CN104919688A - 用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法 - Google Patents

用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法，并且具体地，涉及用于补偿逆变器的偏移的设备及其方法，其补偿从逆变器控制器输入至逆变器的信号的偏移并且移除包括在该信号中的纹波分量。用于补偿控制逆变器用的信号的偏移的方案包括以下方案：感测输入至逆变器的DC电流以及从逆变器输出的AC电流并且基于所感测的电流移除包括在DC电流中的纹波分量；移除包括在从逆变器控制器输出并且输入至逆变器的参考电压中的纹波分量；并且补偿用于逆变器控制的AC电压/AC电流的偏移分量并且减少对应于逆变器的输出频率的纹波分量。

Description

用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法
技术领域
本发明涉及用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法，并且更具体地，涉及通过补偿包括在从逆变器控制器输入至逆变器的信号中的偏移分量来移除纹波分量的一种用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法。
背景技术
电厂辅助设施(balance of plant，BOP)是指在空气中的氧与包括在燃料中的氢之间的电化学反应中生成电力的系统。因为BOP使用的燃料比火力发电系统使用的燃料少约30％并且排放更少的污染物，所以对BOP的需求得到增加。
图1是示出了一般的BOP。
如图1中所示，一般的BOP包括机械的电厂辅助设施(MBOP)1A、燃料电池(FC)堆1B和电的电厂辅助设施(EBOP)1C。
MBOP 1A接收空气和燃料，从空气中提取氧以及从燃料中提取氢，并且将氧和氢供应给FC堆1B。FC堆1B在氢和氧之间的电化学反应中生成直流电流(DC)。EBOP 1C将DC转换为可最终使用的交流电流(AC)并且供应AC。
作为用于将在FC堆1B中生成的DC电力连接至电力网的电力转换系统的EBOP，诸如，韩国电力公司(KEPCO)在确定BOP的性能中起到重要作用。EBOP 1C在其中EBOP 1C连接至电力网的并网操作模式或者在其中EBOP 1C不连接至电力网并且独立地将电力供应至负载的孤网操作模式中操作。
当在用于控制逆变器(诸如，EBOP 1C)的信号中发生偏移时，输出信号可能失真并且可能提高变压器的温度。
因此，存在对一种通过补偿在用于控制逆变器的信号中生成的偏移来移除纹波分量的方法的需求。
发明内容
技术问题
本发明提供了可以移除输入至逆变器的信号的偏移分量的方法和设备。
具体地，本发明提供了补偿逆变器的电流纹波的设备和方法，其可以通过感测从逆变器控制器输入至逆变器的直流电流(DC)和从逆变器输出的AC，以及基于所感测的电流移除包括在DC中的纹波分量来防止从逆变器输出的交流电流(AC)的波形失真。
本发明也提供了补偿逆变器的电压纹波的设备和方法，其可以通过移除包括在从逆变器控制器输出并且输入至逆变器的参考电压中的纹波分量来防止从逆变器输出的AC以及输入至逆变器的DC的波形失真。
本发明也提供了用于补偿逆变器控制的信号的偏移的方法和设备，其可以通过补偿用于逆变器控制的AC电压/AC的偏移分量来减少对应于逆变器的输出频率的纹波分量。
本发明的技术研究目标不限于上述公开内容。通过参考附图详细描述本发明的示例性实施方式，将会使本发明的其他目标和优点更加清晰可见。另外，应该容易理解的是，可以通过权利要求中示出的本发明的方法及其组合来实现本发明的目标和优点。
技术方案
根据本发明的一方面，提供一种用于补偿逆变器的电流纹波的设备，该设备包括：电流传感器，感测输入至逆变器的直流电流(DC)和从逆变器输出的交流电流(AC)；坐标转换器，将通过电流传感器感测的AC转换到同步坐标系；纹波提取器，通过使用由电流传感器感测的DC和通过坐标变换器获得的同步坐标系的AC来提取纹波；补偿值生成器，基于通过纹波提取器所提取的纹波生成补偿值；以及纹波补偿器，通过使用由补偿值生成器所生成的补偿值来移除DC的纹波。
根据本发明的另一方面，提供了一种补偿逆变器的电流纹波的方法，该方法包括：感测输入至逆变器的直流电流(DC)和从逆变器输出的交流电流(AC)，其中，通过电流传感器执行该感测；将所感测的交流电流转换到同步坐标系，其中，通过坐标转换器执行该转换；通过使用感测DC和所获得的同步坐标系的AC来提取纹波，其中，通过纹波提取器执行该提取；基于所提取的纹波生成补偿值，其中，通过使用补偿值生成器执行该生成；并且通过使用所生成的补偿值移除DC的纹波，其中，通过纹波补偿器执行该移除。根据本发明的另一方面，提供了一种用于补偿逆变器的电压纹波的设备，该设备包括：参考电压输入单元，接收用于逆变器控制的参考电压；纹波提取器，从通过参考电压输入单元接收的参考电压中提取纹波；延迟补偿单元，补偿通过纹波提取器提取的纹波的时间延迟；纹波补偿器，基于通过延迟补偿单元补偿了其时间延迟的纹波来补偿被输入至逆变器的参考电压的纹波；以及坐标转换器，将通过纹波补偿器补偿了其纹波的参考电压转换到固定坐标系。
根据本发明的另一方面，提供了一种补偿逆变器的电压纹波的方法，该方法包括：接收用于逆变器控制的参考电压，其中，通过参考电压输入单元执行该接收；从所接收的参考电压中提取纹波，其中，通过纹波提取器执行该提取；补偿所提取纹波的时间延迟，其中，通过延迟补偿器执行该补偿；基于补偿了其时间延迟的纹波补偿输入至逆变器的参考电压的纹波，其中，通过纹波补偿器执行该补偿；并且将补偿了其纹波的参考电压转换到固定坐标系，其中，通过坐标转换器执行该转换。
根据本发明的另一方面，提供了一种补偿用于逆变器控制的信号的偏移的方法，该方法包括：以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入交流(AC)电压；计算以每预定时间间隔检测的输入AC电压的电压总和值；确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期；当确定输入AC电压的周期等于或大于预定周期时，计算电压总和值的每个周期的电压平均值；确定所计算的电压平均值是否超过第一临界值；并且当确定所计算的电压平均值超过第一临界值时，补偿对应于电压平均值的偏移分量。
输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期的确定可包括：对输入AC电压的幅值从负值变化至正值的次数或者输入AC电压的幅值从正值变化至负值的次数进行计数。
该方法可进一步包括：确定电压平均值是否超过第二临界值；并且当确定电压平均值超过第二临界值时，输出表示输入AC电压中存在异常的报警信号。
根据本发明的另一方面，提供了一种补偿用于逆变器控制的信号偏移的方法，该方法包括：以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入交流电流(AC)；计算以每预定时间间隔检测的输入AC的电流总和值；确定输入AC的周期是否等于或大于预定周期；当确定输入AC的周期等于或大于预定周期时，计算电流总和值的每个周期的电流平均值；确定所计算的电流平均值是否超过第三临界值；并且当确定所计算的电流平均值超过第三临界值时，补偿对应于电流平均值的偏移分量。
输入AC的周期是否等于或大于预定周期的确定可包括：对输入AC的幅值从负值变化至正值的次数或者输入AC的幅值从正值变化至负值的次数进行计数。
该方法可进一步包括，在输入AC的检测之后，确定输入AC的幅值是否等于或大于预定电流值，并且当确定输入AC的幅值等于或大于预定电流值时，计算输入AC的电流总和值，并且当确定输入AC的幅值小于预定电流值时，检测输入AC。
该方法可进一步包括：确定电流平均值是否超过第四临界值；并且当确定电流平均值超过第四临界值时，输出表示输入AC中存在异常的报警信号。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于补偿用于逆变器控制的信号的偏移的设备，该设备包括：电压检测器，以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入交流(AC)电压；电压求和单元，计算以每预定时间间隔检测的输入AC电压的电压总和值；电压周期检测器，确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期；电压平均值计算器，当确定输入AC电压的周期等于或大于预定周期时，计算电压总和值的每个周期的电压平均值；以及电压偏移补偿器，确定计算的电压平均值是否超过第一临界值，并且当确定电压平均值超过第一临界值时，补偿对应于电压平均值的偏移分量。
电压周期检测器通过对输入AC电压的幅值从负值变化至正值的次数或者输入AC电压的幅值从正值变化至负值的次数进行计数可确定输入AC电压的周期。
该设备可进一步包括电压报警信号输出单元，输出表示在输入AC电压中存在异常的报警信号，其中，电压偏移补偿器确定电压平均值是否超过第二临界值，并且当确定电压平均值超过第二临界值时，控制电压报警信号输出单元输出报警信号。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于补偿用于逆变器控制的信号的偏移的设备，该设备包括：电流检测器，以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入交流电流(AC)；电流求和单元，计算以每预定时间间隔检测的输入AC的电流总和值；电流周期检测器，确定输入AC的周期是否等于或大于预定周期；电流平均值计算器，当确定输入AC的周期等于或大于预定周期时，计算电流总和值的每个周期的电流平均值；以及电流偏移补偿器，确定计算的电流平均值是否超过第三临界值，并且当确定电流平均值超过第三临界值时，补偿对应于电流平均值的偏移分量。
