JP2012213254A - 電源電圧位相の検出装置及び電源電圧位相の検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成で逐次的に電源電圧位相を高精度に検出することが可能な電源電圧位相の検出装置及び電源電圧位相の検出方法を提供すること。
【解決手段】
多相電源電圧の位相を検出する電源電圧位相の検出装置であって、前記多相電源電圧の相電圧又は線間電圧を直交固定座標系に変換した後、前記直交固定座標系から、前記多相のうち任意の相のピーク電圧を示す電圧軸と、同電圧軸に直交する電圧軸とを持つ直交回転座標系に変換する座標系変換手段と、前記直交する電圧軸の軸上の電圧値が０になるように、前記直交回転座標系に変換するための位相を調整する位相調整手段と、を備え、前記直交回転座標系に変換するための位相を、前記任意の相の電圧の位相として推定する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電源電圧位相の検出装置及び電源電圧位相の検出方法に関する。

商用電源電圧位相に同期した信号は、コンバータ等の電力変換装置を制御する場合に多く使用される。商用電源電圧位相の検出方法として、一般的に、電圧波形（の分圧値）と０Ｖを比較器で比較して、０クロスポイントで反転する矩形波パルスを生成する方法が使用されている。かかる方法によれば、矩形波パルスのエッジ間の時間を計測することにより、商用電源電圧の半周期時間が分かり、さらに、この半周期時間を等分割することにより、各ポイントの位相を知ることができる。

しかしながら、かかる方法では、比較的安価に電源電圧位相を検出することができるが、比較器にノイズなどが混入した場合に、電源電圧位相を誤検出するおそれがある。また、このノイズを除去するためにフィルタを挿入することが考えられるが、遅延時間などを考慮してフィルタ設計をしなくてはならない。また、０クロス間の時間を測定するため、得られる周期情報は少なくとも半周期前のものとなり、逐次的に電源電圧位相を検出することができない。このように、０クロス点による電源電圧位相の検出方法は、使用するノイズ環境を勘案したフィルタ設計と、その効果と相反する遅延時間の配慮など、設計が難しくなる上、信頼性も低下するという問題がある。

上記のノイズ対策や逐次的な位相出力を行うものとして、特許文献１が公知である。かかる特許文献１の双方向コンバータでは、電圧フィードバック検出器が、ＡＣ電源電圧信号を入力して相間電圧を生成し、電気角演算手段は、相間電圧を用いてＡＣ電源の電圧ベクトルを生成して、位相角（電気角）θを演算し、３相−２相電流フィードバック演算器は、この演算された位相角θを用いて電流フィードバックの座標変換を行い、２相−３相電圧指令演算器は、当該位相角θを用いて電圧指令の座標変換を行う。また、特許文献１の双方向コンバータでは、ノイズ除去動作を、固定座標系において２相変換して求めた位相角θを微分器に通じて各周波数に戻してフィルタリングすることによって実現している。

