JPH10337032A

JPH10337032A - 汎用インバータ用整流回路

Info

Publication number: JPH10337032A
Application number: JP9156149A
Authority: JP
Inventors: Itaru Ando; 至安東; Isao Takahashi; 勲高橋; Koji Utsunomiya; 幸司宇都宮
Original assignee: Takaoka Electric Mfg Co Ltd
Current assignee: Takaoka Toko Co Ltd
Priority date: 1997-05-30
Filing date: 1997-05-30
Publication date: 1998-12-18

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な構成で力率を改善しつつ高調波の発生
を抑制でき、装置の小形化を図り、結線処理も容易に行
える汎用インバータ用整流回路を提供すること【解決手段】ＰＷＭ整流回路を基本構成とし、そのＰ
ＷＭ整流回路におけるブリッジ回路８’を構成するＩＧ
ＢＴのオン／オフを制御する制御回路９’を整流器出力
電圧ｖａから生成される疑似正弦波と、出力電圧Ｖdcと
目標値Ｖdc^*との差電圧に基づく信号と、交流電流検出
器１７で検出される入力電流とに基づいて前記差電圧が
０になるようにし、デットタイム補償回路２２及び２３
を加えることにより指令値に対する誤差の少ないＩＧＢ
Ｔのオン／オフのタイミングを制御することができる。
そして、前記疑似正弦波発生回路は、オペアンプからな
り電源投入直後の入力電流を検出し、その検出した正弦
波の位相を電源電圧Ｖsの位相として出力するようにし
た。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ用整流
回路に関するもので、汎用インバータ回路に対し、一定
の範囲内の直流電圧を提供するための回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】水処理場におけるポンプや、モータ等に
対する電力供給として、汎用インバータ（ＶＶＶＦ）が
用いられる。このインバータは、よく知られているよう
に、直列接続された整流回路１とインバータ回路２を基
本構成とする（図１参照）。

【０００３】つまり、入力側の整流回路１を商用電源に
接続し、その商用電源（交流）を整流した後インバータ
回路２で所定の電圧と周波数の交流に変換し、モータ等
の負荷３に電力供給するようになっている。そして、整
流回路１は、構成し易いダイオードブリッジ回路が一般
に用いられている。係るダイオードブリッジ回路の場合
には、力率を改善するべく整流回路１の前段にコイル４
を介在させるようにしたものもある。

【０００４】ところで、上記したダイオードブリッジか
らなる整流回路１とコイル４を用いて整流する従来方式
では、高調波の発生を阻止できない。そこで、整流回路
としで例えば図２に示すようなＰＷＭ整流回路からなる
回路を用いることが考えられる。係る回路は、通常、無
停電電源装置（ＵＰＳ）における整流回路として用いら
れる。つまり、交流電圧を整流して直流電圧に変換し、
その直流電圧を一方をインバータ回路に印可、もう一方
は蓄電池に印可することにより充電するようになってい
る。

【０００５】この回路を簡単に説明すると、商用電源５
に交流リアクトル６を介してＩＧＢＴとダイオードから
なるブリッジ回路８を接続し、このブリッジ回路８の出
力を負荷ＲＬに接続する。この負荷ＲＬの両端に直流電
圧が発生する。従来では、この負荷ＲＬがインバータ回
路および充電対象の蓄電池となる。そして、制御回路９
によりＩＧＢＴのオン／オフを制御することにより、出
力電圧Ｖｄｃが一定の直流電圧になるようにする。

【０００６】制御回路９は、出力電圧Ｖdcと目標電圧Ｖ
dc^*を第１加減算器１０にて比較し、その差分を第１Ｐ
Ｉ演算器１１に与え、差分に応じた制御信号を生成す
る。つまり、差分が０になるような指令値を出力する。
よって、出力電圧Ｖdcと目標電圧Ｖdc^*とが等しい場合
には、差分が０のため現状を維持するような指令値が出
力される。そして、上記の指令値は、乗算器１２の一方
の入力端子に与えられる。一方、商用電源５の出力には
交流電圧検出器１３が接続され、その商用電源５の電圧
（入力電圧）Ｖsを検出する。その検出された電圧Ｖsを
ゼロクロス検出器１４により位相情報を取出し、ＰＬＬ
(Phase-Locked Loop)-ＩＣからなる疑似正弦波発生回路
１５により、商用電源に同期した疑似正弦波を発生させ
乗算器１２の他方の入力端子に与える。