设备可进一步包括：电流比较器，确定输入AC的幅值是否等于或大于预定电流值，其中，当确定输入AC的幅值等于或大于预定电流值时，电流求和单元计算输入AC的电流总和值，并且当确定输入AC的幅值小于预定电流值时，电流检测器检测输入AC。
电流周期检测器通过对输入AC的幅值从负值变化至正值的次数或者输入AC的幅值从正值变化至负值的次数进行计数可确定输入AC的周期。
该设备可进一步包括电流报警信号输出单元，输出表示在输入AC中存在异常的报警信号，其中，电流偏移补偿器确定电流平均值是否超过第四临界值，并且当确定电流平均值超过第四临界值时，控制电流报警信号输出单元输出报警信号。
发明效果
本发明可以通过补偿从逆变器控制器输入至逆变器的信号的偏移来防止从逆变器输出的交流电流(AC)的波形失真。
附图说明
图1是示出了一般的电厂辅助设施(BOP)的示图。
图2是示出了应用本发明的逆变器控制系统的构造的示图。
图3是示出了根据本发明的示例性实施方式的用于补偿逆变器的电流纹波的设备的构造的示图。
图4是示出了根据本发明的示例性实施方式的坐标转换器的构造的详细示图。
图5是示出了根据本发明的示例性实施方式的纹波提取器的构造的详细示图。
图6是示出了根据本发明的示例性实施方式的补偿值生成器的构造的详细示图。
图7是用于说明根据本发明的示例性实施方式的纹波补偿器的纹波补偿过程的示图。
图8是用于说明根据本发明的另一示例性实施方式的纹波补偿器的纹波补偿过程的示图。
图9是示出了根据本发明的示例性实施方式的在对用于补偿逆变器的电流纹波的设备执行性能分析后所获得的结果的示图。
图10是示出了根据本发明的示例性实施方式的补偿逆变器的电流纹波的方法的流程图。
图11是示出了应用本发明的逆变器控制系统的构造的示图。
图12是示出了根据本发明的示例性实施方式的用于补偿逆变器的电压纹波的设备的构造的示图。
图13是示出了根据本发明的示例性实施方式的纹波提取器的构造的详细示图。
图14是示出了根据本发明的示例性实施方式的延迟补偿单元的构造的详细示图。
图15是示出了根据本发明的示例性实施方式的用于补偿逆变器的电压纹波的设备的构造的详细示图。
图16是示出了根据本发明的示例性实施方式的补偿逆变器的电压纹波的方法的流程图。
图17是示出了用于说明根据本发明的示例性实施方式的补偿逆变器的电压纹波的过程的示图。
图18是示出了根据本发明的另一示例性实施方式的用于补偿逆变器的电压纹波的设备的构造的详细示图。
图19是示出了根据本发明的示例性实施方式的补偿逆变器控制用的信号偏移的方法的流程图。
图20是示出了根据本发明的示例性实施方式的施加至逆变器的输入交流(AC)电压的波形的示图。
图21是示出了根据本发明的另一示例性实施方式的补偿逆变器控制用的信号偏移的方法的流程图。
图22是示出了根据本发明的示例性实施方式的用于补偿逆变器控制用的信号偏移的设备的框图。
图23是示出了根据本发明的另一示例性实施方式的用于补偿逆变器控制用的信号偏移的设备的框图。
*主要的参考标号的说明
31：电流传感器    32：坐标转换器
33：纹波提取器    34：补偿值生成器
35：纹波补偿器
231：参考电压输入单元   232：纹波提取器
233：延迟补偿单元    234：纹波补偿器
235：坐标转换器    300：电压检测器
310：电压求和单元    320：电压周期检测器
330：电压平均值计算器    340：电压偏移补偿器
350：电压报警信号输出单元    400：电流检测器
410：电流比较器    420：电流求和单元
430：电流周期检测器    440：电流平均值计算器
450：电流偏移补偿器    460：电流报警信号输出单元
具体实施方式
通过参考附图详细地描述本发明的示例性实施方式，本发明的上述目标、特征和优点将变得更加清晰可见，并且因此可以容易地完成本发明并且由本领域的普通技术人员中的一个所使用。然而，当与本发明相关的已公知的技术可不必要地使本发明不清楚时，将省略详细说明。现在将参考示出本发明的示例性实施方式的附图更彻底地描述本发明。
补偿用于本发明的偏移的三个方法。
首先，存在通过感测从逆变器控制器中输入至逆变器的直流(DC)以及从逆变器输出的AC并且基于所感测的电流移除包括在DC中的纹波分量来防止从逆变器输出的交流电流(AC)的波形失真的方法。
其次，存在通过移除包括在从逆变器控制器输出的并且输入至逆变器的参考电压中的纹波分量来防止从逆变器输出的AC和输入至逆变器的DC的波形失真的方法。
第三，存在通过补偿用于逆变器控制的AC电压/AC的偏移分量来减少对应于逆变器的输出频率的纹波分量的方法。
现在将更详细地说明这三个方法。
1.通过使用所感测的电流移除包括在DC中的纹波分量的方法
图2是示出了应用至本发明的逆变器控制系统的构造的示图。
如图2所示，应用本发明的逆变器控制系统包括逆变器控制器10、逆变器20和用于补偿纹波的设备30。
首先，逆变器控制器10将用于控制逆变器20的电压/电流/功率输入至逆变器20。在这种情况下，当频率分量(例如，对应于输出频率的60Hz)被包括在输入至逆变器20的DC中时，从逆变器20输出的AC的波形失真。
为了防止该问题，根据本发明的设备30感测从逆变器控制器10输入至逆变器20的DC以及从逆变器20输出的AC，基于所感测的DC和AC生成用于补偿包括在输入至逆变器20的DC中的纹波分量的补偿值，并且通过使用补偿值移除DC的纹波分量。
在这种情况下，设备30通过使用根据逆变器20的类型进行改变的过程将所感测的AC转换到同步坐标系。即，当逆变器20是三相逆变器时，设备30将所感测的AC(例如，U相电流、V相电流或W相电流)转换到两相固定坐标系，并且再次将两相固定坐标系转换到同步坐标系。另外，当逆变器20是单相逆变器时，设备30将所感测的AC和通过将所感测的AC偏移90°所获得的AC转换到同步坐标系。
在本发明中转换到固定坐标系的过程和转换到同步坐标系的过程是众所周知的，并且因此将不给出其详细说明。
另外，设备30通过使用诸如带阻滤波器(BSF)、带通滤波器(BPF)或者全通滤波器(APF)的任何各种滤波器来从所感测的DC和转换到同步坐标系的AC中提取对应于输出频率的纹波分量。
另外，为了生成用于移除包括在所感测的DC中的频率分量的纹波补偿值(例如，电压)，设备30通过使用用于同步坐标系的两相输出电流的一个相位的同步坐标系的DC和同步坐标系的AC来生成纹波补偿值。
图3是示出了根据本发明的示例性实施方式的用于补偿逆变器的电流纹波的设备30的构造的示图。
如图3所示，根据本发明的设备30包括电流传感器31、坐标转换器32、纹波提取器33、补偿值生成器34和纹波补偿器35。
现在将说明每一个元件。首先，电流传感器31感测从逆变器控制器10输入至逆变器20的DC和从逆变器20输出的AC。
接下来，坐标转换器32将通过电流传感器31感测的AC转换到两相同步坐标系。
在这种情况下，当逆变器20是三相逆变器时，坐标转换器32将三相AC(例如，输出U相电流、输出V相电流或输出W相电流)转换到两相固定坐标系，然后再次将两相固定坐标系转换为两相同步坐标系。另外，当逆变器20是单相逆变器时，坐标转换器32将单相AC(例如，输出电流)和通过将单相AC的相位偏移90°所获得的AC转换为两相同步坐标系。
坐标转换器32将通过电流传感器31所感测的DC传送至纹波提取器33，而无需将通过电流传感器31所感测的DC转换到同步坐标系。
接下来，纹波提取器33基于通过电流传感器31所感测的DC和通过坐标转换器32获得的同步坐标系的AC来提取纹波。
接下来，补偿值生成器34基于通过纹波提取器33所提取的纹波生成补偿值。
接下来，纹波补偿器35通过使用由补偿值生成器34生成的补偿值来移除包括在从逆变器控制器10输出的DC中的纹波。即，纹波补偿器35通过将补偿值添加至从逆变器控制器10输出的电压移除包括在DC中的纹波。
现在将参考图4至图8更加详细地说明坐标转换器32、纹波提取器33和补偿值生成器34。
图4是示出了根据本发明的示例性实施方式的坐标转换器32的构造的详细示图。
如图4所示，根据本发明的坐标转换器32包括第一坐标转换器41，将通过电流传感器31感测的并且从三相逆变器输出的三相AC转换为两相同步坐标系；以及第二坐标转换器42，将通过电流传感器31感测的并且从单相逆变器输出的单相AC转换为两相同步坐标系。
更详细地，第一坐标转换器41将通过电流传感器31感测的三相AC(例如，输出U相电流、输出V相电流或输出W相电流)转换到两相固定坐标系，并且再次将两相固定坐标系转换为两相同步坐标系。转换的同步坐标系的AC被表示为ioD或者IoQ。
接下来，第二坐标转换器42将通过将由电流传感器31感测的单相AC(例如，输出电流)的相位偏移90°所获得的AC和单相AC转换到两相同步坐标系。转换的同步坐标系的AC也被表示为ioD或者IoQ。
图5是示出了根据本发明的示例性实施方式的纹波提取器33的构造的详细示图。
如图5所示，根据本发明的纹波提取器33包括第一纹波提取器51、第二纹波提取器52和第三纹波提取器53。
首先，第一纹波提取器51从通过电流传感器31感测的DC IDC中提取第一纹波，并且将提取的第一纹波和通过将所提取的第一纹波的相位偏移90°所获得的纹波转换到同步坐标系。在这种情况下，同步坐标系的q轴纹波是IDC_signal_q以及同步坐标系的d轴纹波是IDC_signal_d。
第一纹波提取器51包括BSF 511、BPF 512、APF 513和同步坐标转换器514。