特開２００６−１８７０８２号公報

しかしながら、特許文献１では、電気角θを微分器に通すことはノイズ成分を増加させる働きがあり、急峻な変化は後段の電気角モデル演算器による積分動作でも取り切れない可能性がある。このノイズは電気角差分周波数制御器の出力に影響して位相角の誤差を招くおそれがある。また、商用周波数の違いによって回路チューニングが異なることも考慮する必要がある。さらに、制御のフローが、位相→角周波数→位相→差分角周波数→位相と状態が何度も変化するため、全体の回路調整が複雑となり、設計が難しくなるという問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、簡単な構成で逐次的に電源電圧位相を高精度に検出することが可能な電源電圧位相の検出装置及び電源電圧位相の検出方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、多相電源電圧の位相を検出する電源電圧位相の検出装置であって、前記多相電源電圧の相電圧又は線間電圧を直交固定座標系に変換した後、前記直交固定座標系から、前記多相のうち任意の相のピーク電圧を示す電圧軸と、同電圧軸に直交する電圧軸とを持つ直交回転座標系に変換する座標系変換手段と、前記直交する電圧軸の軸上の電圧値が０になるように、前記直交回転座標系に変換するための位相を調整する位相調整手段と、を備え、前記直交回転座標系に変換するための位相を、前記任意の相の電圧の位相として推定することを特徴とする。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記多相電源電圧は、３相電源電圧であって、
前記座標変換手段は、前記直交固定座標系のうち、前記任意の相の軸と同じ向きの軸をα軸、同α軸に直交する軸をβ軸としたとき、前記３相電源電圧を前記直交固定座標系に変換した場合の前記α軸上の電圧をＶ_α、前記β軸上の電圧をＶ_βとし、前記直交回転座標系のうち、前記任意の相のピーク電圧を示す電圧軸をＰ軸、同Ｐ軸に直交する電圧軸をＺ軸としたとき、前記直交固定座標系上の電圧Ｖ_αとＶ_βを前記直交回転座標系に変換した場合の、前記Ｐ軸上の電圧をＶ_P、前記Ｚ軸上の電圧をＶ_ｚ、前記α軸から前記Ｚ軸までの前記位相をθとした場合、前記直交固定座標系から前記直交回転座標系への変換は、
下式（３）で行うことが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記位相調整手段は、ＰＩ制御により、前記直交する電圧軸の電圧値が０になるように、前記直交回転座標系に変換するための位相を演算して、前記座標回転手段にフィードバックして位相を推定することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記推定された位相は、ＡＣ−ＤＣコンバータで使用されることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記任意の相の電圧の電圧値をＡ／Ｄ変換して、変換後の数値データを用いて位相を推定することが望ましい。

また、上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、多相電源電圧の位相を検出する電源電圧位相の検出方法であって、前記複多相電源電圧の相電圧又は線間電圧を直交固定座標系に変換した後、前記直交固定座標系から、前記多相のうち任意の相のピーク電圧を示す電圧軸と、前記軸に直交する電圧軸を持つ直交回転座標系に変換する工程と、前記直交する電圧軸の軸上の電圧値が０になるように、前記直交回転座標系に変換するための位相を調整する工程と、を含み、前記直交回転座標系に変換するための位相を、前記任意の相の電圧の位相として推定することを特徴とする。

本発明によれば、簡単な構成で逐次的に電源電圧位相を高精度に検出することが可能な複相電源電圧位相の検出装置を提供することが可能になるという効果を奏する。

図１は、本発明の電源電圧位相の検出装置を適用したコンバータ装置の概略を示すブロック図である。 図２は、位相推定器の構成を示すブロック図である。 図３は、位相推定器内の座標定義（Ｒ−Ｓ−Ｔ座標系、α−β座標系、Ｐ−Ｚ座標系）を説明するための図である。 図４は、Ｒ相電圧Ｖ_Rの位相０度（電圧０V）近傍を拡大した図である。 図５は、推定位相角θ^∧がR相電圧Ｖ_Rの実際の電圧波形よりも遅れている状態を座標上で示した図である。 図６は、推定位相角θ^∧がR相電圧Ｖ_Rの実際の電圧波形よりも進んでいる状態を座標上で示した図である。 図７は、電力変換装置のシミュレーション結果の一例を示す図である。

以下に、本発明に係る電源電圧位相の検出装置及びその方法の実施形態を図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、下記実施の形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるもの又は実質的に同一のものが含まれる。

本実施の形態の電源電圧位相の検出装置では、多相（例えば、３相）電源の相電圧又は線間電圧を、直交固定座標系に変換した後、直交固定座標系から、多相中の任意（例えば、Ｒ相）のピーク電圧を指す電圧軸と、この電圧軸に直交する電圧軸とを持つ直交回転座標系に変換し、直交する変換軸の電圧値が０になるように、直交回転座標変換するための位相角を制御し、直交回転座標系に変換するための位相を、任意の相の電圧の位相として推定することにより、簡単な構成で逐次的（瞬時的）に電源電圧位相を高精度に検出する。

