JP2007209164A - 位相角の検知方法およびインバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧または電流の検出波形にノイズが乗っても精確な位相角の検出が可能となる三相交流電圧または電流の位相角の検知方法および上記方法による位相角検知手段と制御手段とを備えたインバータ装置を提供する。
【解決手段】三相交流電圧または電流の瞬時値をサンプリング周期毎に検出し、検出した前記瞬時値からα軸成分とβ軸成分との直交二軸成分を演算し、前記α軸成分とβ軸成分とから、θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）の演算により、位相角の瞬時値θを演算し、直近の複数の位相角の瞬時値データから最小二乗法などの直線近似により位相角の予測値θｐを演算する。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相交流電圧または電流の位相角の検知方法およびインバータ装置に係り、特にノイズが重畳した三相交流電圧または電流からその位相角を精確に演算することができる位相角の検知方法およびインバータ装置に関する。

例えば、交流電源系統に系統連系させて、直流電力から交流電力を供給する系統連系インバータ装置においては、系統電圧の位相角の検出が不可欠である。一般的には、電圧検出器により系統電圧のゼロクロス点を検出し、方形波を出力し、ＣＰＵなどの周波数位相検測装置を用い、その方形波信号をインプットキャプチャにより計測し、電圧の位相及び周波数を検出する。しかしながら、インバータ装置においては、図４に示すように、検出波形にノイズが乗る場合がある。このような場合には、精確なゼロクロス点の検出が困難であり、従って、精確な位相角の検出が困難となり、精確な系統連系制御が困難になるという問題がある。

係る問題を回避するため、高速フーリエ変換を用いて位相角を検出する方法が提案されている（特許文献１）。しかしながら、フーリエ変換は積分処理であり、位相角の検出に時間を要し、インバータ装置の１サイクルタイムで演算処理することは通常のＣＰＵでは困難であるという問題がある。
特許第３３５８９６５号公報

また、モータを駆動するインバータ装置においても、モータを高精度・高速に制御するため、モータに供給される電圧と電流の位相角、周波数の検出が不可欠である。しかしながら、図４に示すように、電圧や電流の検出波形にノイズが乗る場合がある。このような場合にはモータを精確に駆動制御するのは困難になるという問題もあった。

本発明は上述の事情に鑑みてなされたもので、電圧または電流の検出波形にノイズが乗っても精確な位相角の検出が可能となる三相交流電圧または電流の位相角の検知方法および上記方法による位相角検知手段と制御手段とを備えたインバータ装置を提供することを目的とするものである。

本発明の位相角の検知方法は、三相交流電圧または電流の瞬時値をサンプリング周期毎に検出し、検出した前記瞬時値からα軸成分とβ軸成分との直交二軸成分を演算し、前記α軸成分とβ軸成分とから、θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）の演算により、位相角の瞬時値θを演算し、直近の一定期間の位相角の瞬時値データから最小二乗法などの直線近似により位相角の予測値θｐを演算することを特徴とするものである。

また、本発明のインバータ装置は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置と、三相交流電圧または電流を検出する検出部と、前記検出部で検出した電圧または電流の瞬時値からα軸成分とβ軸成分との直交二軸成分を演算する変換部と、前記α軸成分とβ軸成分とから、θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）の演算により、位相角θの瞬時値を演算する位相角演算部と、直近の一定期間の位相角の瞬時値データから最小二乗法などの直線近似により位相角の予測値θｐを演算する処理部と、前記位相角の予測値θｐを用いて交流電力を生成することを特徴とするものである。

上記本発明の位相角の検知方法によれば、直近の一定期間の位相角の瞬時値データから最小二乗法などの直線近似により位相角θの予測値を演算するので、これによりノイズの影響を排除することができ、検出した瞬時値に相当量のノイズが乗っていても、精確な位相角の検出が可能となる。また、直近の一定期間の位相角の瞬時値データで、精確な位相角の検出が可能となるので、従来のように低周波交流電圧または電流の一周期を待つことなく、極めて短時間で位相角およびこれに基づく周波数の検出が可能となる。

