JP4176709B2 - Ａｃ／ｄｃ双方向コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、ＡＣ／ＤＣ双方向コンバータに関し、特に、ＡＣ電源に同期する電気角を求める技術に関する。

一般に、ＡＣ／ＤＣ双方向コンバータ（以下、ＡＣ／ＤＣコンバータという。）は、交流電力と直流電力との間で電力エネルギーを双方向に変換する機器であり、この電力エネルギーは、例えば、インバータを介してモータを制御するために用いられる。このようなＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、無効電力を抑え過電流の発生をなくし、電力エネルギーを高効率及び低歪み率で変換するためには、インバータが接続される負荷側のＤＣバス電圧を適切に制御する必要がある。つまり、ＡＣ電源に同期させた電圧により、電力エネルギーを変換する必要がある。

図５は、従来のＡＣ／ＤＣコンバータを説明するための構成図である。このＡＣ／ＤＣコンバータ１は、インバータ４を介してモータ５を制御するために用いられ、電流検出器２０ａ〜２０ｃ、３相−２相電流フィードバック演算器２１、ＤＣバス電圧制御器２２、ｄ軸電流制御器２３、ｑ軸電流制御器２４、２相−３相電圧指令演算器２５、ＰＷＭ制御器２６、パワー素子２７、電圧フィードバック検出器２８、及び電気角演算手段１０を備えている。また、電気角演算手段１０は、電源検出器１１、及び、エッジ検出器１３と相順検出器１４と周波数検出器１５とを有する電気角出力手段１２を備えている。ＡＣ／ＤＣコンバータ１には、主回路用端子、制御用入力端子及びＤＣバス端子が設けられ、主回路用端子が、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ１からみてリアクタ３の前方（手前）側の電源ラインに接続され、制御用入力端子が、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ１からみてリアクタ３の後方側の電源ラインに接続され、ＤＣバス端子がインバータ４側（負荷側）のＤＣバスに接続される。

このような構成の下で、ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、電気角演算手段１０が制御用入力端子を介して入力されたＡＣ電源信号を用いて電気角θ１を演算し、この演算した電気角θ１を用いて電流フィードバック及び電圧指令の座標変換を行い、パルス幅変調信号を生成し、パワー素子２７がこのパルス幅変調信号を用いて電力エネルギーを変換する。

以下、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の動作について詳細に説明する。まず、電気角θ１の演算動作について説明する。電気角演算手段１０が制御用入力端子を介してＲ，Ｓ及びＴ相のＡＣ電源信号を入力すると、電源検出器１１は、入力したＡＣ電源信号を絶縁して低電圧信号に変換する。そして、電源検出器１１は、コンパレータ（図示せず）によりＡＣ電源の周期に同期した矩形波に変換し、Ｒ相及びＴ相の矩形波の低電圧ロジック信号を出力する。

電気角出力手段１２が電源検出器１１から低電圧ロジック信号を入力すると、エッジ検出器１３は、Ｒ相の低電圧ロジック信号を用いて、当該信号のエッジを検出する。このエッジにより電気角θ１の周期の始まりを特定することができる。相順検出器１４は、Ｒ相及びＴ相の低電圧ロジック信号を用いて、相順（正相または逆相）を検出する。この相順により電気角θ１の変化の方向を特定することができる。周波数検出器１５は、エッジ検出器１３により検出されたエッジと、相順検出器１４により検出された相順とを入力し、フィルタ（図示せず）により、エッジが入力される時間間隔から周期を測定し、その周期における電気角θ１の傾き（周波数）を測定する。この場合、０ｒａｄから２πｒａｄまでに変化する電気角θ１の傾きは、１周期毎に測定される平均値となり、１周期内では固定となる。そして、エッジ検出時にその時点までの１周期における傾きが測定されると、電気角出力手段１２は、次の周期における電気角θ１を、前回測定した傾きを用いて演算する。

図６は、電気角θ１と時間との関係を示す図であり、電気角θ１の演算手法を示している。すなわち、電気角出力手段１２は、エッジ検出器１３により検出されたエッジの入力タイミングで、電気角θ１をリセットする。これにより、ＡＣ電源と同期したタイミングで電気角θ１をリセットすることができる。また、電気角出力手段１２は、周波数検出器１５により検出された周波数である電気角θ１の傾きにより、相順検出器１４により検出された相順に従って電気角θ１を変化させ、当該電気角θ１を出力する。この場合、周波数である電気角θ１の傾きにより、変化させるべき電気角θ１の偏差の絶対値を設定し、相順よりその偏差の極性を設定する。そして、サンプリング毎に、その設定した絶対値分を極性に従って変化させる。このように、電気角演算手段１０は、演算した電気角θ１信号を、３相−２相電流フィードバック演算器２１及び２相−３相電圧指令演算器２５へ出力する。

