JP2009171712A - 速度センサレスベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誘導機を駆動するＰＷＭインバータの起動時に、誘導機の回転速度を従来よりも正確に推定可能とした速度センサレスベクトル制御装置を提供する。
【解決手段】誘導電動機の１次電流及び１次電圧を、磁束ベクトルと平行な磁束軸成分とこれに直交するトルク軸成分とに分離し、ＰＷＭインバータにより電動機を可変速制御する速度センサレスベクトル制御装置であり、電動機の空転状態でＰＷＭインバータを起動する際に、電動機の回転速度を推定する速度初期推定モードを経て可変速制御による通常運転モードに移行する制御装置に関する。前記速度初期推定モードにおいて、ＰＷＭインバータ２から誘導電動機１にステップ状の電流を供給する手段と、このステップ状の電流供給時に発生する電動機１の誘起電圧を演算する演算部１５と、電動機１の回転速度を推定する初期推定部３１と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、速度センサを用いることなく、誘導電動機（以下、誘導機という）の可変速制御を行うＰＷＭインバータの速度センサレスベクトル制御装置に関し、特に、誘導機が惰性で回転している状態でＰＷＭインバータを起動（再起動）させるための制御装置に関するものである。

図９は、特許文献１に従来技術として記載されているものと実質的に同一の速度センサレスベクトル制御装置である。
図９において、１は誘導機、２はＰＷＭインバータ、３は速度センサレスベクトル制御を行う制御装置、４ａ，４ｂ，４ｃは電流検出器、５ａ，５ｂ，５ｃは電圧検出器である。
制御装置３は、速度調節部１０、磁束調節部１１、トルク軸電流調節部１２、磁束軸電流調節部１３、すべり角周波数演算部１４、誘起電圧演算部１５、磁束推定部１６、１次角周波数指令演算部１７、積分器１８、減算器１９、固定座標変換部２０、回転座標変換部２１ａ，２１ｂ、２相／３相変換部２２、３相／２相変換部２３ａ，２３ｂ、遅延処理部２４、及び切替スイッチ２５，２６によって構成されている。

次に、制御装置３の動作について以下に説明する。
電流検出器４ａ，４ｂ，４ｃにより検出された誘導機１の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、３相／２相変換部２３ａにより、固定座標上の２相量ｉ_α，ｉ_βに変換され、更に回転座標変換部２１ａにより、磁束軸を基準とする回転座標上のｉ_ｄ（磁束軸電流成分）と、これに直交するｉ_ｑ（トルク軸電流成分）とに変換される。同様に、電圧検出器５ａ，５ｂ，５ｃにより検出されたＰＷＭインバータ２の出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは、３相／２相変換部２３ｂにより、固定座標上の２相量ｖ_α，ｖ_βに変換され、更に回転座標変換部２１ｂにより、磁束軸を基準とする回転座標上のｖ_ｄ（磁束軸電圧成分）と、これに直交するｖ_ｑ（トルク軸電圧成分）とに変換される。ここで、固定座標軸から回転座標軸への変換は、インバータ２の出力位相角θに基づいて行われ、この出力位相角θは、積分器１８によりインバータ１次角周波数指令ω_１ ^＊を積分することで得られる。

誘起電圧演算部１５では、磁束軸電流ｉ_ｄ、トルク軸電流ｉ_ｑ、磁束軸電圧ｖ_ｄ、トルク軸電圧ｖ_ｑ、及び、１次角周波数指令演算部１７により演算される１次角周波数指令ω_１ ^＊より、数式１に基づいて磁束軸とトルク軸とに発生する誘起電圧ｅ_ｄ，ｅ_ｑを演算する。

数式１におけるＲ_１は誘導機１の１次抵抗、Ｌ_σは漏れインダクタンス、ｊは虚数単位である。そして、１次角周波数指令演算部１７は、誘起電圧演算部１５により演算されたｅ_ｑ及び磁束推定値φより、数式２に基づいて１次角周波数指令ω_１ ^＊を演算する。