BSF 511移除通过电流传感器31感测的DC中的输出频率(通常为60Hz)的两倍分量。
BPF 512从通过BSF 511的DC中提取对应于输出频率的第一纹波。
APF 513将通过BPF 512提取的第一纹波偏移90°。
同步坐标转换器514将通过BPF 512提取的第一纹波和APF 513偏移90°所获得的纹波转换到同步坐标系。
接下来，第二纹波提取器52从通过坐标转换器32获得的同步坐标系的AC ioD中提取第二纹波，并且再次将提取的第二纹波和通过将所提取的第二纹波偏移90°所获得的纹波转换到同步坐标系。在这种情况下，同步坐标系的q轴纹波是ioD_signal_q以及同步坐标系的d轴纹波是ioD_signal_d。
第二纹波提取器52包括BSF 521、BPF 522、APF 523和同步坐标转换器524。
BSF 521移除通过坐标转换器32获得的同步坐标系的AC ioD中的输出频率(通常为60Hz)的两倍分量。
BPF 522从通过BSF 521的AC中提取对应于输出频率的第二纹波。
APF 523将通过BPF 522提取的第二纹波偏移90°。
同步坐标转换器524再次将通过BPF 522提取的第二纹波和由APF523通过将第二纹波偏移90°获得的纹波转换到同步坐标系。
接下来，第三纹波提取器53从通过坐标转换器32获得的同步坐标系的AC IoQ中提取第三纹波，并且再次将提取的第三纹波和通过将所提取的第三纹波偏移90°所获得的纹波转换到同步坐标系。在这种情况下，同步坐标系的q轴纹波是ioQ_signal_q以及同步坐标系的d轴纹波是ioQ_signal_d。
第三纹波提取器53包括BSF 531、BPF 532、APF 533和同步坐标转换器534。
BSF 531移除通过坐标转换器32获得的同步坐标系的AC IoQ中的输出频率(通常为60Hz)的两倍分量。
BPF 532从通过BSF 531的AC中提取对应于输出频率的第三纹波。
APF 533将通过BPF 532提取的第三纹波偏移90°。
同步坐标转换器534再次将通过BPF 532提取的第三纹波和由APF523通过将第三纹波偏移90°获得的纹波转换到同步坐标系。
图6是根据本发明的示例性实施方式的补偿值生成器34的构造的详细示图。
如图6所示，根据本发明的补偿值生成器34包括生成固定坐标系的第一轴电压值的第一生成器61，以及生成固定坐标系的第二轴电压值的第二生成器62。
在第一示例性实施方式中，第一生成器61基于通过第一纹波提取器51提取的DC的同步坐标系的第一轴纹波IDC_signal_d和通过第三纹波提取器53提取的AC IoQ的同步坐标系的第一轴纹波ioQ_signal_d来生成固定坐标系的第一轴电压。
接下来，第二生成器62基于通过第一纹波提取器51提取的DC的同步坐标系的第二轴纹波IDC_signal_q和通过第三纹波提取器53提取的AC IoQ的同步坐标系的第二轴纹波ioQ_signal_q来生成固定坐标系的第二轴电压。
现在将详细地说明第一生成器61和第二生成器62中的每一个的构造。
首先，第一生成器61包括第一减法器611、第一比例积分微分(PID)控制器612、限制控制器613、第二减法器614和第二PID控制器615。
第一减法器611从用于DC纹波电流的幅值的同步坐标系的第一轴指令I*DC_signal_d中减去用于DC的同步坐标系的第一轴纹波IDC_signal_d。
第一PID控制器612通过使用PID来控制第一减法器611的输出。
限制控制器613将第一PID控制器612的输出限制为临界值或者更小。
第二减法器614从限制控制器613的输出中减去用于AC IoQ的同步坐标系的第一轴纹波ioQ_signal_d。
第二PID控制器615通过使用PID来控制第二减法器614的输出以输出固定坐标系中的第一轴电压。
接下来，第二生成器62包括第一减法器621、第一PID控制器622、限制控制器623、第二减法器624和第二PID控制器625。
第一减法器621从用于DC纹波电流的同步坐标系的第二轴指令I*DC_signal_q中减去用于DC的同步坐标系的第二轴纹波IDC_signal_q。
第一PID控制器622通过使用PID来控制第一减法器621的输出。
限制控制器623将第一PID控制器622的输出限制为临界值或者更小。
第二减法器624从限制控制器623的输出中减去用于AC IoQ的同步坐标系的第二轴纹波ioQ_signal_q。
第二PID控制器625通过使用PID来控制第二减法器624的输出以输出固定坐标系中的第二轴电压。
在本发明中，优选的是，用于DC纹波电流的同步坐标系的第一轴指令I*DC_signal_d和第二轴指令I*DC_signal_q通常具有纹波幅值为0(零)。
在第二示例性实施方式中，可基于通过第二纹波提取器52提取的用于AC ioD的同步坐标系的第一轴纹波ioD_signal_d和第二轴纹波ioD_signal_q生成补偿值。
即，第一生成器61基于通过第一纹波提取器51提取的DC的同步坐标系的第一轴纹波IDC_signal_d和通过第二纹波提取器52提取的AC ioD的同步坐标系的第一轴纹波ioD_signal_d生成固定坐标系中的第一轴电压。
接下来，第二生成器62基于通过第一纹波提取器51提取的DC的同步坐标系的第二轴纹波IDC_signal_q和通过第二纹波提取器52提取的AC ioD的同步坐标系的第二轴纹波ioD_signal_q生成固定坐标系中的第二轴电压。
在第一和第二示例性实施方式中，最终所得值是固定坐标系的值。因此，如图7所示，纹波补偿器35对固定坐标系执行补偿。即，纹波补偿器35通过将用于从逆变器控制器10输出的逆变器控制的同步坐标系的电压v*dq转换为固定坐标系的电压v*αβ并且将固定坐标系的电压v*αβ添加至通过补偿值生成器34生成的固定坐标系的电压来执行补偿。即，纹波补偿器35输出用于脉宽调制(PWM)的电压v*αβ_comp。
然而，如图8所示，纹波补偿器35可对同步坐标系执行补偿。即，纹波补偿器35可以通过将通过补偿值生成器34生成的固定坐标系的电压v*c_comp转换到同步坐标系的电压以及将同步坐标系的电压添加至从逆变器控制器10输出的同步坐标系的电压v*dq来执行补偿。在这种情况下，优选的是，在对同步坐标系执行补偿之后所获得的结果被转换为固定坐标系并且输出固定坐标系。即，用于PWM的电压v* αβ_comp被输出。
图9是示出了根据本发明的示例性实施方式的在对用于补偿逆变器的电流纹波的设备执行性能分析后所获得的结果的示图。
如图9所示，发现DC C1中的60Hz的纹波分量被移除并且输出电流C2中的偏移被移除。
图10是示出了根据本发明的示例性实施方式的补偿逆变器的电流纹波的方法的流程图。
首先，在操作101中，电流传感器31感测输入至逆变器的DC和从逆变器输出的AC。
接下来，在操作102中，坐标转换器32将通过电流传感器31感测的AC转换到同步坐标系。
接下来，在操作103中，纹波提取器33通过使用由坐标转换器32获得的同步坐标系的AC和通过电流传感器31感测的DC来提取纹波。
接下来，在操作104中，补偿值生成器34基于通过纹波提取器33提取的纹波生成补偿值。
接下来，在操作105中，纹波补偿器35通过使用由补偿值生成器34生成的补偿值移除包括在DC中的纹波。
通过使用该方法可以防止逆变器输出的AC的波形失真。
2.移除包括在参考电压中的纹波分量的方法
图11是示出了应用本发明的逆变器控制系统的构造的示图。
如图11所示，应用本发明的逆变器控制系统包括逆变器控制器210、用于补偿纹波的设备220和逆变器230。
首先，逆变器控制器210输出用于控制逆变器230的参考电压。在这种情况下，因为用于控制逆变器230的参考电压包括频率分量(例如，对应于输出频率的60Hz)，所以从逆变器230输出的AC以及输入至逆变器230的DC的波形失真。
为了防止该问题，根据本发明的设备220移除包括在从逆变器控制器210输入至逆变器230的参考电压中的纹波分量。
即，通过允许从逆变器控制器210输入至逆变器230的参考电压连续通过BSF和BPF来提取纹波Voffset，移除参考电压中的所提取的纹波，将结果转换为固定坐标系，并且输出固定坐标系。在这种情况下，BSF移除参考电压中的输出频率(通常为60Hz)的两倍分量，并且BPF从通过BSF的参考电压中提取对应于输出频率的纹波。
图12是示出了根据本发明的示例性实施方式的用于补偿逆变器的电压纹波的设备的构造的示图。
如图12所示，根据本发明的设备包括参考电压输入单元231、纹波提取器232、延迟补偿单元233、纹波补偿器234和坐标转换器235。
现在将说明每一个元件。首先，参考电压输入单元231接收从逆变器控制器210输出的用于控制逆变器230的参考电压。
接下来，纹波提取器232移除通过参考电压输入单元231接收的参考电压中的输出频率的两倍分量，然后提取对应于输出频率的纹波。
接下来，用于执行纹波补偿期间的相位同步的模块的延迟补偿单元233补偿由于纹波提取器232而出现的时间延迟。
接下来，纹波补偿器234基于其时间延迟被延迟补偿单元233补偿的纹波来补偿从逆变器控制器210输出的参考电压的纹波。
接下来，坐标转换器235将其纹波被纹波补偿器234补偿的参考电压转换为固定坐标系。
图13是示出了根据本发明的示例性实施方式的纹波提取器232的构造的详细示图。
如图13所示，根据本发明的纹波提取器232包括BSF 2321和BPF2322。
BSF 2321移除从逆变器控制器210输出的参考电压v*dq中的输出频率(通常为60Hz)的两倍分量(120Hz)。
BPF 2322从被BSF 2321移除了输出频率的两倍分量的参考电压中提取对应于输出频率的纹波Voffset。
图14是根据本发明的示例性实施方式的延迟补偿单元233的构造的详细示图。