次に、電気角演算手段１０により演算された電気角θ１を用いて、ＤＣバス電圧が所定の設定値になるように、パワー素子により電力エネルギーを変換する動作について説明する。図５を参照して、電流検出器２０ａ〜２０ｃは、主回路用端子におけるＡＣ電源信号のＲ，Ｓ，Ｔ各相の電流を検出し、３相−２相電流フィードバック演算器２１へフィードバックする。３相−２相電流フィードバック演算器２１は、電流検出器２０ａ〜２０ｃにより検出された電流フィードバック信号を入力し、演算処理して、ｄ軸電流フィードバック信号及びｑ軸電流フィードバック信号を出力する。

電圧フィードバック検出器２８は、パワー素子２７により変換されたＤＣバス電圧信号を入力し、ＤＣバス電圧フィードバック信号としてＤＣバス電圧制御器２２へ出力する。ＤＣバス電圧制御器２２は、電圧フィードバック検出器２８からＤＣバス電圧フィードバック信号を入力し、このＤＣバス電圧の値が所定のＤＣバス電圧設定値になるように、ＤＣバス電圧制御信号をｑ軸電流制御器２４へ出力する。

ｄ軸電流制御器２３は、３相−２相電流フィードバック演算器２１からｄ軸電流フィードバック信号を入力し、演算処理して、ｄ軸電圧指令信号を２相−３相電圧指令演算器２５へ出力する。ｑ軸電流制御器２４は、３相−２相電流フィードバック演算器２１からｑ軸電流フィードバック信号を、ＤＣバス電圧制御器２２からＤＣバス電圧制御信号をそれぞれ入力し、演算処理して、ｑ軸電圧指令信号を２相−３相電圧指令演算器２５へ出力する。２相−３相電圧指令演算器２５は、ｄ軸電流制御器２３からｄ軸電圧指令信号を、ｑ軸電流制御器２４からｑ軸電圧指令信号を、電気角演算手段１０から電気角θ１信号をそれぞれ入力し、演算処理して、Ｒ相，Ｔ相及びＳ相の電圧指令信号を出力する。ＰＷＭ制御器２６は、２相−３相電圧指令演算器２５から３相の電圧指令信号を入力し、当該電圧指令信号と、図示しない発振器で発生する信号、例えば、三角波信号またはのこぎり波信号とを図示しないコンパレータに入力し、演算処理して、パルス幅変調信号をパワー素子２７へ出力する。パワー素子２７は、ＰＷＭ制御器２６からパルス幅変調信号を入力し、スイッチング素子のスイッチング動作により、ＡＣ／ＤＣ変換を行う。

また、図５に示したＡＣ／ＤＣコンバータ１に類似するＡＣ／ＤＣコンバータも開示されている（例えば、特許文献１を参照）。このＡＣ／ＤＣコンバータは、位相検出器が電源のＲ相電圧信号を入力し、Ｒ相電圧が０Ｖになるタイミングを用いてクロックパルスを計数することにより電気角（電圧位相）を検出する。そして、この電気角を用いてパスル変調信号を生成する。

特開２００３−１６９４９５号公報（段落００２４〜００３４、図１、図２）

しかしながら、従来のＡＣ／ＤＣコンバータでは、ＡＣ電源信号を検出して低電圧信号に変換するための回路等（図５では、電源検出器１１やエッジ検出器１３等が相当する。）が必要となる。このため、部品点数が増加し、コストアップが生じるという問題があった。また、部品点数の増加に伴って、故障する確率が高くなるという問題もあった。

また、従来のＡＣ／ＤＣコンバータでは、電気角演算手段１０が、測定した周期を用いて電気角θ１の傾き（偏差）を測定しているため、１周期前のＡＣ電源に対応した電気角θ１を演算している。つまり、３相−２相電流フィードバック演算器２１及び２相−３相電圧指令演算器２５は、１周期前のＡＣ電源に対応する電気角θ１を入力して演算処理を行っている。このため、電気角θ１がＡＣ電源に完全に同期していないという問題があった。

