JP2003143860A - 半導体電力変換装置の制御回路 - Google Patents
半導体電力変換装置の制御回路Info
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- JP2003143860A JP2003143860A JP2001339477A JP2001339477A JP2003143860A JP 2003143860 A JP2003143860 A JP 2003143860A JP 2001339477 A JP2001339477 A JP 2001339477A JP 2001339477 A JP2001339477 A JP 2001339477A JP 2003143860 A JP2003143860 A JP 2003143860A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 単相回路についても三相平衡回路と同様に電
圧、電流を複素ベクトルとして検出し、有効電力、無効
電力の制御諸量である電流、電圧を回転座標上で演算可
能とする。交流電源系統との同期運転を高速に行えるよ
うにする。 【解決手段】 交流電源系統または交流電動機に接続さ
れて交流電力を授受する半導体電力変換装置の制御回路
であって、交流電力を制御するために電流または電圧の
制御系を有する制御回路に関する。電流または電圧を回
転座標系で制御するために複素化する手段としてヒルベ
ルト変換手段を備え、このヒルベルト変換手段により複
素座標上を回転する電流及び電圧の複素ベクトルを検出
し、これらの複素ベクトルを回転座標系の各軸成分に変
換して制御することにより、有効電力、無効電力を制御
する。
圧、電流を複素ベクトルとして検出し、有効電力、無効
電力の制御諸量である電流、電圧を回転座標上で演算可
能とする。交流電源系統との同期運転を高速に行えるよ
うにする。 【解決手段】 交流電源系統または交流電動機に接続さ
れて交流電力を授受する半導体電力変換装置の制御回路
であって、交流電力を制御するために電流または電圧の
制御系を有する制御回路に関する。電流または電圧を回
転座標系で制御するために複素化する手段としてヒルベ
ルト変換手段を備え、このヒルベルト変換手段により複
素座標上を回転する電流及び電圧の複素ベクトルを検出
し、これらの複素ベクトルを回転座標系の各軸成分に変
換して制御することにより、有効電力、無効電力を制御
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源系統また
は交流電動機に接続されて交流電力を授受する半導体電
力変換装置の制御回路に関し、詳しくは、交流電源系統
等との間で授受される有効電力、無効電力の制御諸量
（電流、電圧等）を複素ベクトルとして検出し、これら
を回転座標系で制御するようにした制御回路に関するも
のである。
は交流電動機に接続されて交流電力を授受する半導体電
力変換装置の制御回路に関し、詳しくは、交流電源系統
等との間で授受される有効電力、無効電力の制御諸量
（電流、電圧等）を複素ベクトルとして検出し、これら
を回転座標系で制御するようにした制御回路に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】交流電
源系統または交流電動機に接続されたインバータ等の半
導体電力変換装置では、有効電力や無効電力を制御する
ための電流、電圧等の制御諸量をｄ−ｑ座標（回転座
標）上で演算することにより、高速かつ高精度な交流電
力の制御が可能である。これらの制御諸量をｄ−ｑ座標
上で演算するためには、電圧や電流を複素ベクトルとし
て取り扱う必要がある。
源系統または交流電動機に接続されたインバータ等の半
導体電力変換装置では、有効電力や無効電力を制御する
ための電流、電圧等の制御諸量をｄ−ｑ座標（回転座
標）上で演算することにより、高速かつ高精度な交流電
力の制御が可能である。これらの制御諸量をｄ−ｑ座標
上で演算するためには、電圧や電流を複素ベクトルとし
て取り扱う必要がある。
【０００３】三相平衡回路では、三相−二相変換により
電圧、電流の複素ベクトルを容易に検出することができ
るが、単相回路や三相不平衡回路では複素ベクトルの検
出が容易ではないため、これらの回路における交流電力
の制御では、電流や電圧をｄ−ｑ座標ではなく静止座標
上で演算するのが一般的であった。このため、結果とし
て制御偏差が生じることもあり、交流電力を高速かつ高
精度に制御できないという問題があった。
電圧、電流の複素ベクトルを容易に検出することができ
るが、単相回路や三相不平衡回路では複素ベクトルの検
出が容易ではないため、これらの回路における交流電力
の制御では、電流や電圧をｄ−ｑ座標ではなく静止座標
上で演算するのが一般的であった。このため、結果とし
て制御偏差が生じることもあり、交流電力を高速かつ高
精度に制御できないという問題があった。
【０００４】また、交流電源系統との同期運転が必要な
半導体電力変換装置において、同期運転に必要な信号
（同期信号）は交流電源周波数の半サイクルごとにしか
得られないため、即座に交流電源系統と同期させて運転
することができないという問題もあった。
半導体電力変換装置において、同期運転に必要な信号
（同期信号）は交流電源周波数の半サイクルごとにしか
得られないため、即座に交流電源系統と同期させて運転
することができないという問題もあった。
【０００５】そこで本発明は、伝送回路において広く知
られているヒルベルト変換を用いて交流電圧及び交流電
流の瞬時値の複素ベクトルをそれぞれ検出し、交流電源
系統や交流電動機との間で授受される有効電力及び無効