如图14所示，根据本发明的延迟补偿单元233包括延迟补偿器2331和乘法器2332。
延迟补偿器2331补偿由于纹波提取器232而出现的时间延迟。即，延迟补偿器2331执行纹波补偿的相位同步。
乘法器2332通过将其时间延迟被延迟补偿器2331补偿的纹波乘以补偿值(即，常数)来输出最终纹波v*comp。
图15是示出了根据本发明的示例性实施方式的用于补偿逆变器的电压纹波的设备的构造的详细示图。
如图15所示，从逆变器控制器210输出的参考电压v*dq输入至纹波补偿器234和纹波提取器232，并且通过纹波提取器232提取的纹波Voffset穿过延迟补偿单元233并且被作为最终v*comp输入至纹波补偿器234以用于补偿参考电压。即，纹波补偿器234通过从输入至逆变器的参考电压减去被乘法器2332乘以补偿值所获得的最终纹波以获得其纹波被补偿的参考电压v*dq_comp来补偿参考电压的纹波。
其纹波被补偿的参考电压v*dq_comp通过坐标转换器235被转变到固定坐标系并且作为v*αβ_comp输入至逆变器230。
在图17中示例性示出了参考电压v*dq、纹波Voffset和其纹波被补偿后的参考电压v*dq_comp。
图16是示出了根据本发明的示例性实施方式的补偿逆变器的电压纹波的方法的流程图。
首先，在操作1601中，参考电压输入单元231接收用于逆变器控制的参考电压。
接下来，在操作1602中，纹波提取器232从通过参考电压输入单元231接收的参考电压中提取纹波。
接下来，在操作1603中，延迟补偿单元233补偿由于纹波提取器232而出现的时间延迟。即，延迟补偿单元233补偿所提取的纹波的时间延迟。
接下来，在操作1604中，纹波补偿器234基于其时间延迟被延迟补偿单元233补偿了的纹波来补偿输入至逆变器的参考电压的纹波。
接下来，在操作1605中，坐标转换器235将其纹波被纹波补偿器234补偿了的参考电压转换到固定坐标系。
可以通过使用该方法防止逆变器输出的AC和输入至逆变器的DC的波形失真。
尽管已经在以上示例性实施方式中说明了对同步坐标系执行补偿的过程，但是如图18所示，可以对固定坐标系执行补偿。
3.通过补偿用于逆变器控制的AC电压/AC的偏移分量来减少对应于逆变器的输出频率的纹波分量的方法
图19是示出了根据本发明的示例性实施方式的补偿逆变器控制用的信号偏移的方法的流程图。
在操作1900中，以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入AC电压。
图20是示出了根据本发明的示例性实施方式的施加至逆变器的输入AC电压的波形的示图。如图20所示，假设以每预定时间间隔Δt采样输入AC电压。当一个周期除以预定时间间隔Δt时，获得n个采样S1至Sn，并且检测n个采样S1至Sn中的每一个的输入AC电压。例如，当一个周期对应于16.666msec并且以每125usec采样一次时，可以获得约133个采样并且检测133个采样中的每一个的输入AC电压。随着采样数目的增加，输入AC电压的检测信号值变得更加精确。
在操作1900之后的操作1902中，计算以每预定时间间隔检测的输入AC电压的电压总和值。例如，如图20所示，所检测的n个采样S1至Sn的电压值均被相加。当计算每个周期中的电压总和值时，输入AC电压的电压总和值必须理想为“0”。然而，实际上，偏移分量被添加到输入AC电压，并且由于该偏移分量，电压总和值具有正(+)值或负(-)值，而不是“0”。
在操作1902之后的操作1904中，确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期。可以随意确定用于确定是否补偿偏移分量的周期的预定周期。如图20所示，预定周期可以是1个周期或者6个周期。因为随着预定周期中图形的增加可以获得更多输入电压的采样，所以可以执行更加精确的偏移补偿。例如，如图20所示，当预定周期是1个周期时，可以通过仅使用在1个周期中采样的输入电压值来确定是否补偿偏移，而当预定周期是6个周期时，采样的输入电压的数目增加并且因此提高偏移补偿的精确度。
为了确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期，通过计数输入AC电压的幅值从负(-)值变化为正(+)值的次数来确定输入AC电压的周期。即，如图20所示，可以通过计数所检测的电压值从负(-)值变化为正(+)值的次数来计算输入AC电压的周期。确定所计算的输入AC电压的周期是否等于或大于预设的预定周期。例如，当假设预设的预定周期是6个周期时，输入AC电压的电压值从负(-)值变化为正(+)值的次数被计数，并且确定所计数处理的数目是否等于或大于6。
为了确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期，可以通过计数输入AC电压的幅值从正(+)值变化为负(-)值的次数来确定输入AC电压的周期。
如果输入AC电压的周期小于预定周期，该方法返回至操作1900并且重复执行检测输入AC电压和所检测的输入AC电压的总和值的过程。
在操作1904之后的操作1906中，当输入AC电压的周期等于或大于预定周期时，计算电压总和值的每个周期的电压平均值。例如，当确定预定周期被设置为6个周期并且输入AC电压的周期等于或大于6个周期时，通过将在6个周期期间的输入AC电压的采样的检测电压的总和值除以6来计算每个周期的电压平均值。如上所述，尽管输入AC电压的总和值必须理想为“0”，实际上，由于输入AC电压的偏移分量，电压总和值具有正(+)值或者负(-)值，而不是“0”，并且因此电压平均值也具有对应于偏移分量的正(+)值或者负(-)值，而不是“0”。
在操作1906之后的操作1908中，确定所计算的电压平均值是否超过第一临界值。作为预设值的第一临界值对应于用于确定是否补偿偏移分量的电压参考值。当所计算的电压平均值不超过第一临界值时，确定不需要单独进行偏移补偿。因此，如图19所示，当所计算的电压平均值不超过第一临界值时，该方法结束。
然而，在操作1908中，当电压平均值超过第一临界值时，该方法进行至操作1910。在操作1910中，确定电压平均值是否超过第二临界值。作为预设值的第二临界值对应于用于确定是否输出表示在输入AC电压中存在异常的报警信号的电压参考值，独立于偏移补偿。第二临界值被设置为至少等于或大于第一参考值的值。当电压平均值不超过第二临界值时，确定不需要输出报警信号，并且该方法进行至操作1912。在操作1912中，偏移分量被补偿。
在操作1910中，当电压平均值超过第一临界值并且不超过第二临界值时，该方法进行至操作1912。在操作1912中，对应于所计算的电压平均值的偏移分量被补偿。当电压平均值对应第一临界值与第二临界值之间的值时，输入AC电压被补偿以减少对应于电压平均值的偏移分量。即，当电压平均值是正(+)值时，通过从下次施加的输入AC电压的幅值中减去电压平均值的绝对值所获得的电压被施加。另外，当电压平均值是负(-)值时，通过将电压平均值的绝对值添加至下次施加的输入AC电压的幅值所获得的电压被施加。
在操作1910中，当所计算的电压平均值超过第二临界值时，该方法进行至操作1914。在操作1914中，输出表示在输入AC电压中存在异常的报警信号。当电压平均值超过第二临界值时，意味着输入AC电压超过用于控制逆变器的输入功率的适当范围。在这种情况下，为了通知操作者在输入至逆变器的输入AC电压中存在异常，输出报警信号。报警信号可以输出为警告声音，或者可以作为警告消息显示或发送。
图21是示出了根据本发明的另一示例性实施方式的补偿逆变器控制的信号偏移的方法的流程图。
在操作2100中，以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入AC。尽管图20示出了施加至逆变器的输入AC电压的波形，但是当假设该波形是输入AC的波形时，以每个预定时间间隔Δt采样输入AC并且检测采样的n个电流中的每一个的输入AC电压。
在操作2100之后的操作2102中，确定所检测的输入AC的幅值是否等于或大于预定电流值。因为被首先施加的输入AC的幅值很小，所以小的输入AC不适合作为用于偏移补偿的检测信号。预定电流值与用于确定比首先施加的输入AC大预定值以上的输入AC是否被用作偏移补偿的检测信号的参考值对应。如果输入AC的幅值小于预定电流值，则重复执行检测输入AC的过程。
在操作2102中，当输入AC的幅值等于或大于预定电流值时，该方法进行至操作2104。在操作2104中，计算以每预定时间间隔检测的输入AC的电流总和值。例如，当假设图20的输入AC电压的波形是输入AC的波形时，所检测的n个采样S1至Sn的电流值均被相加。与电压总和值相同，输入AC的电流总和值必须理想地为“0”。然而，实际上，偏移分量被添加到输入AC，并且由于该偏移分量，电流总和值具有正(+)值或负(-)值，而不是“0”。
在操作2104之后的操作2106中，确定输入AC的周期是否等于或大于预定周期。该预定周期是用于确定是否补偿偏移分量的周期。因为随着预定周期中的图形增加可以获得更多输入电流的采样，所以可以执行更加精确的偏移补偿。
为了确定输入AC的周期是否等于或大于预定周期，通过技术输入AC的幅值从负(-)值变化为正(+)值的次数来确定输入AC的周期。参照图20，可以通过计算所检测的电流值从负(-)值变化为正(+)值的次数来计算输入AC的周期。确定所计算的输入AC的周期是否等于或大于预设的预定周期。
为了确定输入AC的周期是否等于或大于预定周期，可以通过计数输入AC的幅值从正(+)值变化为负(-)值的次数来确定输入AC的周期。
如果输入AC的周期小于预定周期，该方法返回至操作2100并且重复执行检测输入AC和所检测的输入AC的总和值的过程。