図１は、本発明の電源電圧位相の検出装置を適用した電力変換装置１の概略を示すブロック図である。同図において、電源電圧位相の検出に関する部分については詳細に説明し、それ以外の部分については図示及び説明を簡略化する。図１に示すように、電力変換装置１は、商用電源である三相交流電源１０と、Ａ／Ｄ変換器２０と、位相推定器３０と、コンバータ４０と、インバータ５０と、モータ６０とを備えている。

三相交流電源１０から出力される３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の各電圧がコンバータ４０に出力される。コンバータ４０は、三相交流電源１０から入力される３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の各電圧をＤＣ電圧に変換してインバータ５０に出力する。コンバータ４０は、双方向スイッチ制御回路４１と、双方向スイッチ４２と、全波整流回路４３とを備えている。

双方向スイッチ制御回路４１は、電流指令値（不図示）、電流検出値（不図示）、及び三相交流電源１０のＲ相電圧の推定位相角θ^∧に基づき、双方向スイッチ４２のスイッチングパターン（ＰＷＭ信号）を生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ４２のスイッチング素子をスイッチング制御する。双方向スイッチ４２は、三相交流電源１０からの全波整流回路４３への各相電圧の入力をＯＮ／ＯＦＦする。全波整流回路４３は、三相交流電源１０から入力される３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の各電圧を直流電圧に変換して、インバータ５０に出力する。

インバータ５０は、コンバータ４０から入力される直流電圧を交流電圧に変換してモータ５０を駆動する。

Ａ／Ｄ変換器２０は、三相交流電源１０から出力されるＲ相，Ｓ相，Ｔ相の各電圧を所定のサンプリング周期でＡ／Ｄ変換して、位相推定器３０に出力する。位相推定器３０は、３相交流電源１０のＲ相電圧Ｖ_Rの推定位相θ^∧を算出して、コンバータ４０の双方向スイッチ制御回路４１に出力する。

図２〜図７を参照して、位相推定器３０の構成及び動作原理を詳細に説明する。図２は、位相推定器３０の構成を示すブロック図である。図３は、位相推定器３０内の座標定義（Ｒ−Ｓ−Ｔ座標系、α−β座標系、Ｐ−Ｚ座標系）を説明するための図である。位相推定器３０内の座標は、図３に示す座標に対応している。

位相推定器３０は、例えば、マイコンで構成することができ、図２に示すように、３相−２相座標変換器３１と、推定座標変換器３２と、角周波数推定器３３と、積分器３４とを備えている。

３相−２相座標変換器３１は、Ａ／Ｄ変換器２０から入力される３相の電圧Ｖ_R、Ｖ_S、Ｖ_Tを２相固定直交座標系（α−β座標系）の２相の電圧Ｖ_α、Ｖ_βに変換して、推定座標変換器２０２に出力する。図３において、２相固定直交座標系（α−β座標系）のα軸はＲ相の軸と同じ向きであり、β軸はその軸に直交する。３相固定座標系（Ｒ−Ｓ−Ｔ座標系）と、２相固定直交座標系（α−β座標系）の変換は、例えば、一般的な変換式である下式（１）により行うことができる。

３相の電圧Ｖ_R、Ｖ_S、Ｖ_Tを使用して上式（１）により２相の電圧Ｖ_α、Ｖ_βを演算してもよいが、本実施の形態では、３相の電圧振幅が等しく、互いに１２０°の位相差があるとして、Ｒ相とＴ相の２相を用いて下式（２）により演算する。