【０００７】乗算器１２は、与えられた指令値と疑似正
弦波に応じた値を乗算して得られた値を第２加減算器１
６に与え、そこにおいて交流電流検出器１７で検出した
値を加減算後、第２ＰＩ演算器１８に与え、所定の波高
値からなる正弦波を生成する。そして、この第２ＰＩ演
算器１８で生成される正弦波と、三角波発生器１９から
出力される三角波とを比較器２０で比較し、三角波の方
が大きい区間だけＩＧＢＴをＯＮにするように制御す
る。なお、第２加減算器１６にて入力電流値に基づく値
を減算するのは、目標値と実際に流れている電流との差
により、第２ＰＩ演算器１８で出力される正弦波の波高
値を調整するようになっている。

【０００８】上記した無停電電源装置に実装されるＰＷ
Ｍ整流回路は、力率が１となるとともに高調波も発生し
ない点では好ましいが、回路が複雑でセンサも電流検出
器と電圧検出器の２つが必要となる。また、無停電電源
装置と同様にケース内に交流リアクトル６と制御回路９
並びブリッジ回路８を収納しようとすると、ケースが大
きくなってしまい、搬入・設置が煩雑となる。しかも、
そのように交流リアクトル６をケース内設置しても、他
の回路基板は従来と変わらないため、交流リアクトル６
が大きな占有面積・空間をしめ、装置全体の大形化を招
くとともに、その周囲にデッドスペースを発生する。ま
た、老朽化時には、交流リアクトル６を交換する可能性
は低く、多くの場合は他の回路部分を交換する可能が高
い。

【０００９】従って、交流リアクトルをケースの外に設
置することを考えた。すると、ケースはブリッジ回路と
制御回路ですみ、デッドスペースがほとんどなく小形化
が図れる。また、メンテナンスも容易に行える（例えば
ケース単体で交換するなど）というメリットが生じる。
しかし、そのような交流リアクトルを外部に設置する
と、交流電流検出器並びに交流電圧検出器も外部に設置
しなければならなくなり、しかも、各検出器とケース内
の回路を接続するための配線も必要となり、設置作業が
煩雑となるという新たな問題を生じる。

【００１０】この種の装置としては例えば特願平９−９
１４０５号「汎用インバータ用整流回路」がある。この
装置は図３に示すように、交流電圧検出器を設けずに、
センシングは入力電流を検出する交流電流検出器１７の
みを設け、その交流電流検出器１７の検出信号と、出力
電圧Ｖdcを制御回路９’に与え、制御信号を生成するよ
うにしている。つまり、制御回路９’には、ＰＬＬ−Ｉ
Ｃからなる疑似正弦波発生回路１５を設け、その入力に
は整流器出力電圧指令値ｖａをゼロクロス検出器１４で
検出した位相情報を取り込み、この疑似正弦波発生回路
１５から出力される疑似正弦波信号ｖｓを商用電源５か
らの入力電圧のそれと仮定してＩＧＢＴを動作させ、出
力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc^*が一致するように制御する。
そして、図２と図３を比較すると明らかなように、実際
の入力電圧に変えて疑似正弦波を用いる以外の構成並び
に制御アルゴリズムは同じである。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のよう
なＰＬＬ−ＩＣを用いた整流回路は、商用電源５におい
て電源電圧に高調波を含む場合においても入力電流を正
弦波に制御することができる。しかし、ＰＬＬ−ＩＣを
用いた整流回路では、疑似正弦波を商用電源５と同等と
して取り扱っているために、商用電源５の電源電圧の急
変に対して高速に応答することが出来ないという欠点を
有している。

【００１２】また、ＰＷＭ整流回路におけるスイッチン
グ素子（実施の形態ではＩＧＢＴ）のオン／オフを制御
するためにスイッチング素子が共にオフする期間（デッ
トタイム）を制御回路９’内に設けている。このデット
タイムが、ＰＷＭ整流回路の出力電圧Ｖdcとその指令値
Ｖdc^*間に誤差を生じさせ、出力電圧が一定の範囲で変
動する。つまり、正確な電源電圧の推定に支障をきた
す。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記した欠点を解決する
ため、本発明に係る汎用インバータ用整流回路では、電
源電流ｉｓを電源電圧Ｖｓに同相で相似な波形とし、電
源電圧の急変にも高速に応答可能なオペアンプを用いた
回路とし、疑似正弦波発生手段（実施の形態では、電解
コンデンサ充電時の微少電流）から生成される疑似正弦
波信号と、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc^*に基づく差電圧
信号と、交流電流検出器で検出される入力電流ｉｓに基
づいて、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc^*の差電圧が０にな
るようスイッチング素子のオン／オフのタイミングを制
御する。