そして、上記本発明のインバータ装置によれば、上記方法による位相角の予測値を用いて例えば系統電圧と同期を取り、交流電力を出力するので、検出した電圧瞬時値に相当量のノイズが乗る環境においても精確な系統連系制御が可能となる。また、低周波交流電圧または電流の一周期と比較してはるかに短い時間で位相角および周波数を検出できるので、保護動作を迅速に行える安全性の高いインバータ装置を提供することができる。また、例えばモータをインバータ装置で駆動するようなノイズの多い環境においても、上記方法による位相角、周波数を用いて、精確なモータ制御が可能となる。そして、モータに供給される交流電圧と電流の１周期と比較してはるかに短い時間で、モータ制御および保護動作を迅速に行える、モータ駆動用インバータ装置を提供することができる。

以下、本発明の一実施形態のインバータ装置について、添付図面を参照して説明する。なお、各図中、同一の作用または機能を有する部材または要素には、同一の符号を付して重複した説明を省略する。

図１は、本発明の一実施形態のインバータ装置を用いた交流電力の供給システムを示す。発電機および発電装置および直流電源１１は、燃料電池や太陽電池などの発電装置を備えた直流出力の電源、または、ガスタービン発電機などの交流発電出力を整流した直流出力の電源である。インバータ装置は、発電機および発電装置および直流電源１１の直流電力を指令値の振幅、周波数、位相の交流電力に変換し、電源系統１３に送出する装置であり、電源系統１３の系統電圧と同期を取り、交流電力を出力する。

インバータ装置は、電力スイッチング素子をオン／オフ制御することにより直流電力を交流電力に変換する電力変換装置１８、電源系統１３との接続をオン／オフする開閉装置１４、電力変換装置１８の電力スイッチング素子に駆動信号を供給し、インバータ装置を運転制御する運転／出力制御部１５、系統電圧を検出する系統電圧（電流）検出部１６、電力変換装置１８の出力電圧を検出する出力電圧（電流）検出部１７などのインバータ装置としての基本的な構成を備えている。

さらに、インバータ装置は、系統電圧検出部１６により検出された系統電圧の瞬時値からα軸成分とβ軸成分との直交二軸成分を演算する三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）−二相（α，β相）変換部２１と、α軸成分とβ軸成分とから、θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）の演算により、位相角θの瞬時値を演算する位相角演算部２２と、直近の一定期間の位相角の瞬時値データから最小二乗法などの直線近似の計算式により位相角の予測値θｐを演算する直線近似処理部２３とを備えている。また、インバータ装置は、直線近似処理部で得られた位相角の予測値θｐから周波数ｆを演算する周波数演算部２４と、得られた位相角の予測値θｐを使用するか否かを判定する判定部２５を備えている。なお、直線近似処理部としては、結果が略直線に近似処理できればよく、以降の説明は、例として最小二乗法を用いた場合について説明する。

次に、このインバータ装置の動作について、図２を参照して説明する。まず、三相交流電圧または電流の瞬時値を読み込む。ここでは、三相系統電圧の瞬時値を系統電圧検出部１６によりサンプリング周期毎に検出する。なお、サンプリング周期は電力変換装置１８のパルス幅変調制御のサイクルタイムと同期し、統合した制御を行っている。例えば電力変換装置１８のＰＷＭクロック周波数を１０ｋＨｚとすると、サイクルタイムは１００μＳとなり、サンプリング周期もこれに合わせて１００μＳとする。

サンプリングに際しては、１キャリアの周期を前期と後期に分けて、前期の開始点からのサンプリング点までの時間と後期の開始点からのサンプリング点までの時間を同一タイミングのサンプリングで、三相電圧の瞬時値をＡＤ変換で取り込み、その前期と後期のＡＤ変換値を平均化することにより、ＡＤ変換値に含まれているキャリア成分の除去を図る。

そして、三相から二相に座標変換する。すなわち、三相電圧（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）のＡＤ変換値を次式に示す座標変換により直交座標（αβ座標）系に換算する。

なお、三相電圧は、Ｕ相とＷ相の二相分のみをＡＤ変換した場合に、Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝０を前提とすると、次式で換算できる。

そして、瞬時位相角θの計算を行う。前記α軸成分とβ軸成分とから、
θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）
の演算により、位相角θの瞬時値を演算する。すなわち、次式により位相角θと実効値ＲＭＳを算出する。