さらに、従来のＡＣ／ＤＣコンバータでは、電気角θ１を演算するために、ＡＣ電源信号を入力する制御用入力端子が必要となる。これは、ＡＣ電源信号の周波数等を測定するために、ＡＣ／ＤＣコンバータからみてリアクタの後側のＡＣ電源信号が必要となるからである。このため、この制御用入力端子と、電力エネルギーを変換するためのＡＣ電源信号の電源ラインが接続される主回路用端子とを別々に設けることになり、これらの配線を間違える可能性があるという問題があった。

そこで、本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、主回路用のＡＣ電源信号とは別に制御用のＡＣ電源信号を入力することなく、簡易な構成により、ＡＣ電源の周波数に同期した電気角を求めることが可能なＡＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明のＡＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ電源がリアクタを介して接続されるＡＣ電源接続部と、負荷が接続されるＤＣバス接続部とを備え、ＡＣ電圧に基づいて演算した電気角を用いて、ＡＣ電源接続部における電流フィードバック信号の座標変換、及びパワー素子をスイッチングするための電圧指令信号の座標変換を行い、ＡＣ電源接続部とＤＣバス接続部との間の電力エネルギーを変換するＡＣ／ＤＣ双方向コンバータにおいて、前記ＡＣ電源接続部におけるＡＣ電圧のフィードバック信号を検出し、相間電圧信号を生成する電圧フィードバック検出器と、前記相間電圧信号に基づいて、ＡＣ電圧を静止座標系及び回転座標系で表す電圧ベクトルに変換して、電気角を演算する電気角演算手段と、該電気角演算手段により演算された電気角の変化を制限し、内部モデル化した推定電気角を求め、該推定電気角と同期するように第２の電気角を演算する第２の電気角演算手段とを備え、該第２の電気角演算手段により演算された第２の電気角を用いて、前記座標変換及び電力エネルギー変換を行うことを特徴とする。

この場合、前記第２の電気角演算手段は、第２の電気角が推定電気角と同期するための周波数偏差信号を生成し、該周波数偏差信号の変化を制限し、予め設定された基準周波数を用いて周波数指令信号を生成し、該周波数指令信号から第２の電気角を演算することが好ましい。

以上のように、本発明のＡＣ／ＤＣコンバータによれば、電力エネルギー変換を行うためのＡＣ電源接続部とは別に、電気角を求めるための制御用ＡＣ電源接続部を備えていないから、この制御用ＡＣ電源接続部への配線が必要ない。また、ＡＣ電源の周期の始まり、周波数及び相順を意識することなく電気角を求めることができるので、これら周期の始まり等を得るための電源用の回路が不要となる。これにより、簡易な構成のＡＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。

また、本発明のＡＣ／ＤＣコンバータによれば、ＡＣ電圧フィードバック信号から相間電圧信号を生成し、この相間電圧信号に基づいて電気角を求めるようにした。これにより、ＡＣ電源の周波数に確実に同期した電気角を求めることができる。この電気角を用いて電流フィードバック及び電圧指令の座標変換を行うから、負荷側のＤＣバス電圧を適切に制御することができ、電力エネルギーを高効率及び低歪み率で変換することができる。

また、本発明のＡＣ／ＤＣコンバータによれば、演算した電気角の変化を制限し、内部モデル化した推定電気角に同期するように新たな電気角を求めるようにした。これにより、ＡＣ電源がノイズや瞬時停電の影響を受けた場合であっても、その影響を抑えた電気角を求めることができる。したがって、負荷側のＤＣバス電圧の安定した制御を実現することができ、電力エネルギーを一層、高効率及び低歪み率で変換することができる。

以下、本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータの実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
〔実施例１〕
図１は、本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータの第１の実施例を示す構成図である。このＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、電流検出器２０ａ〜２０ｃ、３相−２相電流フィードバック演算器２１、ＤＣバス電圧制御器２２、ｄ軸電流制御器２３、ｑ軸電流制御器２４、２相−３相電圧指令演算器２５、ＰＷＭ制御器２６、パワー素子２７、電圧フィードバック検出器１２８、及び電気角演算手段１１０を備えている。ＡＣ／ＤＣコンバータ１には、主回路用端子及びＤＣバス端子が設けられ、主回路用端子が、リアクタ３を介してＡＣ電源２に接続され、ＤＣバス端子がインバータ４を介してモータ５に接続される。