推定座標変換器３２は、２相の電圧Ｖ_α、Ｖ_βからＺ軸電圧Ｖ_zを演算して、角周波数推定器３３に出力する。具体的には、推定座標変換器３２で使用する座標系は、図３に示す直交回転座標系（Ｐ−Ｚ座標系）であり、Ｒ相電圧Ｖ_Rのピーク電圧位相を追尾するＰ軸と、この電圧軸に直交してＲ相電圧Ｖ_Rの０電圧位相を示すＺ軸からなる。直交回転座標系（Ｐ−Ｚ座標系）は、Ｒ相の０電圧を基点とし、α軸からＺ軸までの位相角をθと定義する。この直交回転座標系（Ｐ−Ｚ座標系）は、α軸（Ｒ相）からの位相角θで随時座標変換され、電源電圧の回転ベクトルと共に回転する。０電圧を基点としているので、振幅を考慮する必要がなく、Ｚ軸電圧Ｖ_zを直接、ＰＩ制御器である角周波数推定器３３に入力することができる。他方、例えば、Ｐ軸を基準とした場合には、電源電圧の振幅、すなわちピーク電圧値を知る必要がある。これを知るためには、少なくとも半周期前のピーク電圧値を測定する必要があり、逐次的な制御ができず、正確な位相が求められない。また、ピーク電圧値が変動した場合にも、正確な位相が求められない。なお、ここでは、Ｒ相の０電圧を基点としているが、他の相（Ｓ相，Ｔ相）の０電圧を基点としてもよい。

この位相角θを用いると、２相固定直交座標系（α−β座標系）から直交回転座標系（Ｐ−Ｚ座標系）へ写像する変換は下式（３）で表すことができる。

上式（３）に、上式（２）を代入して纏めると下式（４）となる。ここで、Ｖ_ｚはＺ軸電圧で電圧誤差を示している。

推定座標変換部３２は、上記式（４）のＶ_zを下式（５）により算出して、角周波数推定器３３に出力する。下式（５）の位相角θには、後段の角周波数推定器３３及び積分器３４で算出される推定位相角θ^∧の値がフィードバックされて逐次代入される。

ここで、三相交流電源１０のＲ相電圧Ｖ_Rの位相角θと推定位相角θ^∧が完全に一致すれば、Ｚ軸電圧Ｖ_ｚは常に０Ｖになるはずである。しかしながら、Ｒ相電圧Ｖ_Rが０Ｖにならない場合は、実際のＲ相電圧Ｖ_Rの位相角θと推定位相角θ^∧がずれているので、Ｚ軸電圧Ｖ_ｚが０になるように推定位相角θ^∧を調整することで、推定位相角θ^∧は真の位相角を示すことになる。

そこで、０Ｖ近傍では、Ｚ軸電圧Ｖ_ｚの電圧変化量が角周波数ωの変化量に比例すると考えて、このＺ軸電圧Ｖ_ｚをＰＩ制御器で構成される角周波数推定器３３にて調整し、その結果を積分器３４に通じて推定座標変換器３２にフィードバックし、位相をＡ／Ｄ変換器２０のサンプリング周期精度で推定する。

ここで、図４〜図６を参照して、０Ｖ近傍でＺ軸電圧Ｖ_ｚが、Ｒ相電圧Ｖ_Rの実際の位相角θと推定位相角θ^∧とのズレ（Δθ）に比例することについて詳細に説明する。図４は、Ｒ相電圧Ｖ_Rの位相０度（電圧０Ｖ）近傍を拡大した図であり、図５は、推定位相角θ^∧がＲ相電圧Ｖ_Rの実際の電圧波形よりも遅れている状態を座標上で示す図であり、図６は、推定位相角θ^∧がＲ相電圧Ｖ_Rの実際の電圧波形よりも進んでいる状態を座標上で示す図である。図４の１０１は、Ｒ相電圧Ｖ_Rの実際の電圧波形を示している。この電圧波形１０１に対して、位相推定器３０から出力される推定位相角θ^∧が遅れている場合、角周波数推定器３３は、１０２に示す位相に電圧波形があると推定している。推定位相角θ^∧が実際の位相θに対してΔｔ’遅れているとすると、推定位相角θ^∧がゼロのときに検出されるＲ相電圧Ｖ_RはＶ’_Rである。このとき、推定座標変換器２０２が上式（５）で計算するＶ_zは、下式（５）’のようになる。