在操作2106之后的操作2108中，当输入AC的周期等于或大于预定周期时，计算电流总和值的每个周期的电流平均值。例如，当确定预定周期被设置为6个周期并且输入AC的周期等于或大于6个周期时，通过将在6个周期期间的输入AC的采样的检测电流的总和值除以6来计算每个周期的电流平均值。如上所述，尽管输入AC的电流总和值必须理想为“0”，实际上，由于输入AC的偏移分量，电流总和值具有正(+)值或者负(-)值，而不是“0”，并且因此电流平均值也具有对应于偏移分量的正(+)值或者负(-)值，而不是“0”。
在操作2108之后的操作2110中，确定所计算的电流平均值是否超过第三临界值。作为预设值的第三临界值对应于用于确定是否补偿偏移分量的电流参考值。当所计算的电流平均值不超过第三临界值时，确定不需要单独进行偏移补偿。因此，如图21所示，当所计算的电流平均值不超过第三临界值时，该方法结束。
然而，在操作2110中，当电流平均值超过第三临界值时，该方法进行至操作2112。在操作2112中，确定电流平均值是否超过第四临界值。作为预设值的第四临界值对应于用于确定是否输出表示在输入AC中存在异常的报警信号的电流参考值，与偏移补偿独立。第四临界值被设置为至少等于或大于第三参考值的值。当电流平均值不超过第四临界值时，确定不需要输出报警信号，并且该方法进行至补偿该偏移分量的操作2114。
在操作2112中，当电流平均值超过第三临界值并且不超过第四临界值时，该方法进行至操作2114。在操作2114中，对应于所计算的电流平均值的偏移分量被补偿。当电流平均值对应第三临界值与第四临界值之间的值时，输入AC被补偿以减少对应于电流平均值的偏移分量。即，当电流平均值是正(+)值时，通过从下次施加的输入AC的幅值中减去电流平均值的绝对值所获得的电流被施加。另外，当电流平均值是负(-)值时，通过将电流平均值的绝对值添加至下次施加的输入AC的幅值所获得的电流被施加。
在操作2112中，当所计算的电流平均值超过第四临界值时，该方法进行至操作2116。在操作2116中，输出表示在输入AC中存在异常的报警信号。当电流平均值超过第四临界值时，意味着输入AC超过用于控制逆变器的输入功率的适当范围。在这种情况下，为了通知操作者在输入至逆变器的输入AC中存在异常，输出报警信号。报警信号可以输出为警告声音，或者可以作为警告消息显示或发送。
现在将参考附图说明根据本发明的用于补偿逆变器控制的信号偏移的设备。
图22是示出了根据本发明的示例性实施方式的用于补偿逆变器控制的信号偏移的设备的框图。该设备包括电压检测器300、电压求和单元310、电压周期检测器320、电压平均值计算器330、电压偏移补偿器340和电压报警信号输出单元350。
电压检测器300以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入AC电压。如图20所示，电压检测器300以每预定时间间隔Δt采样输入AC电压，并且检测所获得的n个采样S1至Sn中的每一个的输入AC电压。
电压求和单元310计算以每预定时间间隔检测的输入AC电压的电压总和值。如图20所示，当假设在1个周期期间计算电压总和值时，电压求和单元310相加在1个周期期间采样的n个采样S1至Sn的所有电压值。
电压周期检测器320确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期。该预定周期是用于确定是否补偿偏移分量的周期。电压周期检测器320预先存储有关一组预定周期值的信息。因为随着预定周期中的图形增加可以获得更多输入电压的采样，所以可以执行更加精确的偏移补偿。
为了确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期，电压周期检测器320通过计数输入AC电压的幅值从负值变化为正值的次数来确定输入AC电压的周期。如图20所示，电压周期检测器320计数所检测的电压值从负(-)值变化为正(+)值的次数并且确定所计算的输入AC电压的计数周期是否等于或大于预设的预定周期。为了确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期，电压周期检测器320可以通过计数输入AC电压的幅值从正(+)值变化为负(-)值的次数来确定输入AC电压的周期。
当确定输入AC电压的周期等于或大于预定周期时，电压平均值计算器330计算电压总和值的每个周期的电压平均值。例如，当预定周期被设置为6个周期时，电压平均值计算器330通过将在6个周期期间的输入AC电压的采样的检测电压的总和值除以6来计算每个周期的电压平均值。
电压偏移补偿器340确定所计算的电压平均值是否超过第一临界值和第二临界值，并且根据电压平均值是否超过第一临界值或第二临界值来补偿对应于电压平均值的偏移分量或者输出表示在输入AC电压中存在异常的报警信号。作为预设值的第一临界值对应于用于确定是否补偿偏移分量的电压参考值。当所计算的电压平均值不超过第一临界值时，电压偏移补偿器340确定不需要单独偏移补偿。
当电压平均值超过第一临界值时，电压偏移补偿器340确定电压平均值是否超过第二临界值。作为预设值的第二临界值对应于用于确定是否输出表示在输入AC电压中存在异常的报警信号的电压参考值。第二临界值被设置为至少等于或大于第一参考值的值。当电压平均值不超过第二临界值时，电压偏移补偿器340补偿对应于所计算的电压平均值的偏移分量。电压偏移补偿器340以将减少对应于电压平均值的偏移分量来补偿输入AC电压。
当所计算的电压平均值超过第二临界值时，电压偏移补偿器340控制电压报警信号输出单元350输出表示在输入AC电压中存在异常的报警信号。当电压平均值超过第二临界值时，意味着输入AC电压超过用于控制逆变器的输入功率的适当范围。在这种情况下，为了通知操作者在输入至逆变器的输入AC电压中存在异常，电压偏移补偿器340控制电压报警信号输出单元350输出报警信号。
因此，电压报警信号输出单元350输出表示在输入AC电压中存在异常的报警信号。电压报警信号输出单元350可以将报警信号输出为警告声音或者可以通过网络将报警信号作为报警消息显示或者传输给操作者。
图23是示出了根据本发明的另一示例性实施方式的用于补偿逆变器控制的信号偏移的设备的框图。该设备包括电流检测器400、电流比较器410、电流求和单元420、电流周期检测器430、电流平均值计算器440、电流偏移补偿器450和电流报警信号输出单元460。
电流检测器400以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入AC。参照图20，电流检测器400以每预定时间间隔Δt采样输入AC，并且检测所获得的n个采样S1至Sn中的每一个的输入AC。
电流比较器410确定输入AC的幅值是否等于或大于预定电流值。因为被首先施加的输入AC的幅值很小，所以是首先施加的输入AC不适合作为偏移补偿的检测信号。预定电流值与用于确定大于首次施加的输入AC预定值以上的输入AC是否被用作用于偏移补偿的检测信号的参考值对应。
当输入AC的幅值等于或大于预定电流值时，电流求和单元420计算以每预定时间间隔检测的输入AC的电流总和值。当假设参考图20在1个周期期间计算电流总和值时，电流求和单元420将在1个周期期间采样的n个采样的所有电流值相加。
电流周期检测器430确定输入AC的周期是否等于或大于预定周期。该预定周期是用于确定是否补偿偏移分量的周期。电流周期检测器430预先存储有关一组预定周期值的信息。因为随着预定周期中的图形增加可以获得更多输入电流的采样，所以可以执行更加精确的偏移补偿。
为了确定输入AC电压的周期是否等于或大于预定周期，电流周期检测器430通过计数输入AC的幅值从负值变化为正值的次数来确定输入AC的周期。参照图20，电流周期检测器430计算所检测的电流值从负(-)值变化为正(+)值的次数并且确定所计算的输入AC的所计算的周期是否等于或大于预设的预定周期。为了确定输入AC的周期是否等于或大于预定周期，电流周期检测器430可以通过计数输入AC的幅值从正(+)值变化为负(-)值的次数来确定输入AC的周期。
当输入AC的周期等于或大于预定周期时，电流平均值计算器440计算电流总和值的每个周期的电流平均值。例如，当预定周期被设置为6个周期时，电流平均值计算器440通过将在6个周期期间的输入AC的采样的检测电流的总和值除以6来计算每个周期的电流平均值。
电流偏移补偿器450确定所计算的电流平均值是否超过第三临界值和第四临界值，并且根据电流平均值是否超过第三临界值或第四临界值来补偿对应于电流平均值的偏移分量或者输出表示在输入AC中存在异常的报警信号。作为预设值的第三临界值对应于用于确定是否补偿偏移分量的电流参考值。当所计算的电流平均值不超过第三临界值时，电流偏移补偿器450确定不需要分开偏移补偿。
当电流平均值超过第三临界值时，电流偏移补偿器450确定电流平均值是否超过第四临界值。作为预设值的第四临界值对应于用于确定是否输出表示在输入AC中存在异常的报警信号的电流参考值。第四临界值被设置为至少等于或大于第三参考值的值。当电流平均值不超过第四临界值时，电流偏移补偿器450补偿对应于所计算的电流平均值的偏移分量。电流偏移补偿器450以将要减少对应于电流平均值的偏移分量来补偿输入AC。
当所计算的电流平均值超过第四临界值时，电流偏移补偿器450控制电流报警信号输出单元460输出表示在输入AC中存在异常的报警信号。当电流平均值超过第四临界值时，意味着输入AC超过用于控制逆变器的输入功率的适当范围。在这种情况下，为了通知操作者在输入至逆变器的输入AC中存在异常，电流偏移补偿器450控制电流报警信号输出单元460输出报警信号。
因此，电流报警信号输出单元460输出表示在输入AC中存在异常的报警信号。电流报警信号输出单元460可以将报警信号输出为警告声音或者可以通过网络将报警信号作为报警消息显示或者传输给操作者。