数式２におけるｈ_１（ｓ）はフィルタの伝達特性であり、磁束推定値φは、磁束推定部１６により次の数式３に基づいて演算される。なお、数式３におけるｈ_２（ｓ）はフィルタの伝達特性を表している。

すべり角周波数演算部１４は、トルク軸電流ｉ_ｑ及び磁束推定値φからすべり角周波数ω_ｓを演算する。そして、減算器１９にて、１次角周波数指令ω_１ ^＊からすべり角周波数ω_ｓを減算することにより、誘導機１の回転角周波数推定値ω_ｒを演算している。
速度調節部１０は、回転角周波数指令値（速度指令値）ω_ｒ ^＊と回転角周波数推定値ω_ｒとを一致させる調節演算を行い、その結果として、トルク軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を出力する。そして、トルク軸電流調節部１２は、トルク軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とトルク軸電流ｉ_ｑとを一致させる調節演算を行い、その結果として、回転座標軸上のトルク軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を出力する。
また、磁束調節部１１は、磁束指令値φ^＊と磁束推定値φとを一致させる調節演算を行い、その結果として、磁束軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を出力する。そして、磁束軸電流調節部１３は、磁束軸電流指令ｉ_ｄ ^＊と磁束軸電流ｉ_ｄとを一致させる調節演算を行い、その結果として、回転座標軸上の磁束軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊を出力する。

回転座標上の磁束軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊及びトルク軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を固定座標変換部２０に入力して固定座標軸上の２相の電圧指令ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊に変換し、更に２相／３相変換部２２により、３相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換してＰＷＭインバータ２に出力する。
ＰＷＭインバータ２では、３相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に応じた駆動信号によって内部のスイッチング素子をオンオフ制御することにより、上記３相電圧指令通りの電圧を誘導機１に供給する。

ここで、ＰＷＭインバータ２は、起動信号ｉｎｖ_ｏｎに基づいて起動され、切替スイッチ２６は、起動信号ｉｎｖ_ｏｎが「１」になると、その出力である磁束指令値φ^＊をゼロから指令値φ_ｒｅｆに切り替える。また、遅延処理部２４は、起動信号ｉｎｖ_ｏｎが「１」になると、一定時間後に指令切替信号ｉｎｖ_ｏｎ１を「０」から「１」に変化させる。切替スイッチ２５は、指令切替信号ｉｎｖ_ｏｎ１が「１」になると、その出力である速度指令値ω_ｒ ^＊をゼロから指令値ω_ｒｒｅｆに切り替える。
起動信号ｉｎｖ_ｏｎが「０」である場合、磁束指令値φ^＊、速度指令値ω_ｒ ^＊ともにゼロとなり、ＰＷＭインバータ２は停止状態となる。

上述のように、図９に示した制御装置３では、起動信号によりＰＷＭインバータ２を起動・停止させ、回転座標軸上のトルク軸誘起電圧ｅ_ｑに基づいて誘導機１の磁束及び回転速度を推定することにより、速度センサレスベクトル制御を行っている。

なお、永久磁石モータの速度センサレスベクトル制御装置としては、例えば、特許文献２に記載されたものが知られている。
この制御装置は、永久磁石モータが高速回転している状態でインバータを再起動するに当たり、インバータの運転を開始してから一定時間はセンサレスベクトル制御を行わず、インバータから永久磁石モータへ流れ込む電流が零を含む所望の値となるように電流フィードバック制御を行い、その結果として求められる電圧指令ベクトルの回転角度変化から回転子の回転速度を推定すると共に、この推定した回転速度を回転子位置推定演算における初期値としたセンサレスベクトル制御を、前記一定時間の経過後に実施するものである。

