，２６，２７そ
れぞれの出力である各相の電圧指令値（ｖR * ，
ｖS * ，ｖT * ）の内のいずれかの相の零位相を基準と
して６０°（電気角）ごとの期間に分割し、それぞれの
６０°期間中の各相の電圧指令値（ｖR * ，ｖS * ，ｖ
T * ）の内、その絶対値が最大である相の新たな電圧指
令値（ｖRR * ，ｖSS * ，ｖTT * ）は、この相の電圧指令
値（ｖR * ，ｖS * ，ｖT * ）の極性と同一極性のキャ
リア信号の振幅値とし、この６０°期間中の残りのそれ
ぞれの相の新たな電圧指令値（ｖRR * ，ｖSS * ，
ｖTT * ）は、電圧指令値（ｖR * ，ｖS * ，ｖT * ）と
キャリア信号の振幅値とから演算をして変換をする電圧
指令値変換回路４１を備えている。
ＰＷＭ制御自励式整流装置のブロック構成図であり、図
３に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号
を付して説明を省略する。図１において、ＰＷＭ制御自
励式整流装置４０には、電流調節器２５，２６，２７そ
れぞれの出力である各相の電圧指令値（ｖR * ，
ｖS * ，ｖT * ）の内のいずれかの相の零位相を基準と
して６０°（電気角）ごとの期間に分割し、それぞれの
６０°期間中の各相の電圧指令値（ｖR * ，ｖS * ，ｖ
T * ）の内、その絶対値が最大である相の新たな電圧指
令値（ｖRR * ，ｖSS * ，ｖTT * ）は、この相の電圧指令
値（ｖR * ，ｖS * ，ｖT * ）の極性と同一極性のキャ
リア信号の振幅値とし、この６０°期間中の残りのそれ
ぞれの相の新たな電圧指令値（ｖRR * ，ｖSS * ，
ｖTT * ）は、電圧指令値（ｖR * ，ｖS * ，ｖT * ）と
キャリア信号の振幅値とから演算をして変換をする電圧
指令値変換回路４１を備えている。
【００１１】図２は、この電圧指令値変換回路４１の動
作を説明する説明図である。図２において、電圧指令値
変換回路４１には図２（イ）に示す如く正弦波状の電圧
指令値（ｖR * ，ｖS * ，ｖT * ）が入力され、この図
の場合には、電圧指令値（ｖR * ）の零位相を基準とし
て６０°ごとの期間に分割している。電圧指令値（ｖR
* ）の０°〜６０°の期間では、電圧指令値（ｖS * ）
の絶対値が残りの電圧指令値（ｖR * ，ｖT * ）より大
きいので、新たな電圧指令値（ｖSS * ）は−１とし、残
りの電圧指令値（ｖRR * ，ｖTT * ）は図２（ハ）に示す
演算をそれぞれ行い、電圧指令値（ｖRR * ）図２（ロ）
の右肩上がりの波形となり、電圧指令値（ｖTT * ）図２
（ロ）の左肩上がりの波形となる。他の６０°の区間で
は、それぞれ図２（ハ）に示す演算を行い、図２（ロ）
に示す波形が得られ、この波形の新たな電圧指令値（ｖ
RR * ，ｖSS * ，ｖTT * ）とキャリア信号発生器の出力と
を比較器２９に入力してＰＷＭ制御を行うようにしてい
る。
作を説明する説明図である。図２において、電圧指令値
変換回路４１には図２（イ）に示す如く正弦波状の電圧
指令値（ｖR * ，ｖS * ，ｖT * ）が入力され、この図
の場合には、電圧指令値（ｖR * ）の零位相を基準とし
て６０°ごとの期間に分割している。電圧指令値（ｖR
* ）の０°〜６０°の期間では、電圧指令値（ｖS * ）
の絶対値が残りの電圧指令値（ｖR * ，ｖT * ）より大
きいので、新たな電圧指令値（ｖSS * ）は−１とし、残
りの電圧指令値（ｖRR * ，ｖTT * ）は図２（ハ）に示す
演算をそれぞれ行い、電圧指令値（ｖRR * ）図２（ロ）
の右肩上がりの波形となり、電圧指令値（ｖTT * ）図２
（ロ）の左肩上がりの波形となる。他の６０°の区間で
は、それぞれ図２（ハ）に示す演算を行い、図２（ロ）
に示す波形が得られ、この波形の新たな電圧指令値（ｖ
RR * ，ｖSS * ，ｖTT * ）とキャリア信号発生器の出力と
を比較器２９に入力してＰＷＭ制御を行うようにしてい
る。
【００１２】この発明の制御方法は、図２（ロ）に示す
ごとく定常状態では周期的に０電位に対して対称の波形
を示すので、どの６０°の区間かを判定して論理な判断
で電圧指令値（ｖRR * ，ｖSS * ，ｖTT * ）を生成するこ
とも可能である。また、この発明の制御方法では自励式
整流器の主回路１１が出力する交流電圧の相電圧は台形
波状になり、線間電圧は正弦波状となり、従来の制御方
法と同様に入力電流の制御が行える。
ごとく定常状態では周期的に０電位に対して対称の波形
を示すので、どの６０°の区間かを判定して論理な判断