上述本发明的方法可以实现为代码/指令/程序。例如，可以通过使用计算机可读记录介质运行代码/指令/程序的通用目的数字计算机执行上述本发明的方法。计算机可读记录介质的实例包括存储介质，诸如，磁性存储介质(例如，只读存储器(ROM)、软盘或者硬盘)和光学可读介质(例如，光盘只读存储器(CD-ROM)或者数字多用光盘(DVD))。
尽管已经参考本发明的示例性实施方式具体示出和描述了本发明，但是提供它们用于说明的目的并且本领域普通技术人员将理解，可以对本发明做出各种修改和等同的其他实施方式。因此，本发明的实际技术范围由所附权利要求的技术实质来限定。

Claims (42)

1.一种用于补偿逆变器的电流纹波的设备，所述设备包括：
电流传感器，感测输入至所述逆变器的直流电流和从所述逆变器输出的交流电流；
坐标转换器，将由所述电流传感器感测的所述交流电流转换到同步坐标系；
纹波提取器，通过使用由所述电流传感器感测的所述直流电流和由所述坐标转换器获得的所述同步坐标系的交流电流来提取纹波；
补偿值生成器，基于由所述纹波提取器提取的所述纹波来生成补偿值；以及
纹波补偿器，通过使用由所述补偿值生成器生成的所述补偿值来移除所述直流电流的所述纹波。
2.根据权利要求1所述的设备，其中，当所述逆变器是三相逆变器时，所述电流传感器将由所述电流传感器感测的三相交流电流转换到两相固定坐标系并且将所述两相固定坐标系转换到同步坐标系(ioD，IoQ)。
3.根据权利要求1所述的设备，其中，当所述逆变器是单相逆变器时，所述坐标转换器将由所述电流传感器感测的单相交流电流和通过将所述单相交流电流偏移90°而获得的交流电流转换到同步坐标系(ioD，IoQ)。
4.根据权利要求1或2所述的设备，其中，所述纹波提取器包括：
第一纹波提取器，从由所述电流传感器感测的直流电流(IDC)提取第一纹波，并且将所提取的第一纹波和通过将所提取的第一纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系(IDC_signal_q，IDC_signal_d)；
第二纹波提取器，从所述同步坐标系的交流电流(ioD)提取第二纹波，并且将所提取的第二纹波和通过将所提取的第二纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系(ioD_signal_q，ioD_signal_d)；以及
第三纹波提取器，从所述同步坐标系的交流电流(IoQ)提取第三纹波，并且将所提取的第三纹波和通过将所提取的第三纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系(ioQ_signal_q，ioQ_signal_d)。
5.根据权利要求4所述的设备，其中，所述第一纹波提取器包括：
第一滤波器，移除由所述电流传感器感测的所述直流电流中的输出频率的两倍分量；
第二滤波器，从穿过所述第一滤波器的直流电流提取对应于所述输出频率的第一纹波；以及
第三滤波器，将由所述第二滤波器提取的所述第一纹波偏移90°；以及
同步坐标转换器，将由所述第二滤波器提取的所述第一纹波和由所述第三滤波器通过将所述第一纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系。
6.根据权利要求4所述的设备，其中，所述第二纹波提取器包括：
第一滤波器，移除由所述坐标转换器获得的所述同步坐标系的交流电流(IoD)中的输出频率的两倍分量；
第二滤波器，从穿过所述第一滤波器的交流电流提取对应于所述输出频率的第二纹波；
第三滤波器，将由所述第二滤波器提取的所述第二纹波偏移90°；以及
同步坐标转换器，将由所述第二滤波器提取的所述第二纹波和由所述第三滤波器通过将所述第二纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系。
7.根据权利要求4所述的设备，其中，所述第三纹波提取器包括：
第一滤波器，移除由所述坐标转换器获得的所述同步坐标系的交流电流(IoQ)中的输出频率的两倍分量；
第二滤波器，从穿过所述第一滤波器的交流电流提取对应于所述输出频率的第三纹波；
第三滤波器，将由所述第二滤波器提取的所述第三纹波偏移90°；以及
坐标转换器，将由所述第二滤波器提取的所述第三纹波和由所述第三滤波器通过将所述第三纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系。
8.根据权利要求4所述的设备，其中，所述补偿值生成器包括：
第一生成器，基于由所述第一纹波提取器提取的所述直流电流的所述同步坐标系的第一轴纹波(IDC_signal_d)和由所述第三纹波提取器提取的所述交流电流(IoQ)的所述同步坐标系的第一轴纹波(ioQ_signal_d)生成固定坐标系中的第一轴电压；以及
第二生成器，基于由所述第一纹波提取器提取的所述直流电流的所述同步坐标系的第二轴纹波(IDC_signal_q)和由所述第三纹波提取器提取的所述交流电流(IoQ)的所述同步坐标系的第二轴纹波(ioQ_signal_q)生成所述固定坐标系中的第二轴电压。
9.根据权利要求8所述的设备，其中，所述第一生成器包括：
第一减法器，从直流纹波电流的所述同步坐标系的第一轴指令(I*DC_signal_d)中减去所述直流电流的所述同步坐标系的所述第一轴纹波(IDC_signal_d)；
第一比例积分微分(PID)控制器，通过使用比例积分微分控制来控制所述第一减法器的输出；
限制控制器，将所述第一比例积分微分控制器的输出限制为临界值或者更小；
第二减法器，从所述限制控制器的输出中减去所述交流电流(IoQ)的所述同步坐标系的所述第一轴纹波(ioQ_signal_d)；以及
第二比例积分微分控制器，通过使用比例积分微分控制来控制所述第二减法器的输出，来输出所述固定坐标系中的第一轴电压。
10.根据权利要求8所述的设备，其中，所述第二生成器包括：
第一减法器，从直流纹波电流的所述同步坐标系的第二轴指令(I*DC_signal_q)中减去所述直流电流的所述第二轴纹波(IDC_signal_q)；
第一比例积分微分控制器，通过使用比例积分微分控制来控制所述第一减法器的输出；
限制控制器，将所述第一比例积分微分控制器的输出限制为临界值或者更小；
第二减法器，从所述限制控制器的输出中减去所述交流电流(IoQ)的所述同步坐标系的所述第二轴纹波(ioQ_signal_q)；以及
第二比例积分微分控制器，通过使用比例积分微分控制来控制所述第二减法器的输出，来输出所述固定坐标系中的第二轴电压。
11.根据权利要求8所述的设备，其中，所述纹波补偿器通过将用于控制所述逆变器的同步坐标系的电压转换为固定坐标系的电压并且将所述固定坐标系的电压添加至由所述补偿值生成器生成的所述固定坐标系的电压来执行补偿。
12.根据权利要求8所述的设备，其中，所述纹波补偿器通过将由所述补偿值生成器生成的固定坐标系的电压转换为同步坐标系的电压并且将所述同步坐标系的电压添加至用于控制所述逆变器的同步坐标系的电压来执行补偿，然后将所述补偿后获得的结果转换到固定坐标系并且输出所述固定坐标系。
13.根据权利要求4所述的设备，其中，所述补偿值生成器包括：
第一生成器，基于由所述第一纹波提取器(51)提取的所述直流电流的所述同步坐标系的第一轴纹波(IDC_signal_d)和由所述第二纹波提取器提取的所述交流电流(ioD)的所述同步坐标系的第一轴纹波(ioD_signal_d)来生成固定坐标系中的第一轴电压；以及
第二生成器，基于由所述第一纹波提取器提取的所述直流电流的所述同步坐标系的第二轴纹波(ioD_signal_d)和由所述第二纹波提取器提取的所述交流电流(ioD)的所述同步坐标系的第二轴纹波(ioD_signal_q)来生成所述固定坐标系中的第二轴电压。
14.一种用于补偿逆变器的电流纹波的方法，所述方法包括：
感测输入至所述逆变器的直流电流和从所述逆变器输出的交流电流，其中，通过电流传感器执行所述感测；
将所感测的交流电流转换到同步坐标系，其中，通过坐标转换器执行所述转换；
通过使用所感测的直流电流和获得的所述同步坐标系的交流电流来提取纹波，其中，通过纹波提取器执行所述提取；
基于所提取的纹波生成补偿值，其中，通过使用补偿值生成器执行所述生成；并且
通过使用所生成的补偿值移除所述直流电流的所述纹波，其中，通过纹波补偿器执行所述移除。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述转换到所述同步坐标系包括：
当所述逆变器是三相逆变器时，将由所述电流传感器感测的三相交流电流转换到两相固定坐标系并且再将所述两相固定坐标系转换到同步坐标系。
16.根据权利要求14所述的方法，其中，所述转换到所述同步坐标系包括：
当所述逆变器是单相逆变器时，将由所述电流传感器感测的单相交流电流和通过将所述单相交流电流偏移90°而获得的交流电流转换到同步坐标系(ioD，IoQ)。
17.根据权利要求15或16所述的方法，其中，所述纹波的所述提取包括：
从由所述电流传感器感测的直流电流(IDC)中提取第一纹波，并且将所提取的第一纹波和通过将所提取的第一纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系(IDC_signal_q，IDC_signal_d)；
从所述同步坐标系的所述交流电流(ioD)中提取第二纹波，并且将所提取的第二纹波和通过将所提取的第二纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系(ioD_signal_q，ioD_signal_d)；并且