このＡＣ／ＤＣコンバータ１００と図５に示した従来のＡＣ／ＤＣコンバータ１とを比較すると、両コンバータは、電流検出器２０、３相−２相電流フィードバック演算器２１、ＤＣバス電圧制御器２２、ｄ軸電流制御器２３、ｑ軸電流制御器２４、２相−３相電圧指令演算器２５、ＰＷＭ制御器２６及びパワー素子２７を備えており、主回路用端子及びＤＣバス端子が設けられている点で共通する。しかし、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の負荷側のＤＣバス電圧と、ＡＣ電源側のＡＣ電源電圧とを入力する電圧フィードバック検出器１２８、及び、電圧フィードバック検出器１２８の出力信号であるＡＣライン間の相間電圧を用いて電気角θ２を演算する電気角演算手段１１０を備えており、制御用入力端子が設けられていない点で、図５に示したＡＣ／ＤＣコンバータ１と相違する。尚、図１において、図５と共通する部分には図５と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。

このような構成の下で、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ１００内部のＡＣ電源電圧（ＡＣ電源側の主回路用端子におけるＡＣ電圧）を用いて電気角θ２を演算し、この演算した電気角θ２を用いて電流フィードバック及び電圧指令の座標変換を行い、ＡＣ電源に同期したパルス幅変調信号を生成し、パワー素子２７がこのパルス幅変調信号を用いて電力エネルギーを変換する。

以下、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００における電気角θ２の演算動作について詳細に説明する。電圧フィードバック検出器１２８は、パワー素子２７のＤＣ側であるＤＣバス電圧信号を入力し（図１のａ，ｂ）、ＤＣバス電圧フィードバック信号としてＤＣバス電圧制御器２２へ出力する。また、電圧フィードバック検出器１２８は、パワー素子２７のＡＣ側であるＡＣ電源電圧信号を入力し、相間電圧信号として電気角演算手段１１０へ出力する。具体的には、電圧フィードバック検出器１２８は、Ｒ、Ｓ、Ｔ３相のＡＣ電源電圧信号を入力し、以下の数式（１）及び（２）に基づいた演算処理を行い、Ｒ−Ｓ相の相間電圧信号Ｖ_RS、及びＳ−Ｔ相の相間電圧信号Ｖ_STを電気角演算手段１１０へ出力する。
Ｖ_RS＝Ｖ_R−Ｖ_S ・・・ （１）
Ｖ_ST＝Ｖ_S−Ｖ_T ・・・ （２）

電気角演算手段１１０は、電圧フィードバック検出器１２８から相間電圧信号Ｖ_RS及びＶ_STを入力し、以下の数式（３）〜（１６）に基づいた演算処理を行い、電気角θ２を３相−２相電流フィードバック演算器２１及び２相−３相電圧指令演算器２５へ出力する。図２は、Ｒ、Ｓ、Ｔ３相のＡＣ電源電圧の電圧ベクトルＶｓとｄ_s−ｑ_s座標系及びｄ_ｅ−ｑ_ｅ座標系との関係を示す図である。ここで、ｄ_ｓ−ｑ_ｓ座標は静止座標系であり、ｄ_ｅ−ｑ_ｅ座標は回転座標系である。すなわち、図２は、Ｒ、Ｓ、Ｔ３相のＡＣ電源電圧を２相変換した電圧ベクトルＶｓと、静止座標系ｄ_s−ｑ_s（ｄ_sは下方向を正とする）及び回転座標ｄ_ｅ−ｑ_ｅとの関係を示す図である。尚、ベクトルＶｑｓは、静止座標系ｄ_s−ｑ_sの座標上における電圧ベクトルＶｓのｑ_s成分、ベクトルＶｄｓは、電圧ベクトルＶｓのｄ_s成分を示す。この場合、Ｒ、Ｓ、Ｔ３相のＡＣ電源電圧に基づいた電圧ベクトルＶｓとｑ_s軸の正方向とのなす角度が、電気角θ２となる。

次に、電気角θ２の算定式について説明する。図２において定義されたｑ_s方向、及びこれに直交するｄ_s方向の電圧をそれぞれＶｑs、Ｖｄsとし、このＶｑs、Ｖｄs各値からＡＣ電源電圧の電気角θ２を演算することができる。すなわち、相間電圧Ｖ_RS及びＶ_STの値を使ってＶｑs、Ｖｄsは、以下の数式となる。