従って、Ｚ軸電圧Ｖ_Ｚは０（Ｖ）でなくＶ’_Rに比例する値となる。図４から分かるように、Ｒ相電圧Ｖ_Rは正弦波であるので、０Ｖ近傍では、Ｖ’_RはΔｔ’にほぼ比例すると考えられる。ここで、位相のズレΔθ’は、Ｒ相電圧Ｖ_Rの角周波数をωとしたとき、Δθ’＝ωΔｔ’と表すことができる。Ｒ相電圧Ｖ_Rの角周波数ωは一定であるので、位相のズレΔθ’もΔｔ’に比例する。

以上から、位相のズレΔθ’とＺ軸電圧Ｖ_zはプラス方向に比例することが分る。ここで、図５に示すＰ−Ｚ軸はＲ相電圧Ｖ_Rと同じ位相で回転する直交回転座標を表しており、Ｐ’−Ｚ’軸は角周波数推定器３３で推定される推定角周波数ω^∧で回転する回転座標を表す。

同様に、推定位相角θ^∧が進んでいる場合は、図４の１０３を電圧波形と誤推定している。Ｖ_zは−Ｖ’’_Rに比例する値となるので、Δｔ’’にほぼ比例すると考えられる。また、位相のズレΔθ’’は、Δθ’’＝−ωΔｔ’’と表すことができる。以上から、位相のズレΔθ’’とＺ軸電圧Ｖ_zはマイナス方向に比例することが分かる。

従って、推定座標変換器３２が出力するＺ軸電圧Ｖ_ｚは、位相角θのズレΔθ（に比例する値）であるので、Ｚ軸電圧Ｖ_zが０になるように、ＰＩ制御器で構成される角周波数推定器３３を動作させれば、Ｒ相電圧Ｖ_Rの位相角θと推定位相角θ^∧とのズレも０になって、真の位相角を推定することができる。

具体的には、角周波数推定器３３は、下式（６）の演算を行って、推定角周波数ω^∧を積分器３４に出力する。商用電源には、周波数が５０Ｈｚと６０Ｈｚの電源があるが、この推定角周波数ω^∧を電源周波数の自動判別に利用することにしてもよい。例えば、電力変換装置１単体で電源周波数の自動判別ができれば、事前に電源周波数の設定が不要となる。

ここで、Ｋ_PとＫ_Iは、角周波数推定器３３のＰＩ制御器の比例係数でＰＩ制御器が収束するように予め求めておく値である。推定位相角θ^∧がＲ相電圧の位相角θよりも遅れている場合（図４の１０２及び図５の状態）は、位相のズレΔθ、すなわち電圧値Ｖ_Zは、プラス方向の誤差を与えるので、上式（６）の推定角周波数ω^∧は増加修正となり、推定位相角θ^∧は進角方向に修正される。逆に、推定位相角θ^∧が進み位相であれば（図４の１０３及び図６の状態）、修正値はマイナス方向なので推定角周波数ω^∧は減速されて、推定位相角θ^∧は遅角修正となる。

積分器３４は、推定角周波数ω^∧を下式（７）のように積分して、推定位相角θ^∧を推定座標変換器３２にフィードバックすると共に、コンバータ４０に出力する。推定位相角θ^∧は積分器３４により算出されることで、ノイズが除去される。

このように、推定位相角θ^∧を推定座標変換器３２にフィードバックすることで、Ｚ軸圧Ｖ_zが修正されるので、フィードバックを繰り返すことによって推定位相角θ^∧は真値に等しくなる。

図７は、上記構成のコンバータ装置１のシミュレーション結果の一例を示しており、Ｒ相電圧Ｖ_Rの出力波形と、推定位相角θ^∧の出力波形と、推定角周波数ω^∧を示している。推定位相角θ^∧は、２πで折り返すのこぎり波形で、エッジの部分が位相０°である。図７に示すように、推定を開始した直後は、Ｒ相電圧Ｖ_Rの位相角と推定位相角θ^∧との間に位相のズレΔθが発生している。この位相のズレΔθは、Ｒ相電圧Ｖ_Rの１周期程度でほぼゼロになる。すなわち、推定角周波数ω^∧が３相交流電源１０の角周波数（電源角周波数）に収束する。