上式により計算された位相角θは瞬時値であるために、直近の一定期間の位相角の瞬時値データから最小二乗法の予測計算式により位相角の予測値θｐを演算する。すなわち、最小二乗法を用いて、ノイズの影響の抑制を図る。ここでは、一例として、一定期間として、直近の過去データ３２点の情報に基づいた最小二乗法の予測値計算式を示す。なお、３２点は、サンプリング周期を１００μsecとすると、３．２msecに相当する。これは、例えば５０Ｈｚの低周波交流のサイクルタイム２０msecと比較してはるかに短い時間である。

図３は、直近の一定期間の位相角瞬時値θのデータから最小二乗法の計算式により位相角予測値θｐを演算する例を示す。図の横軸はサンプリング時間であり、縦軸は位相角である。図中の○印はサンプリング時間毎の位相角瞬時値θのデータである。この直近瞬時値３２点のデータに基づいて、上記最小二乗法により位相角の直線が求められ、図中の×印はサンプリング時間毎の位相角予測値θｐのデータである。図中の最小二乗法により求められた位相角の直線の両側の一点鎖線の範囲内は許容誤差範囲を示す。この許容誤差範囲は例えば±５°程度に設定される。

位相角瞬時値θのデータが許容誤差範囲内であれば問題ないが、ノイズの重畳の影響により、或いは系統電圧の位相そのものが変動することにより、許容誤差範囲を超える場合がある。この場合、一時的なノイズの重畳により許容誤差範囲を超えたのか、系統電圧の位相そのものが変動して許容誤差範囲を超えたのかを見極め、両方に対応した措置が取れるようにしてある。

すなわち、前記位相角の予測値と瞬時値を比較して、予め設定した許容値を連続して複数回超えると、三相交流電圧または電流の位相急変が発生したと判断することができる。さらに、数式４で計算した三相交流の瞬時電圧実効値が所定の値より低いという条件を加えることにより、瞬時電圧低下を検知することもできる。これら異常に対して、インバータの運転を停止する、或いは、警報を出力する、或いは、表示器に表示する、などの保護動作を指令する保護処理部を備えている。

まず、最小二乗法で計算された予測値θｐと実際の瞬時値θとを比較し、その誤差の絶対値が予め決めた許容誤差範囲内であれば、すなわち、
（θ−θｐ）の絶対値＜ 許容値
であれば正常と判断する。そして、位相角瞬時値θを最新データとして保存し、ノイズフラグをオフとし、カウンタを０とし、位相角予測値θｐを位相角度（位相信号）として運転／出力制御部１５に出力する。この位相信号に基づいて、運転／出力制御部１５は電力変換装置１８を駆動し、系統電圧と同期した交流電力を電源系統１３に出力する。

最小二乗法で計算された予測値θｐと実際の瞬時値θとを比較し、その誤差の絶対値が予め決めた許容誤差範囲を超えた場合には、
すなわち、（θ−θｐ）の絶対値＞ 許容値
であれば、ノイズフラグをオンとし、カウンタを＋１とし、カウンタが所定の連続回数、例えば３回＋１（合計３）以上でなければ（３回連続して許容値を超えなければ）、位相角瞬時値θを捨て、位相角予測値θｐを最新データとして保存し、位相角予測値θｐを位相角度（位相信号）として運転／出力制御部１５に出力する。

最小二乗法で計算された予測値θｐと実際の瞬時値θとを比較し、その誤差の絶対値が予め決めた許容誤差範囲を、連続して３回超えた場合には、すなわち、
カウンタ連続＞３
であれば、ノイズフラグがオンであることを確認し、新しい直近３２個のデータの蓄積を開始し、位相角瞬時値θを位相角度（位相信号）として運転／出力制御部１５に出力する。すなわち、この場合には、系統電圧の位相角が急変したものと判断し、位相角瞬時値θを位相角度（位相信号）として運転／出力制御部１５に出力すると共に、最小二乗法の直近データとして、もとの許容誤差範囲を超えた瞬時値を採用する。

上述の計算で得られた出力位相角を用いて、周波数を短時間で計算できる。すなわち、直近の一定期間である過去３２点の情報に基づいて、最小二乗法により３２点の間の角度差は、

である。

従って、過去の３２点のデータ（サンプリング周期１００μsecとして３．２msec）の角度差にもとづいて、次式で電源系統の周波数を算定できる。

上式の周波数計算値について更に平均化処理を行い、信頼性を一層高めることができる。同様に、位相角予測値θｐは更に移動平均処理し、平均化した数値を三相総合位相角の予測値として使用できる。