電力の制御に必要な電流、電圧を回転座標上で演算可能
として単相回路や多相交流回路における交流電力を高速
かつ高精度に制御可能とした半導体電力変換装置の制御
回路を提供しようとするものである。また、本発明は、
ヒルベルト変換によって得られる交流電源電圧の複素ベ
クトルの瞬時位相角を同期運転に必要な基準信号とする
ことで、交流電源系統との速やかな同期運転を可能にし
た半導体電力変換装置の制御回路を提供しようとするも
のである。
られているヒルベルト変換を用いて交流電圧及び交流電
流の瞬時値の複素ベクトルをそれぞれ検出し、交流電源
系統や交流電動機との間で授受される有効電力及び無効
電力の制御に必要な電流、電圧を回転座標上で演算可能
として単相回路や多相交流回路における交流電力を高速
かつ高精度に制御可能とした半導体電力変換装置の制御
回路を提供しようとするものである。また、本発明は、
ヒルベルト変換によって得られる交流電源電圧の複素ベ
クトルの瞬時位相角を同期運転に必要な基準信号とする
ことで、交流電源系統との速やかな同期運転を可能にし
た半導体電力変換装置の制御回路を提供しようとするも
のである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１項記載の発明は、交流電源系統または交流
電動機に接続されて交流電力を授受する半導体電力変換
装置の制御回路であって、交流電力を制御するために電
流または電圧の制御系を有する制御回路において、電流
または電圧を回転座標系で制御するために複素化する手
段として、ヒルベルト変換手段を備えたものである。
め、請求項１項記載の発明は、交流電源系統または交流
電動機に接続されて交流電力を授受する半導体電力変換
装置の制御回路であって、交流電力を制御するために電
流または電圧の制御系を有する制御回路において、電流
または電圧を回転座標系で制御するために複素化する手
段として、ヒルベルト変換手段を備えたものである。
【０００７】請求項２記載の発明は、請求項１記載の発
明において、交流電源系統または交流電動機の実在の瞬
時電流及び瞬時電圧を実軸成分として検出する手段と、
前記実軸成分に直交する成分としてヒルベルト変換手段
により演算された虚軸成分と前記実軸成分とを用いて、
複素座標上を回転する電流及び電圧の複素ベクトルを検
出し、これらの複素ベクトルを回転座標系の各軸成分に
変換する手段と、を備えたものである。
明において、交流電源系統または交流電動機の実在の瞬
時電流及び瞬時電圧を実軸成分として検出する手段と、
前記実軸成分に直交する成分としてヒルベルト変換手段
により演算された虚軸成分と前記実軸成分とを用いて、
複素座標上を回転する電流及び電圧の複素ベクトルを検
出し、これらの複素ベクトルを回転座標系の各軸成分に
変換する手段と、を備えたものである。
【０００８】請求項３記載の発明は、請求項２記載の発
明において、瞬時電圧の実軸成分及び虚軸成分を用いて
電圧基本波成分の瞬時位相角を演算する手段と、前記瞬
時位相角を用いて瞬時電流の実軸成分及び虚軸成分を回
転座標系の各軸成分に変換する手段と、これらの回転座
標系の各軸成分がそれぞれの指令値に一致するように積
分動作する調節手段と、この調節手段から出力される瞬
時電圧指令値の回転座標系の各軸成分を、前記瞬時位相
角を用いて瞬時電圧指令値の実軸成分及び虚軸成分に変
換する手段と、瞬時電圧指令値の実軸成分を出力電圧指
令値として半導体電力変換装置に与える手段と、を備え
たものである。
明において、瞬時電圧の実軸成分及び虚軸成分を用いて
電圧基本波成分の瞬時位相角を演算する手段と、前記瞬
時位相角を用いて瞬時電流の実軸成分及び虚軸成分を回
転座標系の各軸成分に変換する手段と、これらの回転座
標系の各軸成分がそれぞれの指令値に一致するように積
分動作する調節手段と、この調節手段から出力される瞬
時電圧指令値の回転座標系の各軸成分を、前記瞬時位相
角を用いて瞬時電圧指令値の実軸成分及び虚軸成分に変
換する手段と、瞬時電圧指令値の実軸成分を出力電圧指
令値として半導体電力変換装置に与える手段と、を備え
たものである。
【０００９】請求項４記載の発明は、請求項３記載の発
明において、瞬時電流指令値の回転座標系の各軸成分
を、前記瞬時位相角を用いて瞬時電流指令値の実軸成分
及び虚軸成分に変換する手段と、瞬時電流の実軸成分が
その指令値に一致するように比例動作する調節手段と、
この調節手段の出力を前記出力電圧指令値に加算する手
段と、を備えたものである。
明において、瞬時電流指令値の回転座標系の各軸成分
を、前記瞬時位相角を用いて瞬時電流指令値の実軸成分
及び虚軸成分に変換する手段と、瞬時電流の実軸成分が
その指令値に一致するように比例動作する調節手段と、
この調節手段の出力を前記出力電圧指令値に加算する手
段と、を備えたものである。
【００１０】請求項５記載の発明は、請求項３または４
記載の発明において、瞬時電流の回転座標系の各軸成分
を分離して制御することにより、瞬時有効電力及び瞬時
無効電力を制御するものである。
記載の発明において、瞬時電流の回転座標系の各軸成分
を分離して制御することにより、瞬時有効電力及び瞬時
無効電力を制御するものである。
【００１１】請求項６記載の発明は、請求項５記載の発
明において、瞬時電流の回転座標系の各軸基本波成分を
分離して制御することにより、基本波瞬時有効電力及び
基本波瞬時無効電力を制御するものである。
明において、瞬時電流の回転座標系の各軸基本波成分を
分離して制御することにより、基本波瞬時有効電力及び
基本波瞬時無効電力を制御するものである。
【００１２】請求項７記載の発明は、請求項３〜６の何
れか１項に記載した発明において、交流電源系統に同期
して運転される半導体電力変換装置を、電源電圧の瞬時