で電圧指令値（ｖRR * ，ｖSS * ，ｖTT * ）を生成するこ
とも可能である。また、この発明の制御方法では自励式
整流器の主回路１１が出力する交流電圧の相電圧は台形
波状になり、線間電圧は正弦波状となり、従来の制御方
法と同様に入力電流の制御が行える。
【００１３】なお、図２の説明図においては、電圧指令
値（ｖR * ）の零位相を基準として６０°ごとの期間に
分割しているが、他の電圧指令値（ｖS * ，ｖT * ）の
いずれかを基準とすることも当然可能であり、さらに、
第２の発明である、商用電源１の相電圧の位相に同期し
た角度信号（θ，θ＝０°〜３６０°）を発生する角度
信号発生手段１６の出力に若干の角度オフセットを持た
せ、この角度信号を６０°ごとに分割して行うことも可
能である。
値（ｖR * ）の零位相を基準として６０°ごとの期間に
分割しているが、他の電圧指令値（ｖS * ，ｖT * ）の
いずれかを基準とすることも当然可能であり、さらに、
第２の発明である、商用電源１の相電圧の位相に同期し
た角度信号（θ，θ＝０°〜３６０°）を発生する角度
信号発生手段１６の出力に若干の角度オフセットを持た
せ、この角度信号を６０°ごとに分割して行うことも可
能である。
【００１４】
【発明の効果】この発明によれば、ＰＷＭ制御自励式整
流装置の出力の直流電圧から商用電源が所望する交流電
圧を得るためには、前記直流電圧を従来の制御方法に比
して低く設定することが可能となり、例えば、商用電源
１を３φ２２０Ｖ（ＡＣ）とすると、定常状態で前記直
流電圧を３４０Ｖ（ＤＣ）程度に設定でき、前記直流電
圧の平滑用のコンデンサの耐圧は４００Ｖの安価，入手
容易な電解コンデンサの採用が可能となり、その結果、
ＰＷＭ制御自励式整流装置の低価格化，小型化に寄与で
きる。
流装置の出力の直流電圧から商用電源が所望する交流電
圧を得るためには、前記直流電圧を従来の制御方法に比
して低く設定することが可能となり、例えば、商用電源
１を３φ２２０Ｖ（ＡＣ）とすると、定常状態で前記直
流電圧を３４０Ｖ（ＤＣ）程度に設定でき、前記直流電
圧の平滑用のコンデンサの耐圧は４００Ｖの安価，入手
容易な電解コンデンサの採用が可能となり、その結果、
ＰＷＭ制御自励式整流装置の低価格化，小型化に寄与で
きる。
【００１５】また、先述の６０°の区間の判定と論理な
判断とで新たな電圧指令値を生成するする方法はマイコ
ン制御に好適な方法であり、回路の簡素化をもたらす。
判断とで新たな電圧指令値を生成するする方法はマイコ
ン制御に好適な方法であり、回路の簡素化をもたらす。
【図１】この発明の実施例を示すＰＷＭ制御自励式整流
装置のブロック構成図
装置のブロック構成図
【図２】図１の動作を説明する説明図
【図３】従来例を示すＰＷＭ制御自励式整流装置のブロ
ック構成図
ック構成図
１…商用電源、２…負荷、１０，４０…ＰＷＭ制御自励
式整流装置、１１…自励式整流器の主回路、１２…交流
リアクトル、１３…コンデンサ、１４…相電圧検出器、
１５，２０…絶縁変換器、１６…角度信号発生手段、１
７，１８…正弦波発生器、１９…電圧設定器、２１…電
圧調節器、２２，２３…乗算器、２４…電流検出器、２
５〜２７…電流調節器、２８…キャリア信号発生器、２
９…比較器、３０…ゲート駆動回路、４１…電圧指令値
変換回路。
式整流装置、１１…自励式整流器の主回路、１２…交流
リアクトル、１３…コンデンサ、１４…相電圧検出器、
１５，２０…絶縁変換器、１６…角度信号発生手段、１
７，１８…正弦波発生器、１９…電圧設定器、２１…電
圧調節器、２２，２３…乗算器、２４…電流検出器、２
５〜２７…電流調節器、２８…キャリア信号発生器、２
９…比較器、３０…ゲート駆動回路、４１…電圧指令値
変換回路。
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/21
H02M 7/48
H02M 7/72
Claims (2)
- 【請求項１】商用電源の交流電力を３相の自励式整流器
により直流電力に変換して負荷に給電する自励式整流装
置であって、 前記自励式整流器の出力の直流電圧を検出し、この直流
電圧が所定の値になるように電圧の調節演算をし、この
電圧の調節演算により得られた電流指令値（直流量）と
前記商用電源の位相に同期した角度信号とにより各相電
流指令値（交流量）を演算し、この各相電流指令値に追
従するように前記商用電源の各相電流を検出して電流の
調節演算をし、この各相の電流の調節演算により得られ
た各相の電圧指令値（交流量）とキャリア信号とにより
ＰＷＭ制御された各相ゲート信号を生成し、この各相ゲ