そして、Ｖｑs、Ｖｄsの絶対値表示をそれぞれＶｑsa、Ｖｄsaとすると、

を求める。ここでａｂｓは、絶対値を表わす。

そして、Ｖｄs、Ｖｑs、Ｖｑsa、Ｖｄsa各値の大きさに応じて以下に示すような数式を選択して電気角θを演算し、この電気角θから電気角θ２を求める。すなわち、
Ｖｄs≦０である場合において、
もし、Ｖｑs≧０であり、かつ、Ｖｑsa＞Ｖｄsaであるならば、以下のようになる。
θ＝ａｔａｎ（Ｖｄsa／Ｖｑsa） ・・・ （７）
もし、Ｖｑs≧０であり、かつＶｑsa≦Ｖｄsaであるならば、以下のようになる。
θ＝π／２−ａｔａｎ（Ｖｑsa／Ｖｄsa） ・・・ （８）
もし、Ｖｑs＜０であり、かつ、Ｖｑsa＜Ｖｄsaであるならば、以下のようになる。
θ＝π／２＋ａｔａｎ（Ｖｑsa／Ｖｄsa） ・・・ （９）
もし、Ｖｑs＜０であり、かつ、Ｖｑsa≧Ｖｄsaであるならば、以下のようになる。
θ＝π−ａｔａｎ（Ｖｄsa／Ｖｑsa） ・・・ （１０）
Ｖｄs＞０である場合において、
もし、Ｖｑs＜０であり、かつ、Ｖｑsa＞Ｖｄsaであるならば、以下のようになる。
θ＝π＋ａｔａｎ（Ｖｄsa／Ｖｑsa） ・・・ （１１）
もし、Ｖｑs＜０であり、かつＶｑsa≦Ｖｄsaであるならば、以下のようになる。
θ＝３π／２−ａｔａｎ（Ｖｑsa／Ｖｄsa） ・・・ （１２）
もし、Ｖｑs≧０であり、かつ、Ｖｑsa＜Ｖｄsaであるならば、以下のようになる。
θ＝３π／２＋ａｔａｎ（Ｖｑsa／Ｖｄsa） ・・・ （１３）
もし、Ｖｑs≧０であり、かつ、Ｖｑsa≧Ｖｄsaであるならば、以下のようになる。
θ＝２π−ａｔａｎ（Ｖｄsa／Ｖｑsa） ・・・ （１４）
となる。そして、演算した電気角θの時間的変化（傾き）を算出し、この傾きが正の場合は正の相順、傾きが負の場合は負の相順であると判断し、以下の数式により電気角θ２を求める。
θ２＝θ （相順が正の場合） ・・・ （１５）
θ２＝π−θ （相順が負の場合） ・・・ （１６）
したがって、以上の説明により、電気角θ２は、電圧ベクトルＶｓのｄ_s方向及びｑ_s方向の各成分Ｖｄｓ、Ｖｑｓの絶対値Ｖｄｓa、Ｖｑｓaの比に依存することが分かる。このように、電気角演算手段１１０は、電気角θ２を演算し、電気角θ２信号を３相−２相電流フィードバック演算器２１及び２相−３相電圧指令演算器２５へ出力する。

電気角演算手段１１０により演算された電気角θ２を用いて、ＤＣバス電圧が所定の設定値になるように、パワー素子２７により、ＤＣバス電圧信号とＡＣ電源電圧信号との間で電力エネルギーが変換される。図１に戻って、電流検出器２０、３相−２相電流フィードバック演算器２１、ＤＣバス電圧制御器２２、ｄ軸電流制御器２３、ｑ軸電流制御器２４、２相−３相電圧指令演算器２５、ＰＷＭ制御器２６及びパワー素子２７は、図５に示した各種の制御器等と同様の機能を有するため、ここでは詳細な説明を省略する。この場合、３相−２相電流フィードバック演算器２１は、電流検出器２０ａ〜２０ｃにより検出された電流フィードバック信号を、電気角演算手段１１０から電気角θ２信号をそれぞれ入力し、ＡＣ電源と同期した演算処理を行い、ｄ軸電流フィードバック信号をｄ軸電流制御器２３へ、ｑ軸電流フィードバック信号をｑ軸電流制御器２４へそれぞれ出力する。また、２相−３相電圧指令演算器２５は、ｄ軸電流制御器２３からｄ軸電圧指令信号を、ｑ軸電流制御器２４からｑ軸電圧指令信号を、電気角演算手段１１０から電気角θ２信号をそれぞれ入力し、ＡＣ電源と同期した演算処理を行い、Ｒ相，Ｔ相及びＳ相の電圧指令信号をＰＷＭ制御器２６へ出力する。