位相角を基準信号として同期運転するものである。
れか１項に記載した発明において、交流電源系統に同期
して運転される半導体電力変換装置を、電源電圧の瞬時
位相角を基準信号として同期運転するものである。
【００１３】請求項８記載の発明は、請求項１〜７の何
れか１項に記載した発明において、半導体電力変換装置
が単相電源系統に連系される単相インバータであること
を特徴とする。
れか１項に記載した発明において、半導体電力変換装置
が単相電源系統に連系される単相インバータであること
を特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１は、単相電源系統に単相イン
バータが連系している場合のように、二つの交流電源が
存在する電源回路の概念的な等価回路であり、ｅＩｒは
例えばインバータ出力電圧瞬時値、ｅＳｒは系統電圧
（電源電圧）瞬時値、ｉＳｒは連系電流瞬時値、ＲＳは
系統の抵抗、ＬＳは連系リアクタンスである。いま、数
式１〜３のように、上記ｅＳｒ，ｉＳｒ，ｅＩｒを片側
フーリエ係数列で表された複素ベクトル（複素数列）ｅ
Ｓ，ｉＳ，ｅＩの実軸成分として表現する。
態を説明する。まず、図１は、単相電源系統に単相イン
バータが連系している場合のように、二つの交流電源が
存在する電源回路の概念的な等価回路であり、ｅＩｒは
例えばインバータ出力電圧瞬時値、ｅＳｒは系統電圧
（電源電圧）瞬時値、ｉＳｒは連系電流瞬時値、ＲＳは
系統の抵抗、ＬＳは連系リアクタンスである。いま、数
式１〜３のように、上記ｅＳｒ，ｉＳｒ，ｅＩｒを片側
フーリエ係数列で表された複素ベクトル（複素数列）ｅ
Ｓ，ｉＳ，ｅＩの実軸成分として表現する。
【００１５】
【数１】
【００１６】
【数２】
【００１７】
【数３】
【００１８】ここで、複素ベクトルｅＳ，ｉＳ，ｅＩは
歪み波で表されると仮定し、それぞれ数式４〜６で定義
する。なお、数式４〜６において、ＥＳｎ，ＩＳｎ，Ｅ
Ｉｎは振幅、δｎ，θｎ，φｎは位相、ｎは次数、ωｔ
は電源電圧の基本波成分の位相角であり、振幅ＥＳｎ，
ＩＳｎ，ＥＩｎ、位相δｎ，θｎ，φｎ、位相角ωｔは
瞬時値（時間関数）とする。また、簡略化のため、δ１
＝０とする。
歪み波で表されると仮定し、それぞれ数式４〜６で定義
する。なお、数式４〜６において、ＥＳｎ，ＩＳｎ，Ｅ
Ｉｎは振幅、δｎ，θｎ，φｎは位相、ｎは次数、ωｔ
は電源電圧の基本波成分の位相角であり、振幅ＥＳｎ，
ＩＳｎ，ＥＩｎ、位相δｎ，θｎ，φｎ、位相角ωｔは
瞬時値（時間関数）とする。また、簡略化のため、δ１
＝０とする。
【００１９】
【数４】
【００２０】
【数５】
【００２１】
【数６】
【００２２】更に、複素ベクトルｅＳ，ｉＳ，ｅＩの虚
軸成分として、数式７〜９の如くｅ Ｓｉ，ｉＳｉ，ｅ
Ｉｉを定義する。
軸成分として、数式７〜９の如くｅ Ｓｉ，ｉＳｉ，ｅ
Ｉｉを定義する。
【００２３】
【数７】
【００２４】
【数８】
【００２５】
【数９】
【００２６】因果数列で表される複素ベクトルｅＳ，ｉ
Ｓ，ｅＩは、解析関数（正則関数）であってその実部と
虚部とは互いに９０°の位相差を持ち、実部が与えられ
れば対応する複素ベクトルが一義的に規定される性質を
持つ。従って、複素ベクトルｅＳ，ｉＳ，ｅＩは、その
実部である電圧、電流の瞬時値ｅＳｒ，ｉＳｒ，ｅＩｒ
によって一義的に規定される。例えば、複素ベクトルｅ
Ｓを例にとると、数式１０となる。
Ｓ，ｅＩは、解析関数（正則関数）であってその実部と
虚部とは互いに９０°の位相差を持ち、実部が与えられ
れば対応する複素ベクトルが一義的に規定される性質を
持つ。従って、複素ベクトルｅＳ，ｉＳ，ｅＩは、その
実部である電圧、電流の瞬時値ｅＳｒ，ｉＳｒ，ｅＩｒ
によって一義的に規定される。例えば、複素ベクトルｅ
Ｓを例にとると、数式１０となる。
【００２７】
【数１０】
【００２８】ここで、Ｈ［ ］はヒルベルト変換器であ
り、正負すべての周波数成分を９０°遅らせるフィルタ
であって、その伝達関数は数式１１によって表される。
り、正負すべての周波数成分を９０°遅らせるフィルタ
であって、その伝達関数は数式１１によって表される。
【００２９】
【数１１】
【００３０】上述のように、ヒルベルト変換を用いれ
ば、複素座標上を回転するｅＳ等の複素ベクトルの瞬時
値が一義的に規定されるので、図２の瞬時複素ベクトル
図に示すように複素平面の実軸をα軸、虚軸をβ軸と定
義することで、三相交流回路で広く用いられるα−β座
標（直交二相座標）からｄ−ｑ座標（回転座標）への変
換（ｄ−ｑ変換）を単相交流、三相交流を問わず実現す
ることが可能となる。
ば、複素座標上を回転するｅＳ等の複素ベクトルの瞬時
値が一義的に規定されるので、図２の瞬時複素ベクトル
図に示すように複素平面の実軸をα軸、虚軸をβ軸と定
義することで、三相交流回路で広く用いられるα−β座
標（直交二相座標）からｄ−ｑ座標（回転座標）への変
換（ｄ−ｑ変換）を単相交流、三相交流を問わず実現す
ることが可能となる。
【００３１】ここで、電源電圧ｅＳｒの基本波成分（サ
フィックス１で表す）ｅＳｒ１を図２に示すごとくｄ軸
方向にとり、これと同期して基本波角周波数ωで回転す
るｄ−ｑ座標系において、複素ベクトルである電流ｉＳ
のｄ−ｑ座標成分ｉＳｄ，ｉ Ｓｑは数式１２によって表
される。なお、数式１２における行列［Ｃ］は、数式１
３の通りである。
フィックス１で表す）ｅＳｒ１を図２に示すごとくｄ軸
方向にとり、これと同期して基本波角周波数ωで回転す
るｄ−ｑ座標系において、複素ベクトルである電流ｉＳ
のｄ−ｑ座標成分ｉＳｄ，ｉ Ｓｑは数式１２によって表
される。なお、数式１２における行列［Ｃ］は、数式１
３の通りである。
【００３２】
【数１２】
【００３３】
【数１３】