ート信号により前記自励式整流器の自己消弧形半導体素
子を制御するＰＷＭ制御自励式整流装置の制御方法にお
いて、 前記各相の電圧指令値（交流量）の内のいずれかの相の
零位相を基準として６０°（電気角）ごとの期間に分割
し、 それぞれの６０°期間中の各相の電圧指令値（交流量）
の内、その絶対値が最大である相の新たな電圧指令値
は、この相の電圧指令値（交流量）の極性と同一極性の
前記キャリア信号の振幅値とし、 この６０°期間中の残りのそれぞれの相の新たな電圧指
令値は、前記絶対値が最大である相の電圧指令値（交流
量）及び新たな電圧指令値と当該する相の電圧指令値
（交流量）とから演算した値とし、 前記各相の新たな電圧指令値と前記キャリア信号とによ
りＰＷＭ制御された新たな各相ゲート信号を生成するこ
とを特徴とするＰＷＭ制御自励式整流装置の制御方法。 - 【請求項２】商用電源の交流電力を３相の自励式整流器
により直流電力に変換して負荷に給電する自励式整流装
置であって、 前記自励式整流器の出力の直流電圧を検出し、この直流
電圧が所定の値になるように電圧の調節演算をし、この
電圧の調節演算により得られた電流指令値（直流量）と
前記商用電源の位相に同期した角度信号とにより各相電
流指令値（交流量）を演算し、この各相電流指令値に追
従するように前記商用電源の各相電流を検出して電流の
調節演算をし、この各相の電流の調節演算により得られ
た各相の電圧指令値（交流量）とキャリア信号とにより
ＰＷＭ制御された各相ゲート信号を生成し、この各相ゲ
ート信号により前記自励式整流器の自己消弧形半導体素
子を制御するＰＷＭ制御自励式整流装置の制御方法にお
いて、 前記角度信号を６０°（電気角）ごとの期間に分割し、 それぞれの６０°期間中の各相の電圧指令値（交流量）
の内、その絶対値が最大である相の新たな電圧指令値
は、この相の電圧指令値（交流量）の極性と同一極性の
前記キャリア信号の振幅値とし、 この６０°期間中の残りのそれぞれの相の新たな電圧指
令値は、前記絶対値が最大である相の電圧指令値（交流
量）及び新たな電圧指令値と当該する相の電圧指令値
（交流量）とから演算した値とし、 前記各相の新たな電圧指令値と前記キャリア信号とによ
りＰＷＭ制御された新たな各相ゲート信号を生成するこ
とを特徴とするＰＷＭ制御自励式整流装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00352696A JP3367312B2 (ja) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00352696A JP3367312B2 (ja) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09191652A JPH09191652A (ja) | 1997-07-22 |
| JP3367312B2 true JP3367312B2 (ja) | 2003-01-14 |
Family
ID=11559833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00352696A Expired - Lifetime JP3367312B2 (ja) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3367312B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3324249B2 (ja) * | 1993-12-28 | 2002-09-17 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JPH07337019A (ja) * | 1994-06-02 | 1995-12-22 | Fuji Electric Co Ltd | 自励式整流装置の制御方法 |
| JP3192058B2 (ja) * | 1995-02-01 | 2001-07-23 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
-
1996
- 1996-01-12 JP JP00352696A patent/JP3367312B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09191652A (ja) | 1997-07-22 |
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