从所述同步坐标系的所述交流电流(IoQ)中提取第三纹波，并且将所提取的第三纹波和通过将所提取的第三纹波偏移90°而获得的纹波转换到同步坐标系(ioQ_signal_q，ioQ_signal_d)。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述补偿值的所述生成包括：
基于所述直流电流的所述同步坐标系的第一轴纹波(IDC_signal_d)以及所述交流电流(IoQ)的所述同步坐标系的第一轴纹波(ioQ_signal_d)生成固定坐标系中的第一轴电压；并且
基于所述直流电流的所述同步坐标系的第二轴纹波(IDC_signal_q)以及所述交流电流(IoQ)的所述同步坐标系的第二轴纹波(ioQ_signal_q)生成所述固定坐标系中的第二轴电压。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述纹波的所述移除包括：通过将用于控制所述逆变器的同步坐标系的电压转换为固定坐标系的电压并且将所述固定坐标系的电压添加至在生成所述补偿值时所生成的所述固定坐标系的电压来执行补偿。
20.根据权利要求18所述的方法，其中，所述纹波的所述移除包括：通过将在生成所述补偿值时所生成的固定坐标系的电压转换为同步坐标系的电压并且将所述同步坐标系的电压添加至用于控制所述逆变器的同步坐标系的电压来执行补偿，然后将所述补偿后获得的结果转换到固定坐标系并且输出所述固定坐标系。
21.一种用于补偿逆变器的电压纹波的设备，所述设备包括：
参考电压输入单元，接收用于逆变器控制的参考电压；
纹波提取器，从由所述参考电压输入单元接收的所述参考电压中提取纹波；
延迟补偿单元，补偿由所述纹波提取器提取的所述纹波的时间延迟；
纹波补偿器，基于时间延迟被所述延迟补偿单元补偿的所述纹波来补偿被输入至所述逆变器的所述参考电压的纹波；以及
坐标转换器，将纹波被所述纹波补偿器补偿的所述参考电压转换到固定坐标系。
22.根据权利要求21所述的设备，其中，所述纹波提取器包括：
第一滤波器，移除所述参考电压中的输出频率的两倍分量；以及
第二滤波器，从被所述第一滤波器移除了所述输出频率的所述两倍分量的所述参考电压中提取对应于所述输出频率的纹波。
23.根据权利要求22所述的设备，其中，所述延迟补偿单元包括：
延迟补偿器，补偿由所述第二滤波器提取的所述纹波的时间延迟；以及
乘法器，通过将时间延迟被所述延迟补偿器补偿的所述纹波乘以补偿值来输出最终纹波。
24.根据权利要求23所述的设备，其中，所述纹波补偿单元通过从被输入至所述逆变器的所述参考电压中减去所述最终纹波来补偿被输入至所述逆变器的所述参考电压的所述纹波。
25.一种补偿逆变器的电压纹波的方法，所述方法包括：
接收用于逆变器控制的参考电压，其中，通过参考电压输入单元执行所述接收；
从所接收的参考电压中提取纹波，其中，通过纹波提取器执行所述提取；
补偿所提取的纹波的时间延迟，其中，通过延迟补偿器执行所述补偿；
基于时间延迟被补偿了的所述纹波来补偿被输入至所述逆变器的所述参考电压的纹波，其中，通过纹波补偿器执行所述补偿；并且
将纹波被补偿了的所述参考电压转换到固定坐标系，其中，通过坐标转换器执行所述转换。
26.根据权利要求25所述的方法，其中，所述纹波的所述提取包括：
从所述参考电压中移除输出频率的两倍分量；并且
从被移除所述输出频率的所述两倍分量的所述参考电压中提取对应于所述输出频率的纹波。
27.根据权利要求26所述的方法，其中，所述时间延迟的所述补偿包括：
补偿所提取的纹波的时间延迟；并且
通过将时间延迟被补偿了的所述纹波乘以补偿值来输出最终纹波。
28.根据权利要求27所述的方法，其中，所述纹波的所述补偿包括：通过从被输入至所述逆变器的所述参考电压中减去所述最终纹波来补偿被输入至所述逆变器的所述参考电压的所述纹波。
29.一种补偿用于逆变器控制的信号的偏移的方法，所述方法包括：
以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入交流电压；
计算以每预定时间间隔检测的所述输入交流电压的电压总和值；
确定所述输入交流电压的周期是否等于或大于预定周期；
当确定所述输入交流电压的周期等于或大于所述预定周期时，计算所述电压总和值的每个周期的电压平均值；
确定所计算的电压平均值是否超过第一临界值；并且
当确定所计算的电压平均值超过所述第一临界值时，补偿对应于所述电压平均值的偏移分量。
30.根据权利要求29所述的方法，其中，所述输入交流电压的周期是否等于或大于所述预定周期的所述确定包括：对所述输入交流电压的幅值从负值变化至正值的次数或者所述输入交流电压的幅值从正值变化至负值的次数进行计数。
31.根据权利要求29所述的方法，进一步包括：
确定所述电压平均值是否超过第二临界值；并且
当确定所述电压平均值超过所述第二临界值时，输出表示在所述输入交流电压中存在异常的报警信号。
32.一种补偿用于逆变器控制的信号的偏移的方法，所述方法包括：
以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入交流电流；
计算以每预定时间间隔检测的所述输入交流电流的电流总和值；
确定所述输入交流电流的周期是否等于或大于预定周期；
当确定所述输入交流电流的周期等于或大于所述预定周期时，计算所述电流总和值的每个周期的电流平均值；
确定所述计算的电流平均值是否超过第三临界值；并且
当确定所述电流平均值超过所述第三临界值时，补偿对应于所述电流平均值的偏移分量。
33.根据权利要求32所述的方法，其中，所述输入交流电流的周期是否等于或大于所述预定周期的所述确定包括：对所述输入交流电流的幅值从负值变化至正值的次数或者所述输入交流电流的幅值从正值变化至负值的次数进行计数。
34.根据权利要求32所述的方法，进一步包括：在所述输入交流电流的所述检测之后，确定所述输入交流电流的幅值是否等于或大于预定电流值，并且
当确定所述输入交流电流的幅值等于或大于所述预定电流值时，计算所述输入交流电流的所述电流总和值，并且当确定所述输入交流电流的幅值小于所述预定电流值时，检测所述输入交流电流。
35.根据权利要求32所述的方法，进一步包括：
确定所述电流平均值是否超过第四临界值；并且
当确定所述电流平均值超过所述第四临界值时，输出表示在所述输入交流电流中存在异常的报警信号。
36.一种补偿用于逆变器控制的信号的偏移的设备，所述设备包括：
电压检测器，以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入交流电压；
电压求和单元，计算以每预定时间间隔检测的所述输入交流电压的电压总和值；
电压周期检测器，确定所述输入交流电压的周期是否等于或大于预定周期；
电压平均值计算器，当确定所述输入交流电压的周期等于或大于所述预定周期时，计算所述电压总和值的每个周期的电压平均值；以及
电压偏移补偿器，确定所计算的电压平均值是否超过第一临界值，并且当确定所述电压平均值超过所述第一临界值时，补偿对应于所述电压平均值的偏移分量。
37.根据权利要求36所述的设备，其中，所述电压周期检测器通过对所述输入交流电压的幅值从负值变化至正值的次数或者所述输入交流电压的幅值从正值变化至负值的次数进行计数来确定所述输入交流电压的周期。
38.根据权利要求36所述的设备，进一步包括电压报警信号输出单元，所述电压报警信号输出单元输出表示在所述输入交流电压中存在异常的报警信号，
其中，所述电压偏移补偿器确定所述电压平均值是否超过第二临界值，并且当确定所述电压平均值超过所述第二临界值时，控制所述电压报警信号输出单元输出所述报警信号。
39.一种补偿用于逆变器控制的信号的偏移的设备，所述设备包括：
电流检测器，以每预定时间间隔采样和检测用于控制逆变器的输入交流电流；
电流求和单元，计算以每预定时间间隔检测的所述输入交流电流的电流总和值；
电流周期检测器，确定所述输入交流电流的周期是否等于或大于预定周期；
电流平均值计算器，当确定所述输入交流电流的周期等于或大于所述预定周期时，计算所述电流总和值的每个周期的电流平均值；以及
电流偏移补偿器，确定所计算的电流平均值是否超过第三临界值，并且当确定所述电流平均值超过所述第三临界值时，补偿对应于所述电流平均值的偏移分量。
40.根据权利要求39所述的设备，进一步包括电流比较器，所述电流比较器确定所述输入交流电流的幅值是否等于或大于预定电流值，
其中，当确定所述输入交流电流的幅值等于或大于所述预定电流值时，所述电流求和单元计算所述输入交流电流的所述电流总和值，并且当确定所述输入交流电流的幅值小于所述预定电流值时，所述电流检测器检测所述输入交流电流。
41.根据权利要求39所述的设备，其中，所述电流周期检测器通过对所述输入交流电流的幅值从负值变化至正值的次数或者所述输入交流电流的幅值从正值变化至负值的次数进行计数来确定所述输入交流电流的周期。
42.根据权利要求39所述的设备，进一步包括电流报警信号输出单元，所述电流报警信号输出单元输出表示在所述输入交流电流中存在异常的报警信号，
其中，所述电流偏移补偿器确定所述电流平均值是否超过第四临界值，并且当确定所述电流平均值超过所述第四临界值时，控制所述电流报警信号输出单元输出所述报警信号。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106230242A (zh) * 2016-09-18 2016-12-14 电子科技大学中山学院 一种降压型电源纹波检测和补偿电路
CN110518588A (zh) * 2019-09-16 2019-11-29 珠海格力电器股份有限公司 滤波方法、装置、设备和电力电子装置

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104935235B (zh) * 2015-06-19 2018-05-08 上海新时达电气股份有限公司 电机的电流谐波抑制方法