【００３４】また、数式１２，１３におけるωｔは、前
述のように電源電圧ｅＳｒの基本波成分ｅＳｒ１の瞬時
位相角であり、数式１４によって検出可能である。
述のように電源電圧ｅＳｒの基本波成分ｅＳｒ１の瞬時
位相角であり、数式１４によって検出可能である。
【００３５】
【数１４】
【００３６】数式１２から、電流ｉＳの基本波成分ｉ
Ｓ１のｄ−ｑ座標成分ｉＳｄ１，ｉＳ ｑ１は、数式１５
に示す直流量になる。
Ｓ１のｄ−ｑ座標成分ｉＳｄ１，ｉＳ ｑ１は、数式１５
に示す直流量になる。
【００３７】
【数１５】
【００３８】同様にして、電源電圧ｅＳのｄ−ｑ座標成
分ｅＳｄ，ｅＳｑは数式１６によって表されるから、電
源電圧ｅＳｒの基本波成分ｅＳｒ１のｄ−ｑ座標成分は
数式１７のようになる。
分ｅＳｄ，ｅＳｑは数式１６によって表されるから、電
源電圧ｅＳｒの基本波成分ｅＳｒ１のｄ−ｑ座標成分は
数式１７のようになる。
【００３９】
【数１６】
【００４０】
【数１７】
【００４１】ここで、電源電圧ｅＳｒにおける基本波瞬
時電力Ｓ１は数式１８によって表される。なお、数式１
８におけるｐ１は基本波有効電力瞬時値、ｑ１は基本波
無効電力瞬時値である。
時電力Ｓ１は数式１８によって表される。なお、数式１
８におけるｐ１は基本波有効電力瞬時値、ｑ１は基本波
無効電力瞬時値である。
【００４２】
【数１８】
【００４３】数式１８の基本波瞬時電力Ｓ１は、数式１
９に示すように三角法の公式等を用いて書き換えること
ができ、その最終行の右辺第１項はｐ１、第２項はｑ１
となる。
９に示すように三角法の公式等を用いて書き換えること
ができ、その最終行の右辺第１項はｐ１、第２項はｑ１
となる。
【００４４】
【数１９】
【００４５】上記数式１９と前記数式１５，１７とか
ら、ｐ１，ｑ１はそれぞれ数式２０，２１により表され
る。
ら、ｐ１，ｑ１はそれぞれ数式２０，２１により表され
る。
【００４６】
【数２０】
【００４７】
【数２１】
【００４８】なお、θ１は基本波力率角（ｅＳｒとｉ
Ｓｒとのなす角）であり、数式２２によって表される。
Ｓｒとのなす角）であり、数式２２によって表される。
【００４９】
【数２２】
【００５０】数式２０〜２２におけるｉＳｄ１，ｉ
Ｓｑ１は、それぞれ基本波有効電力に対応する基本波瞬
時有効電流成分、基本波無効電力に対応する基本波瞬時
無効電流成分であり、これらの直流量を操作することに
より、ｐ１，ｑ１，θ１を直接かつ瞬時に制御すること
が可能である。また、本発明は、実施形態のような単相
交流回路だけでなく、三相交流回路にも適用可能であ
り、その場合には、各相間電圧及び各相間を流れる電流
の実軸成分、虚軸成分を検出して有効電力、無効電力を
制御するようにすれば良い。特に、三相四線回路も三相
三線回路と同様に電流、電圧を複素ベクトルに変換して
制御することができる。
Ｓｑ１は、それぞれ基本波有効電力に対応する基本波瞬
時有効電流成分、基本波無効電力に対応する基本波瞬時
無効電流成分であり、これらの直流量を操作することに
より、ｐ１，ｑ１，θ１を直接かつ瞬時に制御すること
が可能である。また、本発明は、実施形態のような単相
交流回路だけでなく、三相交流回路にも適用可能であ
り、その場合には、各相間電圧及び各相間を流れる電流
の実軸成分、虚軸成分を検出して有効電力、無効電力を
制御するようにすれば良い。特に、三相四線回路も三相
三線回路と同様に電流、電圧を複素ベクトルに変換して
制御することができる。
【００５１】なお、ｉＳｄ１，ｉＳｑ１を操作するため
には、ｉＳｄ１，ｉＳｑ１それぞれに比例した電圧成分
ｖＩｄ，ｖＩｑを操作する。この結果、インバータの出
力電圧ベクトルｅＩは、ｖＩｄ，ｖＩｑを複素平面に座
標変換することによって求められる。この関係を数式で
表すと数式２３，２４のようになる。
には、ｉＳｄ１，ｉＳｑ１それぞれに比例した電圧成分
ｖＩｄ，ｖＩｑを操作する。この結果、インバータの出
力電圧ベクトルｅＩは、ｖＩｄ，ｖＩｑを複素平面に座
標変換することによって求められる。この関係を数式で
表すと数式２３，２４のようになる。
【００５２】
【数２３】
【００５３】
【数２４】
【００５４】このように電圧、電流を複素化し、複素ベ
クトルを回転座標系の各軸成分に変換して制御すること
により、ｐ１，ｑ１，θ１を任意に制御することができ
る。
クトルを回転座標系の各軸成分に変換して制御すること
により、ｐ１，ｑ１，θ１を任意に制御することができ
る。
【００５５】次に、図３は、本実施形態が適用される単
相系統連系インバータのｄ−ｑ座標における制御ブロッ
ク図である。この構成は、Ｐ（比例）コントローラ及び
Ｉ（積分）コントローラの特徴に着目して、制御系の置
かれる座標系を適切に選んで後述するヒルベルト変換器
の欠点を改善したものである。
相系統連系インバータのｄ−ｑ座標における制御ブロッ
ク図である。この構成は、Ｐ（比例）コントローラ及び
Ｉ（積分）コントローラの特徴に着目して、制御系の置
かれる座標系を適切に選んで後述するヒルベルト変換器
の欠点を改善したものである。
【００５６】図３において、ＩＮＶは単相電源系統に連
系された単相インバータであり、電源電圧ｅＳｒは、基
本波成分を抽出するためのバンドパスフィルタ１１を介
して遅延回路１２及びヒルベルト変換器１３に入力され
ている。また、連系電流ｉＳ ｒは遅延回路１４及びヒル
ベルト変換器１５に入力されている。
系された単相インバータであり、電源電圧ｅＳｒは、基
本波成分を抽出するためのバンドパスフィルタ１１を介
して遅延回路１２及びヒルベルト変換器１３に入力され
ている。また、連系電流ｉＳ ｒは遅延回路１４及びヒル
ベルト変換器１５に入力されている。
【００５７】ここで、ヒルベルト変換器１３，１５の構