特開平８−１３０８８２号公報（段落［０００２］〜［００１６］、図１４等） 特開２００５−６５４１０号公報（段落［００１７］〜［００３５］、図１，図２等）

特許文献１に記載された速度センサレスベクトル制御装置では、ＰＷＭインバータ２の再起動時に、まず、磁束指令値φ^＊に基づいて磁束軸電流ｉ_ｄを流しているが、誘導機１の回転角周波数と等しい角周波数の回転磁界が発生しない場合には誘導機１の回転速度を正確に推定することができず、ＰＷＭインバータ２が過負荷となって非常停止する恐れがある。
また、特許文献２に記載された速度センサレスベクトル制御装置は、誘導機を対象としたものではないと共に、再起動後の一定時間における回転速度を、モータの端子電圧ベクトルの直交する二成分の除算結果から求めた位相を時間微分することにより初期推定しているので、回転速度の推定誤差が生じやすいという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、誘導機を駆動するＰＷＭインバータの起動時に、誘導機の回転速度を従来よりも正確に推定可能とした速度センサレスベクトル制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、誘導電動機の１次電流及び１次電圧を、磁束ベクトルと平行な磁束軸成分とこれに直交するトルク軸成分とに分離し、ＰＷＭインバータにより誘導電動機を可変速制御する速度センサレスベクトル制御装置であり、誘導電動機が空転している状態でＰＷＭインバータを起動する際に、誘導電動機の回転速度を推定する速度初期推定モードを経て可変速制御による通常運転モードに移行するようにした速度センサレスベクトル制御装置であって、
前記速度初期推定モードにおいて、ＰＷＭインバータから誘導電動機にステップ状の電流を供給する手段と、このステップ状の電流供給時に発生する誘導電動機の誘起電圧を演算する手段と、前記誘起電圧に含まれる交流成分の周期を用いて誘導電動機の回転速度を推定する手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、誘導電動機の１次電流及び１次電圧を、磁束ベクトルと平行な磁束軸成分とこれに直交するトルク軸成分とに分離し、ＰＷＭインバータにより誘導電動機を可変速制御する速度センサレスベクトル制御装置であり、誘導電動機が空転している状態でＰＷＭインバータを起動する際に、誘導電動機の回転速度を推定する速度初期推定モードを経て可変速制御による通常運転モードに移行するようにした速度センサレスベクトル制御装置であって、
前記速度初期推定モードにおいて、ＰＷＭインバータから誘導電動機にステップ状の電流を供給する手段と、このステップ状の電流供給時におけるＰＷＭインバータの電圧指令に含まれる交流成分の周期を用いて誘導電動機の回転速度を推定する手段と、を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した速度センサレスベクトル制御装置において、前記速度初期推定モードにおける回転速度推定の演算周期を、前記通常運転モードにおける可変速制御の演算周期よりも短い値に設定する手段を備えたものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した速度センサレスベクトル制御装置において、前記速度初期推定モードにおけるＰＷＭインバータのキャリア周期を、前記通常運転モードにおけるＰＷＭインバータのキャリア周期よりも短い値に設定する手段を備えたものである。

請求項１または請求項２に係る発明においては、惰性で回転している誘導機にステップ状の電流を供給することにより、誘導機の回転角周波数と等しい角周波数の誘起電圧を発生させ、この誘起電圧に含まれる交流成分の周期、または、誘起電圧に起因したＰＷＭインバータのトルク軸電圧指令に含まれる交流成分の周期を検出することにより、誘導機の回転速度を正確に推定して再起動し、可変速制御へと移行することができる。なお、誘導機の回転速度の推定は、前記交流成分の周期から簡単な演算処理によって実現可能である。
特に、請求項３または請求項４に係る発明によれば、誘導機が高速で回転している場合でも、回転速度推定時の演算周期、またはこれに同期したＰＷＭインバータのキャリア周期を通常運転時よりも短くすることにより、誘導機の回転速度を高精度に推定することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、図９の従来技術と同一の構成要素については同一の符号を付してある。以下では、異なる部分を中心に説明する。
図１に示す制御装置３０が図９の制御装置３と異なる点は、トルク軸誘起電圧ｅ_ｑから回転角周波数を推定して１次角周波数指令演算部３７に出力する回転角周波数初期推定部３１と、起動信号ｉｎｖ_ｏｎに基づいて速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅを出力する速度初期推定モード切替処理部３２と、起動信号ｉｎｖ_ｏｎ及び速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅから指令切替信号ｉｎｖ_ｏｎ２を出力する指令切替処理部３３と、速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅにより切り替え動作する切替スイッチ３４，３５，３６と、を追加した点である。