さらに、電力変換装置は系統と連系する際に、前述した系統電圧の位相角予測値θｐ、前記系統電圧の周波数計算値ｆの演算方法と同じ計算手順で、出力電圧検出部１７より、インバータの出力電圧位相角の予測値θo及び出力電圧の周波数の計算値ｆoを演算する。そして、運転/出力制御部１５では、系統電圧位相角の予測値θｐとインバータの出力電圧位相角の予測値θoを比較して、その位相差が所定時間（例えば５秒）に所定許容値（例えば２.５°）以内であれば同期していると判断して、開閉装置の接点を閉じて系統と連系する。系統電圧の位相角予測値θｐと出力電圧位相角の予測値θoとの差が所定の許容値を超える場合には、前記系統電圧位相角の予測値θｐ、前記系統電圧の周波数の計算値ｆ及びインバータの出力電圧位相角の予測値θo及び出力電圧の周波数の計算値ｆoに基づいて、前記位相差を所定許容値内に入るようにインバータを制御する。

上述の方法では、複数相の電圧瞬時値情報により位相、周波数を計算するものであるが、最小二乗法により位相角予測値を演算することで、相当なノイズが存在しても、精確に位相角を検出し、系統連系動作に用いることができる。また、上記位相角予測値の演算を、最低直近３２点のデータで計算できるために、例えばサンプリング周波数が１０ｋＨｚの時に、３．２msecだけで求められる。また、上記位相角を用いて、周波数を短時間で算定できる。

そして、系統電圧にノイズが相当量重畳していても、精確な位相角および周波数を短時間で算定できるので、精確なインバータ装置の系統連系動作を行え、また異常時の保護動作を迅速に行える。すなわち、精確な系統電圧の位相を検出し、これに基づいて電力変換装置を制御することで、高調波歪（ＴＨＤ）の少ない交流出力が得られる。また、例えば周波数過不足異常が検出された場合には、これを３．２msec程度の短時間で検出できるので、迅速な保護動作が行える。

また、上記演算（三相−二相変換、位相角θ演算、最小二乗法演算）は、いずれも加減乗除の演算であり、処理時間を要する積分などの演算を含まず、高性能プロセサなどを必要としない。このため、上記インバータ装置においても、別途のＣＰＵを必要とすることなく、インバータ装置の制御の一部として実行可能であり、経済的なシステムとすることができる。

なお、上記実施形態は、系統連系動作が可能なインバータ装置の例について説明したが、上記インバータ装置に限らず、ノイズが重畳した交流電圧または交流電流における精確な位相角および周波数の検知に有効である。例えば、ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ装置などにおいて、その電流の位相制御などに用いて有用である。

図４は、直流電力から指令値の三相交流電力に変換し、モータに出力するモータ駆動用インバータ装置の構成例を示す。モータを駆動するインバータ装置においても、モータを高精度・高速に制御するためには、モータに供給される電圧と電流の位相角、周波数の精確な検出が不可欠であるが、電圧や電流の検出波形にノイズが乗る場合に精確な検出ができず、このような場合にはモータを精確に駆動制御するのが困難になるという事情については、上述したとおりである。

そこで、このモータ駆動用インバータ装置１２は、直流電力を指令値の交流電力に変換する電力変換装置１８と、出力交流電力の交流電圧または電流を検出する検出部１７，１８と、検出部で検出した電圧または電流の瞬時値からα軸成分とβ軸成分との直交二軸成分を演算する変換部２１と、α軸成分とβ軸成分とから、θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）の演算により、位相角θの瞬時値を演算する位相角演算部２２と、直近の複数の位相角θの瞬時値データから最小二乗法などの直線近似によりにより位相角の予測値θｐを演算する直線近似処理部２３とを備えている。

これらの各部の構成・動作は、上述した系統連系用インバータ装置のそれと同様である。そして、位相角の予測値θｐを用いて指令値の交流電力を生成し、前記モータに出力することで、ノイズが乗っていても精確な位相角の検出に基づいて、精確な出力制御が可能となる。

このインバータ装置においても、一定期間の位相角の予測値θｐの差から、周波数の予測値を演算する処理部を備え、例えば直流ブラシレスモータにおける精確な周波数などの検出が３２個の直近サンプリングデータから、３．２msec程度等の短時間で推定が可能である。そして、位相角の予測値θｐと瞬時値θを比較して、予め設定した許容値を複数回超えると、脱調などの異常が発生したと判断し、保護動作を指令する保護処理部を備えるので、この異常に対して、インバータの運転を停止する、或いは、警報を出力する、或いは、表示器に表示するなどの保護処理を迅速に行うことができる。