成の一例を説明する。ヒルベルト変換器は、ＦＩＲ（Fi
nite Impulse Response）フィルタで構成するのが一般
的である。そこで、数式１１に示した伝達関数を離散化
すると、数式２５，２６のようになる。
成の一例を説明する。ヒルベルト変換器は、ＦＩＲ（Fi
nite Impulse Response）フィルタで構成するのが一般
的である。そこで、数式１１に示した伝達関数を離散化
すると、数式２５，２６のようになる。
【００５８】
【数２５】
【００５９】
【数２６】
【００６０】数式２６において、実際にはＦＩＲフィル
タの次数ｎは有限になるので、カイザー窓などの窓関数
法やRemezアルゴリズムなどの等リプル近似法により、
数式２６を近似する必要がある。この結果、ヒルベルト
変換器の標準的な回路構成は図４に示すとおりとなる。
図４において、ヒルベルト変換器の出力すなわち虚軸成
分は、ヒルベルト変換器の群遅延だけ遅れて発生する。
このままでは虚部と実部との位相が合わないので、実軸
成分についても群遅延分だけ遅らせる必要がある。この
ことは、得られる複素ベクトルは真値に対して群遅延分
だけ遅れることを意味している。
タの次数ｎは有限になるので、カイザー窓などの窓関数
法やRemezアルゴリズムなどの等リプル近似法により、
数式２６を近似する必要がある。この結果、ヒルベルト
変換器の標準的な回路構成は図４に示すとおりとなる。
図４において、ヒルベルト変換器の出力すなわち虚軸成
分は、ヒルベルト変換器の群遅延だけ遅れて発生する。
このままでは虚部と実部との位相が合わないので、実軸
成分についても群遅延分だけ遅らせる必要がある。この
ことは、得られる複素ベクトルは真値に対して群遅延分
だけ遅れることを意味している。
【００６１】ヒルベルト変換器を構成するＦＩＲフィル
タの次数ｎを大きくして変換帯域を広くすると、ヒルベ
ルト変換器の周波数特性におけるリプルを小さくするこ
とができるが、その反面、上述した群遅延が大きくな
り、複素ベクトルの検出が遅れる。逆に、ＦＩＲフィル
タの次数ｎを小さくすると群遅延が小さくなる反面、周
波数特性におけるリプルが大きくなり、それだけ得られ
る虚軸成分が不正確となる。このため、ＦＩＲフィルタ
の次数ｎは、上記の群遅延及びリプルの大小を考慮して
決定する必要がある。
タの次数ｎを大きくして変換帯域を広くすると、ヒルベ
ルト変換器の周波数特性におけるリプルを小さくするこ
とができるが、その反面、上述した群遅延が大きくな
り、複素ベクトルの検出が遅れる。逆に、ＦＩＲフィル
タの次数ｎを小さくすると群遅延が小さくなる反面、周
波数特性におけるリプルが大きくなり、それだけ得られ
る虚軸成分が不正確となる。このため、ＦＩＲフィルタ
の次数ｎは、上記の群遅延及びリプルの大小を考慮して
決定する必要がある。
【００６２】再び図３に戻って、ヒルベルト変換器１３
から出力された虚軸成分ｅＳｉ１と遅延回路１２から出
力された実軸成分ｅＳｒ１とから、数式１４によりｅ
Ｓｒ１の瞬時位相角ωｔが算出される。なお、ヒルベル
ト変換器１３は帯域を基本波成分のみに限定しているの
で、他の周波数において正確に変換できなくても、基本
波成分のみ正確に変換できればよい。但し、群遅延によ
るベクトル検出の遅れはできるだけ小さくする必要があ
るため、図４に示した如く、次数を１１段程度と低くし
て基本波成分が正しく変換されるように虚軸成分のゲイ
ンＫｐで調整することとした。また、図３において、虚
軸成分ｅＳｉ１と遅延回路１２から出力された実軸成分
ｅＳｒ１とからｅＳｄ１／２が算出され、基本波瞬時有
効電力指令値｜ｐ１ ＊｜及び基本波瞬時無効電力指令値
｜ｑ１ ＊｜との除算により連系電流ｉＳｒのｄ−ｑ軸成
分の各指令値ｉＳｄ ＊，ｉＳｑ ＊が演算される。
から出力された虚軸成分ｅＳｉ１と遅延回路１２から出
力された実軸成分ｅＳｒ１とから、数式１４によりｅ
Ｓｒ１の瞬時位相角ωｔが算出される。なお、ヒルベル
ト変換器１３は帯域を基本波成分のみに限定しているの
で、他の周波数において正確に変換できなくても、基本
波成分のみ正確に変換できればよい。但し、群遅延によ
るベクトル検出の遅れはできるだけ小さくする必要があ
るため、図４に示した如く、次数を１１段程度と低くし
て基本波成分が正しく変換されるように虚軸成分のゲイ
ンＫｐで調整することとした。また、図３において、虚
軸成分ｅＳｉ１と遅延回路１２から出力された実軸成分
ｅＳｒ１とからｅＳｄ１／２が算出され、基本波瞬時有
効電力指令値｜ｐ１ ＊｜及び基本波瞬時無効電力指令値
｜ｑ１ ＊｜との除算により連系電流ｉＳｒのｄ−ｑ軸成
分の各指令値ｉＳｄ ＊，ｉＳｑ ＊が演算される。
【００６３】一方、遅延回路１４を介した連系電流の実
軸成分ｉＳｒ及び虚軸成分ｉＳｉは数式１２の演算によ
ってｄ−ｑ軸成分ｉＳｄ，ｉＳｑに変換され、これらの
ｄ−ｑ軸成分ｉＳｄ，ｉＳｑと前記各指令値ｉＳｄ ＊，
ｉＳｑ ＊との偏差がＩ（積分）コントローラ１８，１９
に入力される。
軸成分ｉＳｒ及び虚軸成分ｉＳｉは数式１２の演算によ
ってｄ−ｑ軸成分ｉＳｄ，ｉＳｑに変換され、これらの
ｄ−ｑ軸成分ｉＳｄ，ｉＳｑと前記各指令値ｉＳｄ ＊，
ｉＳｑ ＊との偏差がＩ（積分）コントローラ１８，１９
に入力される。
【００６４】前述したように、変換帯域を広くして理想
的なヒルベルト変換を実現するためにはヒルベルト変換
器の群遅延が大きくなり、その結果、電流制御系に大き
な無駄時間が生じて制御性能が著しく悪化する。電流制
御の目的は、有効電流及び無効電流を個別に定常偏差な
く制御することにある。そこで本実施形態では、基本波
有効電力に対応する基本波瞬時有効電流成分ｉＳｄ１、
基本波無効電力に対応する基本波瞬時無効電流成分ｉ