CN104917437B (zh) * 2015-07-09 2018-04-20 雷勃电气(常州)有限公司 一种用于三相电机的非对称四段式svpwm技术的控制方法
KR101904101B1 (ko) 2016-12-26 2018-10-05 효성중공업 주식회사 Ｍｍｃ 컨버터 출력단 직류성분 제거방법
JP6833654B2 (ja) * 2017-10-30 2021-02-24 東芝三菱電機産業システム株式会社 電動機駆動装置
WO2020024064A1 (en) * 2018-08-02 2020-02-06 Houshang Karimi Controller for power inverter
KR102631455B1 (ko) 2018-08-30 2024-01-31 엘지이노텍 주식회사 태양광 연계 에너지 저장 시스템용 dc-dc 컨버터 및 그 제어방법

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1189297A (ja) * 1997-09-08 1999-03-30 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2001054300A (ja) * 1999-08-06 2001-02-23 Meidensha Corp モータ制御装置におけるモータのトルクリップル補償方式
JP2001169578A (ja) * 1999-12-06 2001-06-22 Yaskawa Electric Corp 交流電動機の電流オフセット推定方法および調整方法
JP2003143860A (ja) * 2001-11-05 2003-05-16 Toshihisa Shimizu 半導体電力変換装置の制御回路
JP2003158886A (ja) * 2001-11-19 2003-05-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ制御装置
JP2004274960A (ja) * 2003-03-12 2004-09-30 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置
JP2007221916A (ja) * 2006-02-16 2007-08-30 Nihon Inverter Corp インバータ制御装置
JP2008286561A (ja) * 2007-05-15 2008-11-27 Toyota Industries Corp ノイズ除去回路とそのノイズ除去方法
KR20120066520A (ko) * 2010-12-14 2012-06-22 엘지전자 주식회사 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5351178A (en) * 1992-10-30 1994-09-27 Electric Power Research Institute, Inc. Active power line conditioner with a derived load current fundamental signal for fast dynamic response
KR100240953B1 (ko) * 1996-10-02 2000-01-15 이종수 전력변환장치의 펄스폭 변조 방법
WO1999023750A1 (fr) * 1997-10-31 1999-05-14 Hitachi, Ltd. Convertisseur de courant
US6052297A (en) * 1998-05-06 2000-04-18 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Power conversion apparatus
JP3611492B2 (ja) * 1999-11-12 2005-01-19 株式会社日立製作所 インバータの制御方法および装置
JP3928575B2 (ja) * 2003-04-07 2007-06-13 日産自動車株式会社 モーター制御装置
JP4720334B2 (ja) 2005-07-19 2011-07-13 株式会社明電舎 Ｐｗｍコンバータのオフセット電圧検出装置
WO2007144959A1 (ja) * 2006-06-16 2007-12-21 Mitsubishi Electric Corporation 電力変換器の制御装置
JP4798075B2 (ja) * 2007-06-26 2011-10-19 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動システム
JP5085224B2 (ja) 2007-08-10 2012-11-28 株式会社ダイヘン 信号抽出回路及びそれを含む系統連系インバータ装置
US20090244937A1 (en) * 2008-03-28 2009-10-01 American Superconductor Corporation Dc bus voltage harmonics reduction
JP2009273330A (ja) 2008-05-12 2009-11-19 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置
WO2010049976A1 (ja) * 2008-10-31 2010-05-06 三菱電機株式会社 電力変換装置
US8233294B2 (en) * 2010-08-23 2012-07-31 Ford Global Technologies, Llc Method and system for controlling a power converter system connected to a DC-bus capacitor
KR100989806B1 (ko) * 2010-09-14 2010-10-29 국제통신공업 주식회사 전력변환장치용 고속 공간벡터 변조방법, 이를 포함한 정류기 제어기와 인버터 제어기 및 이를 기록한 컴퓨터에서 읽을 수 있는 기록매체
JP5212491B2 (ja) * 2011-01-18 2013-06-19 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
CN103036529B (zh) * 2011-09-29 2017-07-07 株式会社大亨 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统
KR101288638B1 (ko) * 2011-12-27 2013-07-22 주식회사 효성 이중여자 유도형 풍력발전 시스템의 전류리플 저감장치 및 그 방법

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1189297A (ja) * 1997-09-08 1999-03-30 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2001054300A (ja) * 1999-08-06 2001-02-23 Meidensha Corp モータ制御装置におけるモータのトルクリップル補償方式
JP2001169578A (ja) * 1999-12-06 2001-06-22 Yaskawa Electric Corp 交流電動機の電流オフセット推定方法および調整方法
JP2003143860A (ja) * 2001-11-05 2003-05-16 Toshihisa Shimizu 半導体電力変換装置の制御回路
JP2003158886A (ja) * 2001-11-19 2003-05-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ制御装置
JP2004274960A (ja) * 2003-03-12 2004-09-30 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置
JP2007221916A (ja) * 2006-02-16 2007-08-30 Nihon Inverter Corp インバータ制御装置
JP2008286561A (ja) * 2007-05-15 2008-11-27 Toyota Industries Corp ノイズ除去回路とそのノイズ除去方法
KR20120066520A (ko) * 2010-12-14 2012-06-22 엘지전자 주식회사 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106230242A (zh) * 2016-09-18 2016-12-14 电子科技大学中山学院 一种降压型电源纹波检测和补偿电路
CN110518588A (zh) * 2019-09-16 2019-11-29 珠海格力电器股份有限公司 滤波方法、装置、设备和电力电子装置
CN110518588B (zh) * 2019-09-16 2021-10-12 珠海格力电器股份有限公司 滤波方法、装置、设备和电力电子装置

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