以上のように、実施例１のＡＣ／ＤＣコンバータ１００によれば、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ１００に内蔵されている電圧フィードバック検出器１２８が、ＡＣ電源電圧信号を入力して相間電圧Ｖ_RS及びＶ_STを出力し、電気角演算手段１１０が、この相間電圧を用いて電気角θ２を演算するようにした。これにより、電圧フィードバック検出器１２８とは別にＡＣ電源電圧を検出するための回路（図５に示した電源検出器１１）が不要となり、ＡＣ電源の周期の始まり、周波数及び相順を測定するための回路であるエッジ検出器１３、相順検出器１４及び周波数検出器１５も不要となる。したがって、部品点数が増加することがなく、故障する確率が高くなるという問題を解消することができる。また、図５に示したような制御用入力端子、及び、制御用入力端子への配線が不要となるから、主回路用端子への配線を間違えることなく正しく行うことができる。

また、実施例１のＡＣ／ＤＣコンバータ１００によれば、電気角演算手段１１０が、電圧フィードバック検出器１２８から相間電圧Ｖ_RS及びＶ_STを入力し電気角θ２を演算するようにした。これにより、ＡＣ電源信号においてその時点の電気角θ２を常に演算しているから、図５に示したようにＡＣ電源と電気角と間で１周期のずれを生じることがなく、ＡＣ電源に確実に同期した電気角θ２を演算することができる。したがって、３相−２相電流フィードバック演算器２１及び２相−３相電圧指令演算器２５は、ＡＣ電源に同期した電気角θ２を用いて座標変換を行うから、電気エネルギーを高効率及び低歪み率で変換することができる。

〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。図３は、本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータの第２の実施例を示す構成図である。このＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、図１に示したＡＣ／ＤＣコンバータ１００の各構成要素に加えて、さらに、電気角同期制御手段２１０及び周波数／電気角変換器２２０を備えている。尚、図３において、図１と共通する部分には図１と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。

このような構成の下で、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ１００内部のＡＣ電源電圧（ＡＣ電源側の主回路用端子におけるＡＣ電圧）を用いて電気角θ２を演算し、ＡＣ電源電圧がノイズや瞬時停電の影響を受けた場合であっても急激に変化しないような電気角θ３を、電気角θ２を用いて演算し、この演算した電気角θ３を用いて電流フィードバック及び電圧指令の座標変換を行い、ＡＣ電源に同期したパルス幅変調信号を生成し、パワー素子２７がこのパルス幅変調信号を用いて電力エネルギーを変換する。つまり、ＡＣ電源電圧がノイズや瞬時停電の影響を受けて、ＡＣ電源電圧が急激に変化した場合には、図５においては、ＡＣ電源周期の始まり、周波数及び相順が変化して電気角θ１にその影響が現れてしまう。また、図１においても電気角θ２にその影響が現れてしまう。この影響を受け難くするため、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、電気角θ２を用いて新たな電気角θ３を演算する。したがって、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、図１に示したＡＣ／ＤＣコンバータ１００よりも安定したＤＣバス電圧制御を実現することができる。

以下、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００における電気角θ３の演算動作について詳細に説明する。電気角演算手段１１０が電気角θ２を演算して出力する動作は、図１と同様である。電気角同期制御手段２１０は、電気角演算手段１１０から電気角θ２信号を、周波数／電気角変換器２２０から電気角θ３をそれぞれ入力し、電気角同期制御を行い、周波数指令信号を周波数／電気角変換器２２０へ出力する。周波数／電気角変換器２２０は、電気角同期制御手段２１０から周波数指令信号を入力し、演算処理して当該周波数指令信号を電気角θ３に変換し、当該電気角θ３を３相−２相電流フィードバック演算器２１及び２相−３相電圧指令演算器２５へ出力すると共に、電気角同期制御手段２１０へフィードバックする。