Ｓｑ１を個別に制御するべく、所定の周波数特性を持
ち、直流でゲインが無限大のＩコントローラ１８，１９
を用いてｄ−ｑ座標での制御を行い、ｉＳｄ，ｉＳｑの
直流成分であるｉＳｄ１，ｉＳｑ１の制御偏差をなくす
ように考慮している。
的なヒルベルト変換を実現するためにはヒルベルト変換
器の群遅延が大きくなり、その結果、電流制御系に大き
な無駄時間が生じて制御性能が著しく悪化する。電流制
御の目的は、有効電流及び無効電流を個別に定常偏差な
く制御することにある。そこで本実施形態では、基本波
有効電力に対応する基本波瞬時有効電流成分ｉＳｄ１、
基本波無効電力に対応する基本波瞬時無効電流成分ｉ
Ｓｑ１を個別に制御するべく、所定の周波数特性を持
ち、直流でゲインが無限大のＩコントローラ１８，１９
を用いてｄ−ｑ座標での制御を行い、ｉＳｄ，ｉＳｑの
直流成分であるｉＳｄ１，ｉＳｑ１の制御偏差をなくす
ように考慮している。
【００６５】また、連系電流のｄ−ｑ軸成分ｉＳｄ，ｉ
Ｓｑは数式１３の逆行列［Ｃ］−１により実軸成分指令
値ｉＳｒ ＊及び虚軸成分指令値ｉＳｉ ＊に変換され、実
軸成分指令値ｉＳｒ ＊とその検出値ｉＳｒとの偏差がＰ
コントローラ２０に入力される。このＰコントローラ２
０は、周波数特性を持たず高周波でもゲイン低下がな
く、複素座標（固定座標）上で連系電流の瞬時値を制御
し、電流歪みを除去するように動作する。
Ｓｑは数式１３の逆行列［Ｃ］−１により実軸成分指令
値ｉＳｒ ＊及び虚軸成分指令値ｉＳｉ ＊に変換され、実
軸成分指令値ｉＳｒ ＊とその検出値ｉＳｒとの偏差がＰ
コントローラ２０に入力される。このＰコントローラ２
０は、周波数特性を持たず高周波でもゲイン低下がな
く、複素座標（固定座標）上で連系電流の瞬時値を制御
し、電流歪みを除去するように動作する。
【００６６】更に、前記Ｉコントローラ１８，１９の出
力である単相インバータＩＮＶの出力電圧のｄ−ｑ軸成
分指令値ｅＩｄ ＊，ｅＩｑ ＊は、数式１３の逆行列
［Ｃ］− １により実軸成分指令値ｅＩｒ ＊，ｅＩｉ ＊に
変換される。そして、実軸成分指令値ｅＩｒ ＊とＰコン
トローラ２０の出力である△ｅＩｒ ＊とが加算されて単
相インバータＩＮＶの出力電圧指令値が生成される。こ
のように、本実施形態ではいわゆるＰ，Ｉ分離制御を行
うものであるが、このＰ，Ｉ分離制御は見かけ上、ＰＩ
制御と等価になり、ヒルベルト変換器の変換帯域はＩコ
ントローラ１８，１９による積分帯域に限定されるの
で、ＦＩＲフィルタの次数は比較的少なくて済み、群遅
延によるベクトル検出の遅れを抑制することができる。
力である単相インバータＩＮＶの出力電圧のｄ−ｑ軸成
分指令値ｅＩｄ ＊，ｅＩｑ ＊は、数式１３の逆行列
［Ｃ］− １により実軸成分指令値ｅＩｒ ＊，ｅＩｉ ＊に
変換される。そして、実軸成分指令値ｅＩｒ ＊とＰコン
トローラ２０の出力である△ｅＩｒ ＊とが加算されて単
相インバータＩＮＶの出力電圧指令値が生成される。こ
のように、本実施形態ではいわゆるＰ，Ｉ分離制御を行
うものであるが、このＰ，Ｉ分離制御は見かけ上、ＰＩ
制御と等価になり、ヒルベルト変換器の変換帯域はＩコ
ントローラ１８，１９による積分帯域に限定されるの
で、ＦＩＲフィルタの次数は比較的少なくて済み、群遅
延によるベクトル検出の遅れを抑制することができる。
【００６７】更に、図示するように追従するべき系統の
電源電圧の基本波成分をＢＰＦ１１により抽出し、この
基本波成分をヒルベルト変換器１３により複素化するこ
とにより、数式１４によって瞬時に被追従波形の位相角
を検出することができるため、インバータ等の半導体電
力変換装置の瞬時の同期制御が可能となる。
電源電圧の基本波成分をＢＰＦ１１により抽出し、この
基本波成分をヒルベルト変換器１３により複素化するこ
とにより、数式１４によって瞬時に被追従波形の位相角
を検出することができるため、インバータ等の半導体電
力変換装置の瞬時の同期制御が可能となる。
【００６８】なお、本発明は、交流電源系統に連系され
る半導体電力変換装置ばかりでなく、例えば順逆変換可
能な半導体電力変換装置を交流電動機に接続して交流電
動機を発電機動作させるようなシステムにも適用可能で
ある。
る半導体電力変換装置ばかりでなく、例えば順逆変換可
能な半導体電力変換装置を交流電動機に接続して交流電
動機を発電機動作させるようなシステムにも適用可能で
ある。
【００６９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、交流電
流、交流電圧からヒルベルト変換により複素平面上を回
転する複素ベクトルを検出し、その実軸成分及び虚軸成
分を回転座標系の各軸成分に変換して制御するようにし
たため、単相、多相を問わず、交流電源系統や交流電動
機と半導体電力変換装置との間で授受される有効電力、
無効電力を高速かつ高精度に制御することができる。ま
た、同期するべき交流電源系統の被追従波形の位相角を
瞬時に検出し、これを基準信号として同期引き込みを行
うことができるから、半導体電力変換装置を速やかに同
期運転させることが可能である。
流、交流電圧からヒルベルト変換により複素平面上を回
転する複素ベクトルを検出し、その実軸成分及び虚軸成
分を回転座標系の各軸成分に変換して制御するようにし
たため、単相、多相を問わず、交流電源系統や交流電動
機と半導体電力変換装置との間で授受される有効電力、
無効電力を高速かつ高精度に制御することができる。ま
た、同期するべき交流電源系統の被追従波形の位相角を
瞬時に検出し、これを基準信号として同期引き込みを行
うことができるから、半導体電力変換装置を速やかに同
期運転させることが可能である。
【図１】二つの交流電源が存在する電源回路の概念的な
等価回路図である。
等価回路図である。