図１の制御装置３０は、ＰＷＭインバータ２を再起動する際に、惰性で回転している誘導機１の回転角周波数を回転角周波数初期推定部３１により推定する。この推定原理について、以下に説明する。
一般に、角周波数ω_ｒで回転している誘導機の基礎方程式を固定座標軸（α，β）上で表現すると、数式４のようになる。

数式４において、ｅ_α，ｅ_βは誘導機の誘起電圧のα，β軸成分、ｉ_α，ｉ_βは１次側電流のα，β軸成分、φ_α，φ_βは磁束のα，β軸成分である。また、Ｒ_２は２次抵抗の１次側換算値、Ｔ_２は２次時定数、ｓはラプラス変換の微分演算子である。
数式４を磁束φ_α，φ_βについて整理すると、数式５のようになる。

数式５より、通常運転時では（１／Ｔ_２）^２≪（ω_ｒ）^２が成立するため、角周波数ω_ｒで回転している誘導機の磁束の共振周波数はω_ｒである。すなわち、角周波数ω_ｒで回転している誘導機にω_ｒの周波数成分を含む電流を供給すれば、角周波数がω_ｒである回転磁界を発生させることができる。ここでは、ステップ信号が任意の周波数成分を有することから、誘導機にステップ状に変化する電流を供給することにより、角周波数がω_ｒの回転磁界を発生させる。
角周波数がω_ｒの回転磁界が発生すると、前述した数式（４−１），（４−２）に示すように、角周波数がω_ｒの誘起電圧ｅ_αが生じ、この誘起電圧ｅ_α，ｅ_βの周期から誘導機の回転角周波数を求めることができる。

次に、上記制御装置３０の動作を、図２，図３を参照しつつ説明する。
まず、誘導機１が惰性で回転している状態において、図２に示すように、ＰＷＭインバータ２ひいては誘導機１を再起動するために時刻ｔ_１で起動信号ｉｎｖ_ｏｎが「１」になると、速度初期推定モード切替処理部３２は、ある一定期間Ｔ_{ｓｔａｒｔ}にわたって速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅを「１」にセットし、制御装置３０を速度初期推定モードとして動作させる。
また、指令切替処理部３３は、起動信号ｉｎｖ_ｏｎが「１」であり、かつ速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅが「０」のとき、その出力である指令切替信号ｉｎｖ_ｏｎ２を「１」とし、それ以外のときは「０」として、速度指令値ω_ｒ ^＊及び磁束指令値φ^＊の切替えを行う。

速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅが「１」である間、切替スイッチ３４は、その出力として０を選択してインバータ出力位相角θを０°に維持し、切替スイッチ３５は、トルク軸電流指令ｉ_ｑ ^＊として０を、切替スイッチ３６は、磁束軸電流指令ｉ_ｄ ^＊として磁束軸の定格電流値ｉ_{ｄｒａｔｅ}をそれぞれ選択する。これにより、回転座標軸と固定座標軸とが一致した状態（ｉ_ｄ＝ｉ_α，ｉ_ｑ＝ｉ_β）で、図２に示す如く磁束軸電流指令ｉ_ｄ ^＊はステップ状に変化する。
その結果、固定座標軸上のα軸電流ｉ_αはステップ状に変化し、前述した数式（５−１），（５−２）により誘導機１に回転磁界が発生し、数式（４−１），４−２により誘起電圧ｅ_α，ｅ_βが発生する。

これらの誘起電圧ｅ_α，ｅ_βは、交流量であって誘導機１の回転角周波数ω_ｒと同じ角周波数をもつ。また、回転座標軸と固定座標軸とが一致しているため、誘起電圧ｅ_α，ｅ_βは誘起電圧ｅ_ｄ，ｅ_ｑとそれぞれ等しく、誘起電圧ｅ_ｄ，ｅ_ｑは前述の数式１により誘起電圧演算部１５によって演算される。