図４は、図３に示した電気角同期制御手段２１０の内部構成図である。この電気角同期制御手段２１０は、ＡＣ電源電圧がノイズや瞬時停電の影響を受けた場合に電気角θ２に現れる変化分を取り除き、かつ、基準周波数に合わせた新たな電気角θ３を演算するための周波数指令信号を生成する。すなわち、電気角同期制御手段２１０は、ノイズ等の影響を受けない本来のＡＣ電源に同期した電気角θ３を演算するために必要な周波数指令信号を生成する。図４を参照して、この電気角同期制御手段２１０は、微分器２１１、リミッタ２１２、フィルタ２１３、電気角モデル演算器２１４、電気角周波数制御器２１５、リミッタ２１６及び加算器２１７を備えている。

電気角同期制御手段２１０の微分器２１１は、電気角演算手段１１０から電気角θ２を入力し、その変化量（傾き）を求める。リミッタ２１２は、微分器２１１から電気角θ２の変化量を入力し、その変化量が所定の上限値以下になるように制限する。フィルタ２１３は、リミッタ２１２から電気角θ２の変化量を入力し、例えば５次のトランバーサルフィルタにより、急激な変化を除去する。電気角モデル演算器２１４は、フィルタ２１３から電気角θ２の変化量を入力し、当該変化量を積分して内部モデル化した推定電気角を演算する。この推定電気角は、前述のノイズ等の影響を抑えた電気角である。

電気角周波数制御器２１５は、電気角モデル演算器２１４から推定電気角を、周波数／電気角変換器２２０から電気角θ３をそれぞれ入力し、当該推定電気角と電気角θ３とが同期するように演算処理して、周波数偏差信号を出力する。すなわち、電気角周波数制御器２１５は、電気角θ３が推定電気角に同期するように、周波数偏差信号を生成して出力する。電気角θ３が推定電気角に同期した場合には、周波数偏差信号は０となり、電気角θ３は、前述のノイズ等の影響を抑えた電気角となる。

リミッタ２１６は、電気角周波数制御器２１５から周波数偏差信号を入力し、当該周波数偏差信号が急激に変化した場合であっても（推定電気角が急激に変化した場合であっても）、その周波数偏差信号の変化量が所定の上限値以下になるように制限する。加算器２１７は、リミッタ２１６から周波数偏差信号を入力し、当該周波数偏差信号と、予め設定された電気角基準周波数信号とを加算処理して、周波数指令信号を周波数／電気角変換器２２０へ出力する。このように、電気角同期制御手段２１０は、周波数／電気角変換器２２０により変換して出力される電気角θ３が、電気角モデル演算器２１４により演算される推定電気角に同期するように、周波数指令信号を生成して出力する。したがって、周波数／電気角変換器２２０が出力する電気角θ３は、ＡＣ電源がノイズ等の影響を受けた場合であっても、その影響を抑えた電気角とすることができる。

図３を参照して、周波数／電気角変換器２２０は、電気角θ３信号を３相−２相電流フィードバック演算器２１、２相−３相電圧指令演算器２５及び電気角同期制御手段２１０へ出力する。そして、電気角演算手段１１０、電気角同期制御手段２１０及び周波数／電気角変換器２２０により演算された電気角θ３を用いて、ＤＣバス電圧が所定の設定値になるように、パワー素子２７により、ＤＣバス電圧信号とＡＣ電源電圧信号との間で電力エネルギーが変換される。電流検出器２０、３相−２相電流フィードバック演算器２１、ＤＣバス電圧制御器２２、ｄ軸電流制御器２３、ｑ軸電流制御器２４、２相−３相電圧指令演算器２５、ＰＷＭ制御器２６及びパワー素子２７は、図１及び図５に示した各種の制御器等と同様の機能を有するため、ここでは詳細な説明を省略する。この場合、３相−２相電流フィードバック演算器２１は、電流検出器２０ａ〜２０ｃにより検出された電流フィードバック信号を、周波数／電気角変換器２２０から電気角θ３信号をそれぞれ入力し、ＡＣ電源と同期した演算処理を行い、ｄ軸電流フィードバック信号をｄ軸電流制御器２３へ、ｑ軸電流フィードバック信号をｑ軸電流制御器２４へそれぞれ出力する。また、２相−３相電圧指令演算器２５は、ｄ軸電流制御器２３からｄ軸電圧指令信号を、ｑ軸電流制御器２４からｑ軸電圧指令信号を、周波数／電気角変換器２２０から電気角θ３信号をそれぞれ入力し、ＡＣ電源と同期した演算処理を行い、Ｒ相，Ｔ相及びＳ相の電圧指令信号をＰＷＭ制御器２６へ出力する。