なお、上記本発明のノイズが乗った状態の三相交流電圧または電流から位相角を精確に検出する方法については、系統連系用インバータ装置およびモータ駆動用インバータ装置に用いる例について説明したが、その他の制御装置に適用することも勿論可能である。

これまで本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されず、その技術的思想の範囲内において種々異なる形態にて実施されてよいことは勿論である。

本発明の一実施形態のインバータ装置を示すブロック図である。 上記インバータ装置の動作例を示すフローチャートである。 最小二乗法による演算のデータ例を示す図である。 本発明の他の実施形態のモータ駆動用インバータ装置を示すブロック図である。 交流電圧波形にノイズが重畳した状態を示す波形図である。

符号の説明

１１ 発電機および発電装置および直流電源
１２ モータ駆動用インバータ装置
１３ 電源系統
１４ 開閉装置
１５ 出力制御部
１６ 系統電圧検出部
１７ 出力電圧検出部
１８ 電力変換装置
２１ 三相−二相変換部
２２ 位相角演算部
２３ 直線近似処理部
２４ 周波数演算部

Claims (10)

1. 三相交流電圧または電流の瞬時値をサンプリング周期毎に検出し、
   検出した前記瞬時値からα軸成分とβ軸成分との直交二軸成分を演算し、
   前記α軸成分とβ軸成分とから、θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）の演算により、位相角の瞬時値θを演算し、
   直近の一定期間の位相角の瞬時値データから直線近似により位相角の予測値θｐを演算することを特徴とする位相角の検知方法。
2. 前記三相交流電圧または電流の瞬時値は、電圧検出部または電流検出部でサンプリング周期毎に、前期と後期に分けて検出し、平均化して、前記サンプリング周期のデータとすることを特徴とする請求項１記載の位相角の検知方法。
3. 前記直近の一定期間の前記位相角の予測値の差から、周波数の予測値を演算することを特徴とする請求項１記載の位相角の検知方法。
4. 直流電力を交流電力に変換する電力変換装置と、
   三相交流電圧または電流を検出する検出部と、
   前記検出部で検出した電圧または電流の瞬時値からα軸成分とβ軸成分との直交二軸成分を演算する変換部と、
   前記α軸成分とβ軸成分とから、θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）の演算により、位相角θの瞬時値を演算する位相角演算部と、
   直近の一定期間の位相角の瞬時値データから直線近似により位相角の予測値θｐを演算する処理部と、
   前記位相角の予測値θｐを用いて前記電圧または電流と同期を取り、交流電力を出力することを特徴とするインバータ装置。
5. 前記三相交流電圧が系統電源の系統電圧であり、系統電圧と同期を取り交流電力を出力することを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。
6. 前記直近の一定期間の前記位相角の予測値の差から、周波数の予測値を演算する処理部を備えたことを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。
7. 前記位相角の予測値と瞬時値を比較して、予め設定した許容値を連続して複数回超えると、保護動作を指令する保護処理部を備えたことを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。
8. 直流電力から指令値の三相交流電力に変換し、モータに出力するインバータ装置であって、
   前記直流電力を前記交流電力に変換する電力変換装置と、
   前記交流電力の交流電圧または電流を検出する検出部と、
   前記検出部で検出した電圧または電流の瞬時値からα軸成分とβ軸成分との直交二軸成分を演算する変換部と、
   前記α軸成分とβ軸成分とから、θ＝ａｒｃｔａｎ（β／α）の演算により、位相角の瞬時値θを演算する位相角演算部と、
   直近の一定期間の位相角の瞬時値データから直線近似により位相角の予測値θｐを演算する処理部と、
   前記位相角の予測値θｐを用いて前記指令値の交流電力を生成し、前記モータに出力することを特徴とするインバータ装置。
9. 前記直近の一定期間の前記位相角の予測値θｐの差から、周波数の予測値を演算する処理部を備えたことを特徴とする請求項８記載のインバータ装置。
10. 前記位相角の予測値と瞬時値を比較して、予め設定した許容値を連続して複数回超えると、保護動作を指令する保護処理部を備えたことを特徴とする請求項８記載のインバータ装置。

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