【図２】α−β座標とｄ−ｑ座標上の瞬時複素ベクトル
を示す図である。
を示す図である。
【図３】単相系統連系インバータのｄ−ｑ座標における
制御ブロック図である。
制御ブロック図である。
【図４】図３におけるヒルベルト変換器の一例を示す構
成図である。
成図である。
ＩＮＶ 単相インバータ
１１ バンドバスフィルタ（ＢＰＦ）
１２，１４ 遅延回路
１３，１５ ヒルベルト変換器
１６，１７ 除算器
１８，１９ Ｉコントローラ
２０ Ｐコントローラ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 清水 敏久
東京都府中市西原２丁目16番16号
(72)発明者 齋藤 真
神奈川県相模原市相模原４丁目７番22号
Ｆターム(参考） 5G066 HA30 HB05
5H007 AA03 BB06 CA01 DA04 DA06
DB02 DC02 DC05 GA06
5H420 BB14 CC02 DD03 EB39 FF03
FF04
Claims (8)
- 【請求項１】交流電源系統または交流電動機に接続され
て交流電力を授受する半導体電力変換装置の制御回路で
あって、交流電力を制御するために電流または電圧の制
御系を有する制御回路において、 電流または電圧を回転座標系で制御するために複素化す
る手段として、ヒルベルト変換手段を備えたことを特徴
とする半導体電力変換装置の制御回路。 - 【請求項２】請求項１記載の半導体電力変換装置の制御
回路において、 交流電源系統または交流電動機の実在の瞬時電流及び瞬
時電圧を実軸成分として検出する手段と、 前記実軸成分に直交する成分としてヒルベルト変換手段
により演算された虚軸成分と前記実軸成分とを用いて、
複素座標上を回転する電流及び電圧の複素ベクトルを検
出し、これらの複素ベクトルを回転座標系の各軸成分に
変換する手段と、 を備えたことを特徴とする半導体電力変換装置の制御回
路。 - 【請求項３】請求項２記載の半導体電力変換装置の制御
回路において、 瞬時電圧の実軸成分及び虚軸成分を用いて電圧基本波成
分の瞬時位相角を演算する手段と、 前記瞬時位相角を用いて瞬時電流の実軸成分及び虚軸成
分を回転座標系の各軸成分に変換する手段と、 これらの回転座標系の各軸成分がそれぞれの指令値に一
致するように積分動作する調節手段と、 この調節手段から出力される瞬時電圧指令値の回転座標
系の各軸成分を、前記瞬時位相角を用いて瞬時電圧指令
値の実軸成分及び虚軸成分に変換する手段と、 瞬時電圧指令値の実軸成分を出力電圧指令値として半導
体電力変換装置に与える手段と、 を備えたことを特徴とする半導体電力変換装置の制御回
路。 - 【請求項４】請求項３記載の半導体電力変換装置の制御
回路において、 瞬時電流指令値の回転座標系の各軸成分を、前記瞬時位
相角を用いて瞬時電流指令値の実軸成分及び虚軸成分に
変換する手段と、 瞬時電流の実軸成分がその指令値に一致するように比例
動作する調節手段と、 この調節手段の出力を前記出力電圧指令値に加算する手
段と、 を備えたことを特徴とする半導体電力変換装置の制御回
路。 - 【請求項５】請求項３または４記載の半導体電力変換装
置の制御回路において、 瞬時電流の回転座標系の各軸成分を分離して制御するこ
とにより、瞬時有効電力及び瞬時無効電力を制御するこ
とを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。 - 【請求項６】請求項５記載の半導体電力変換装置の制御
回路において、 瞬時電流の回転座標系の各軸基本波成分を分離して制御
することにより、基本波瞬時有効電力及び基本波瞬時無
効電力を制御することを特徴とする半導体電力変換装置
の制御回路。 - 【請求項７】請求項３〜６の何れか１項に記載した半導
体電力変換装置の制御回路において、 交流電源系統に同期して運転される半導体電力変換装置
を、電源電圧の瞬時位相角を基準信号として同期運転す
ることを特徴とする半導体電力変換装置の制御回路。 - 【請求項８】請求項１〜７の何れか１項に記載した半導
体電力変換装置の制御回路において、 半導体電力変換装置が単相電源系統に連系される単相イ
ンバータであることを特徴とする半導体電力変換装置の
制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001339477A JP3983031B2 (ja) | 2001-11-05 | 2001-11-05 | 半導体電力変換装置の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001339477A JP3983031B2 (ja) | 2001-11-05 | 2001-11-05 | 半導体電力変換装置の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003143860A true JP2003143860A (ja) | 2003-05-16 |
| JP3983031B2 JP3983031B2 (ja) | 2007-09-26 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001339477A Expired - Fee Related JP3983031B2 (ja) | 2001-11-05 | 2001-11-05 | 半導体電力変換装置の制御回路 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3983031B2 (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005073306A (ja) * | 2003-08-22 | 2005-03-17 | Takeshi Funaki | 自励式変換器の制御方式 |