【００１４】また、出力電圧と目標値に誤差が生じない
よう入力電流デットタイム補償回路２２と出力電圧デッ
トタイム補償回路２３を制御に追加し、疑似正弦波をよ
り電源電圧の正弦波に相似な波形として形成を行えるよ
うにしたことを特徴とする。（請求項）。

【００１５】

【発明の実施の形態】図４は本発明に係る汎用インバー
タ用整流回路の一実施例の形態を示している。同図に示
すように、商用電源５に対し、交流リアクトル６を介し
てブリッジ回路８’に接続し、そのブリッジ回路８’を
構成するＩＧＢＴに対するオン／オフを制御回路９’に
より制御することにより、出力電圧Ｖdcが目標電圧Ｖdc
^*になるようにしている点では従来と同様である。

【００１６】ここで本発明では、センシングは入力電流
を検出する交流電流検出器１７のみを設け、その交流電
流検出器１７の検出信号と、出力電圧Ｖdcを制御回路
９’に与え、制御信号を生成するようにしている。つま
り、制御回路９’には、疑似正弦波ｖｓを整流器出力電
圧指令値ｖａから発生させる。この疑似正弦波ｖｓを商
用電源５からの入力電圧のそれと仮定してＩＧＢＴを動
作させ、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc^*が一致するように
制御する。そして、図２と図４を比較すると明らかなよ
うに、実際の入力電圧に変えて疑似正弦波を用いる以外
の構成並びに制御アルゴリズムは同じであるので、対応
する部材に同一符号を付し、その説明を省略する。

【００１７】次に、疑似正弦波ｖｓが実際の入力電圧Ｖ
ｓとほぼ等価となるための原理を説明する。整流器出力
電圧指令値ｖａは、良く知られているように、三角波発
生器と比較器２０によりＰＷＭパルスに変換され、ＩＧ
ＢＴのオン／オフに使われる。つまり、第２ＰＩ演算器
１８の出力（整流器出力電圧指令値ｖａ）の周波数と位
相は、電源位相Ｖｓと相似な正弦波でなければならな
い。つまり、ブリッジ回路８’の出力電圧Ｖdcが目標値
とほぼ一致する正常な動作状態の以前では、入力電流ｉ
ｓは脈流となっており、正弦波を検出するための情報と
しては利用できない場合もある。しかし、第２ＰＩ演算
器１８のゲインを予め十分高くすることにより、入力電
圧Ｖｓとほぼ同一の正弦波を得ることができる。

【００１８】次に、第２ＰＩ演算器１８の出力だけで
は、疑似正弦波ｖｓは電源電圧位相と一致した位相で出
力はされない。そこで、入力電流ｉｓからゼロクロス点
情報をデットタイム補償回路２２から取得したものと交
流リアクトル６で発生する位相後れを補償する微分回路
２４の出力を加減算器２５で加え、ＬＰＦ(Low-pass fi
lter )２１に与えることにより、その出力は商用電源５
の電源電圧Ｖｓとほぼ同位相の正弦波を得ることができ
る。つまり疑似正弦波ｖｓが得られる。

【００１９】一方、デットタイム補償回路２２だけでは
出力電圧の推定に誤差が生じるので、出力電圧Ｖdcを疑
似正弦波ｖｓのゼロクロス点情報を元に、正負の出力電
圧Ｖdc（デットタイム補償回路２３）を整流器出力電圧
指令値に加減算回路２６で加え補正することにより、出
力電圧の誤差か少なくなるように制御するようにしてい
る。

【００２０】上記の動作原理を波形図を用いて説明する
と図５（Ａ）及び（Ｂ）のようになる。ＰＷＭパルスの
１パルスには、デットタイムｔｄと呼ばれる両方のＩＧ
ＢＴが共にオフする区間が制御回路８’に存在しする。
図５（Ａ）は、このデットタイムｔｄにおける誤差電圧
の関係を示している。ｖｃ０は理想的な出力電圧を示す
の対して、ｖｃは実際の出力電圧を示している。そし
て、その差がＶεａに示すように高さＶdc、幅ｔｄを持
つパルスとなる。即ち、ｉｓ＞０のとき、ｖｃ＝Ｖdc／２ｉｓ＜０のとき、ｖｃ＝−Ｖｄｃ／２となる。