以上説明したように、本実施の形態によれば、３相交流電源１０の少なくとも２相の相電圧又は線間電圧を２相直交固定座標系に変換した後、２相直交固定座標系から、３相のうち任意の相（例えば、Ｒ相）の電圧波形のピーク電圧を示すＰ軸と、Ｐ軸に直交するＺ軸を持つ直交回転座標系に変換する推定座標変換器３２と、Ｚ軸電圧Ｖ_zが０になるように、直交回転座標系に変換するための位相（α軸からＺ軸までの位相）θを調整する各周波数推定器３３と、を備えているので、簡単な構成で逐次的に電源電圧位相を高精度に検出することが可能となる。付言すると、逐次的に演算するため、そのサンプリング周期に依存した精度で、電源電圧の正確な位相を知ることができる。また、サンプリング周期は、一周期に対して高速にできるので、突発的なノイズで位相に瞬間的に誤差が生じても、すぐに正確な位相に戻すことができ、安定して位相を検出することが可能となる。さらに、ＰＩ制御器と積分器だけの簡単な構成で、電源の瞬時位相を推定することができ、ノイズ耐性に優れた検出装置を構成することができる。

また、本実施の形態によれば、推定座標変換器３２は、２相直交固定座標系のうち、任意の相の軸と同じ向きの軸をα軸、同α軸に直交する軸をβ軸としたとき、３相電源電圧を２相直交固定座標系に変換した場合のα軸上の電圧をＶ_α、β軸上の電圧をＶ_βとし、２相直交回転座標系のうち、任意の相のピーク電圧を示す電圧軸をＰ軸、同Ｐ軸に直交する電圧軸をＺ軸としたとき、２相直交固定座標系上の電圧Ｖ_αとＶ_βを２相直交回転座標系に変換した場合の、Ｐ軸上の電圧をＶ_P、Ｚ軸上の電圧をＶ_ｚ、α軸からＺ軸までの位相をθとした場合、２相直交固定座標系から２相直交回転座標系への変換は、上記式（３）で行うこととしたので、任意の相の０Ｖを基点とした位相を検出することができる。

また、本実施の形態によれば、角周波数推定器３３は、ＰＩ制御により、Ｚ軸上の電圧Ｖ_ｚが０になるように、２相直交回転座標系に変換するための位相を演算して、推定座標変換器３２にフィードバックして位相を推定することとしたので、ＰＩ制御によって誤差を逐次修正することで、電源電圧の正確な位相を推定できる。

また、本実施の形態によれば、推定された位相は、ＡＣ−ＤＣコンバータで使用されることとしたので、電源電圧位相に同期したコンバータ制御ができるため、コンバータの変換性能が向上する。これにより、入力電流にリップルが乗ったり、出力電圧に変動が起きるという不具合を防止できる。

また、本実施の形態によれば、任意の相の電圧の電圧値をＡ／Ｄ変換して、変換後の数値データを用いて位相を推定することとしたので、位相推定器３０をマイコンで構成できるため、ソフトウェアによるコスト削減が可能となる。

なお、上記実施の形態では、上式（５）において、２相の相電圧を使用することにしているが、線間電圧を使用することにしてもよい。この場合は、Ｒ相電圧Ｖ_Rの代わりに、Ｒ−Ｓ線間電圧、Ｔ相電圧の代わりにＴ−Ｒ線間電圧を用いれば良い。但し、線間電圧の場合は、相電圧に対して位相が３０°進相するので、Ｒ相電圧Ｖ_Rの０（Ｖ）を得るためには、位相角θからπ/６を引いて補正するか、上記式（５）に予め補正角を入れ込み、下式（８）を代用すればよい。