以上のように、実施例２のＡＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、電気角同期制御手段２１０及び周波数／電気角変換器２２０が、電気角θ２の調整幅に制限を設けると共に、内部モデル化した推定電気角の変化にも制限を設け、電気角θ３を生成して出力するようにした。これにより、ＡＣ電源がノイズや瞬時停電の影響を受けた場合であっても、電気角θ３は推定電気角に同期するから、その影響を受け難い電気角θ３を出力することができる。

また、実施例２のＡＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、周波数／電気角変換器２２０が、電気角同期制御手段２１０により生成された周波数指令信号を用いて、電気角θ３を生成するようにし、電気角同期制御手段２１０が、推定電気角が大きく変化した場合であっても、その周波数指令信号の変化を制限するようにした。これにより、電気角θ３を生成するための周波数指令信号は、商用周波数である基準周波数から大きく外れることがない。

また、実施例２のＡＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、３相−２相電流フィードバック演算器２１及び２相−３相電圧指令演算器２５が、ＡＣ電源に確実に同期し、かつ、ノイズ等の影響を受け難い電気角θ３を用いて座標変換を行うから、ＤＣバス電圧の安定した制御を実現することができ、実施例１よりも一層、電気エネルギーを高効率及び低歪み率で変換することができる。

本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータの第１の実施例を示す構成図である。 電圧ベクトルＶｓとｄ_ｓ−ｑ_ｓ座標系及びｄ_ｅ−ｑ_ｅ座標系との関係を示す図である。 本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータの第２の実施例を示す構成図である。 図３のＡＣ／ＤＣコンバータにおける電気角周期演算器の一例を示す内部構成図である。 従来のＡＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。 電気角θ１と時間との関係を示す図である。

符号の説明

１，１００，２００ ＡＣ／ＤＣコンバータ
２ ＡＣ電源
３ リアクタ
４ インバータ
５ モータ
１０，１１０ 電気角演算手段
１１ 電源検出器
１２ 電気角出力手段
１３ エッジ検出器
１４ 相順検出器
１５ 周波数検出器
２０ 電流検出器
２１ ３相−２相電流フィードバック演算器
２２ ＤＣバス電圧制御器
２３ ｄ軸電流制御器
２４ ｑ軸電流制御器
２５ ２相−３相電圧指令演算器
２６ ＰＷＭ制御器
２７ パワー素子
２８，１２８ 電圧フィードバック検出器
２１０ 電気角同期制御手段
２１１ 微分器
２１２，２１６ リミッタ
２１３ フィルタ
２１４ 電気角モデル演算器
２１５ 電気角周波数制御器
２１７ 加算器
２２０ 周波数／電気角変換器

Claims (2)

1. ＡＣ電源がリアクタを介して接続されるＡＣ電源接続部と、負荷が接続されるＤＣバス接続部とを備え、ＡＣ電圧に基づいて演算した電気角を用いて、ＡＣ電源接続部における電流フィードバック信号の座標変換、及びパワー素子をスイッチングするための電圧指令信号の座標変換を行い、ＡＣ電源接続部とＤＣバス接続部との間の電力エネルギーを変換するＡＣ／ＤＣ双方向コンバータにおいて、
   前記ＡＣ電源接続部におけるＡＣ電圧のフィードバック信号を検出し、相間電圧信号を生成する電圧フィードバック検出器と、
   前記相間電圧信号に基づいて、ＡＣ電圧を静止座標系及び回転座標系で表す電圧ベクトルに変換して、電気角を演算する電気角演算手段と、
   該電気角演算手段により演算された電気角の変化を制限し、内部モデル化した推定電気角を求め、該推定電気角と同期するように第２の電気角を演算する第２の電気角演算手段とを備え、
   該第２の電気角演算手段により演算された第２の電気角を用いて、前記座標変換及び電力エネルギー変換を行うことを特徴とするＡＣ／ＤＣ双方向コンバータ。
2. 請求項１に記載のＡＣ／ＤＣ双方向コンバータにおいて、
   前記第２の電気角演算手段は、第２の電気角が推定電気角と同期するための周波数偏差信号を生成し、該周波数偏差信号の変化を制限し、予め設定された基準周波数を用いて周波数指令信号を生成し、該周波数指令信号から第２の電気角を演算することを特徴とするＡＣ／ＤＣ双方向コンバータ。

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