【００２１】図５（Ｂ）は、ＰＷＭパルスの１サイクル
を示し、Ｖεａは三角波キャリアの１サイクルに１パル
ス発生し、平均値は破線で示すＶεａ１になり、その基
本位相は入力電流ｉｓの位相に一致する。デットタイム
補償回路２２は、入力電流ｉｓの極性を検出し、位相の
大きさはＶεａ１となるようにゲインを決定する。

【００２２】Ｖεａ１の波高値は、整流器１サイクル間
のパルス数を整流器出力ｆ１、三角波発生器１９のキャ
リア周波数ｆｃとし、パルス列ｖεａを半サイクル間の
平均値をもつ方形波で近似する。波高値ｖεは半サイク
ル間の電圧・時間積を期間１／２ｆ１で除算した値が誤
差方形波波高値となる。即ち、ｖε＝ｔｄ・Ｖdc・ｆｃとなる。

【００２３】実際には、キャリア信号の最大値が出力電
圧に相当するので、デットタイム補償回路２３は、出力
電圧に相当するようにゲインを決定し、平均的にデット
タイムを補償する。

【００２４】このようにすると、実際の入力電圧が急変
しても、応答性が良く、出力電圧Ｖdcと目標電圧Ｖdc^*
とが一致するように制御されるので、出力電圧が安定す
る。波高値のずれがあっても最終的には目標値に一致す
る。そして、本形態における出力電圧Ｖdcを印可する負
荷ＲＬは、インバータ回路であるので、より安定した直
流電圧が得られるようになる。

【００２５】一方、図６は本発明に係る図４の一応用例
の形態を示している。そして図４と図６を比較すると明
らかなように、入力電流デットタイム補償回路２２の出
力を整流器出力電圧指令値ｖａに加減算器２５により加
える。つまり、疑似正弦波発生回路の入力前にデットタ
イム補償を行う制御においても、図４と同等のデットタ
イム補償ができる。

【００２６】上記のように、本形態では、オペアンプで
構成した回路でも得られる疑似正弦波は、実際の入力電
圧の位相及び波高値とほぼ等しい信号となるので、係る
疑似正弦波を実際の商用電源とみなして従来と同様の制
御を行っても、出力電圧（直流）を目標値に一致させる
ことができる。

【００２７】

【発明の効果】以上のように本発明に係る汎用インバー
タ用整流回路では、疑似正弦波発生手段を電源電流ｉｓ
に置き換えることによっても、実際の入力電圧の位相と
ほぼ等しい信号となるので、係る疑似正弦波信号を実際
の電源電圧Ｖｓとみなして従来と同様の制御を行って
も、出力電圧（直流）を目標値に一致させることができ
る。

【００２８】また、デットタイム補償回路により出力電
圧（直流）と目標値に差電圧が生じにくくなり、より安
定した出力電圧をインバータ側に供給することができ
る。そして力率は１に改善され、高調波も発生しなくな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の汎用インバータの構成を示す概略ブロッ
ク図である。

【図２】従来のＰＷＭ整流器の一例を示す回路図であ
る。

【図３】本発明に係る従来のセンサレス整流回路の一例
を示す回路図である。

【図４】本発明に係る整流回路の好適な一実施の形態を
示す回路図である。

【図５】図４の回路の動作原理を説明するための図であ
る。

【図６】本発明を用いて応用できる回路例である。

【符号の説明】

５商用電源６交流リアクトル８ブリッジ回路９’ 制御回路１７交流電流検出器２１疑似入力電圧発生回路ＲＬ負荷（インバータ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者宇都宮幸司宮城県黒川郡大衡村桔梗平１番地株式会社高岳製作所仙台事業所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】汎用インバータの入力側に接地される整流
回路であって、電源電圧検出器なしのＰＷＭ整流回路を基本構成とし、前記ＰＷＭ整流回路におけるスイッチング素子のオン／
オフを制御するための制御回路が、電源電圧を内部的に発生する疑似正弦波発生手段の信号
と、出力電圧と目標値に基づく差電圧信号と、入力側に設置された交流電流検出器で検出される入力電
流信号とに基づいて前記スイッチング素子が共にオフす
る期間による、出力電圧の変動を少なくするデットタイ
ム補償を有することを特徴とする汎用インバータ用整流
回路。
【請求項２】前記デットタイム補償が、疑似正弦波発生
手段の疑似正弦波発生以前に補償することを特徴とする
汎用インバータ用整流回路。することを