また、本実施の形態に係る電源電圧位相の検出方法をコンバータに利用する場合を一例として示したが、本発明はこれに限られるものではなく、本実施の形態の電源電圧位相の検出方法は、ＰＦＣによる電流高調波の補正回路、リレーのＯＮ−ＯＦＦ回路（電圧０Ｖに同期して入り切りする）、及び電源周波数に同期した電圧線シリアル通信（例えば、エアコンの室内外機の通信）等にも利用することができる。

以上のように、本発明に係る電源電圧位相の検出装置及び電源電圧位相の検出方法は、電源電圧位相と同期した制御を行う装置に有用である。

１ 電力変換装置
１０ 三相交流電源
２０ Ａ／Ｄ変換器
３０ 位相推定器
３１ ３相−２相座標変換器
３２ 推定座標変換器
３３ 角周波数推定器
３４ 積分器
４０ コンバータ
４１ 双方向スイッチ制御回路
４２ 双方向スイッチ
４３ 全波整流回路
５０ インバータ
６０ モータ

Claims (6)

1. 多相電源電圧の位相を検出する電源電圧位相の検出装置であって、
   前記多相電源電圧の相電圧又は線間電圧を直交固定座標系に変換した後、前記直交固定座標系から、前記多相のうち任意の相のピーク電圧を示す電圧軸と同電圧軸に直交する電圧軸とを持つ直交回転座標系に変換する座標系変換手段と、
   前記直交する電圧軸の軸上の電圧値が０になるように、前記直交回転座標系に変換するための位相を調整する位相調整手段と、
   を備え、
   前記直交回転座標系に変換するための位相を、前記任意の相の電圧の位相として推定することを特徴とする電源電圧位相の検出装置。
2. 前記多相電源電圧は、３相電源電圧であって、
   前記座標変換手段は、前記直交固定座標系のうち、前記任意の相の軸と同じ向きの軸をα軸、同α軸に直交する軸をβ軸としたとき、前記３相電源電圧を前記直交固定座標系に変換した場合の前記α軸上の電圧をＶ_α、前記β軸上の電圧をＶ_βとし、
   前記直交回転座標系のうち、前記任意の相のピーク電圧を示す電圧軸をＰ軸、同Ｐ軸に直交する電圧軸をＺ軸としたとき、前記直交固定座標系上の電圧Ｖ_αとＶ_βを前記直交回転座標系に変換した場合の、前記Ｐ軸上の電圧をＶ_P、前記Ｚ軸上の電圧をＶ_ｚ、前記α軸から前記Ｚ軸までの前記位相をθとした場合、前記直交固定座標系から前記直交回転座標系への変換は、
   

   

   で行うことを特徴とする請求項１に記載の電源電圧位相の検出装置。
3. 前記位相調整手段は、ＰＩ制御により、前記直交する電圧軸の電圧値が０になるように、前記直交回転座標系に変換するための位相を演算して、前記座標回転手段にフィードバックして位相を推定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源電圧位相の検出装置。
4. 前記推定された位相は、ＡＣ−ＤＣコンバータで使用されることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の電源電圧位相の検出装置。
5. 前記任意の相の電圧の電圧値をＡ／Ｄ変換して、変換後の数値データを用いて位相を推定することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１つに記載の電源電圧位相の検出装置。
6. 多相電源電圧の位相を検出する電源電圧位相の検出方法であって、
   前記多相電源電圧の相電圧又は線間電圧を直交固定座標系に変換した後、前記直交固定座標系から、前記多相のうち任意の相のピーク電圧を示す電圧軸と、前記軸に直交する電圧軸を持つ直交回転座標系に変換する工程と、
   前記直交する電圧軸の軸上の電圧値が０になるように、前記直交回転座標系に変換するための位相を調整する工程と、
   を含み、
   前記直交回転座標系に変換するための位相を、前記任意の相の電圧の位相として推定することを特徴とする電源電圧位相の検出方法。

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