| JP2006296055A (ja) * | 2005-04-08 | 2006-10-26 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換器の制御装置 |
| JP2007225427A (ja) * | 2006-02-23 | 2007-09-06 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 停電検出回路及び無停電電源装置 |
| JP2009165272A (ja) * | 2008-01-07 | 2009-07-23 | Railway Technical Res Inst | 制御装置、電力変換装置及び制御方法 |
| JP2009186345A (ja) * | 2008-02-07 | 2009-08-20 | Hioki Ee Corp | 位相検出方法、位相検出装置および波形測定装置 |
| JP2009225599A (ja) * | 2008-03-18 | 2009-10-01 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | 電力変換装置 |
| KR101091449B1 (ko) | 2004-11-23 | 2011-12-07 | 엘지전자 주식회사 | 단상회로의 순시전압 추정방법 |
| JP2013102670A (ja) * | 2011-10-21 | 2013-05-23 | Daihen Corp | 単相電力変換装置の制御装置 |
| JP2013143876A (ja) * | 2012-01-12 | 2013-07-22 | Daihen Corp | 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ｐｗｍコンバータシステム |
| JP2013150459A (ja) * | 2012-01-19 | 2013-08-01 | Daihen Corp | 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ｐｗｍコンバータシステム |
| JP2013169052A (ja) * | 2012-02-15 | 2013-08-29 | Daihen Corp | フィルタ、および、当該フィルタを用いた制御回路 |
| JP2013183620A (ja) * | 2012-03-05 | 2013-09-12 | Daihen Corp | モータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置 |
| JP2015126585A (ja) * | 2013-12-26 | 2015-07-06 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 多相電動機駆動装置 |
| CN104919688A (zh) * | 2012-11-14 | 2015-09-16 | Posco能源公司 | 用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法 |
| CN114050731A (zh) * | 2021-10-21 | 2022-02-15 | 西安理工大学 | 一种电压源变换器直接功率控制方法 |
-
2001
- 2001-11-05 JP JP2001339477A patent/JP3983031B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
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| JP2013143876A (ja) * | 2012-01-12 | 2013-07-22 | Daihen Corp | 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ｐｗｍコンバータシステム |
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| CN104919688A (zh) * | 2012-11-14 | 2015-09-16 | Posco能源公司 | 用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法 |
| JP2016502835A (ja) * | 2012-11-14 | 2016-01-28 | ポスコエナジー株式会社Ｐｏｓｃｏｅｎｅｒｇｙ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | インバータのリプル、並びにオフセット補償装置及びその方法 |
| US9509207B2 (en) | 2012-11-14 | 2016-11-29 | Posco Energy Co., Ltd | Apparatus for compensating for ripple and offset of inverter and method therefor |
| CN104919688B (zh) * | 2012-11-14 | 2017-05-10 | Posco 能源公司 | 用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法 |
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