ここで、図１における回転角周波数初期推定部３１は、図３に示すようにゼロクロス検出部４０、周期演算部４１、及び角周波数演算部４２から構成されている。
ゼロクロス検出部４０は、誘起電圧演算部１５により演算された誘起電圧ｅ_ｑの負から正へのゼロクロスタイミングを検出し、ゼロクロスが発生した場合、周期演算部４１に対してゼロクロス信号ｚｃｓを「１」として出力し、ゼロクロスが発生しない場合は、ゼロクロス信号ｚｃｓを「０」として出力する。周期演算部４１は、ゼロクロス信号ｚｃｓが「１」となる間隔、すなわち、誘起電圧ｅ_ｑの周期Ｔ_ｅｑを計測し、その結果を角周波数演算部４２に出力する。角周波数演算部４２は、以下の数式６に基づき、惰性で回転している誘導機１の回転角周波数推定値ω_ｒ０を演算する。

図２の時刻ｔ_２において速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅが「０」になると、制御装置３０は速度初期推定モードから通常運転モードに移行する。
磁束推定部１６、１次角周波数指令演算部３７は、回転角周波数初期推定部３１から出力される回転角周波数推定値ω_ｒ０を１次角周波数指令ω_１ ^＊の初期値として、前述した数式２、数式３の演算を開始する。
また、切替スイッチ２５，２６は、「１」となった指令切替信号ｉｎｖ_ｏｎ２によって切り替えられ、それぞれ、速度指令値ω_ｒ ^＊として指令値ω_ｒｒｅｆを、磁束指令値φ^＊として指令値φｒｅｆを選択する。更に、切替スイッチ３５，３６は、「０」となった速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅによって切り替えられ、それぞれ、トルク軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊として速度調節部１０の演算結果を、磁束軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊として磁束調節部１１の演算結果を選択し、通常の速度センサレスベクトル制御による可変速制御を開始する。

上記のように、この実施形態によれば、ＰＷＭインバータ２を再起動する際に、誘導機１にステップ状のα軸電流ｉ_αを供給し、その時に発生するトルク軸誘起電圧ｅ_ｑの周期Ｔ_ｅｑに基づいて、数式６に示す簡単な演算により誘導機１の回転速度を推定することができ、ＰＷＭインバータ２を適切な１次角周波数により安定に再起動することができる。

次に、本発明の第２実施形態を図４に基づいて説明する。
図４に示す制御装置５０において、図１の制御装置３０と異なる点は、回転角周波数初期推定部３１がトルク軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊に基づいて、惰性で回転している誘導機１の回転角周波数推定値ω_ｒ０を演算する点である。この場合、図３に示した回転角周波数初期推定部３１の入力がトルク軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊となる点を除いて、制御装置５０の構成は図１と同じであるため、説明を省略する。

第１実施形態において説明したように、速度初期推定モードにおいて、惰性で回転している誘導機１にステップ状に変化する電流を供給すると、誘導機１の回転角周波数ω_ｒと同じ角周波数を持つ誘起電圧ｅ_ｄ，ｅ_ｑが発生する。このとき、トルク軸電流調節部１２は、トルク軸誘起電圧ｅ_ｑに対抗してトルク軸電流ｉ_ｑが０となるように調節演算を行うので、その結果として得られるトルク軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊も回転角周波数ω_ｒの交流成分を含む。
よって、第１実施形態におけるトルク軸誘起電圧ｅ_ｑの代わりにトルク軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を回転角周波数初期推定部３１に入力し、その交流成分の周期を前記同様の方法で計測することにより、惰性で回転している誘導機１の回転角周波数ω_ｒを正確に推定することができる。

次に、本発明の第３実施形態を説明する。
前述した第１，第２実施形態においては、速度初期推定モードで誘導機１の回転速度を事前に推定する手段として、誘導機１にステップ状に変化する電流を供給した時に発生する誘起電圧またはＰＷＭインバータ２のトルク軸電圧指令に含まれる交流成分の周期を計測している。
しかしながら、再起動時に誘導機１が高速で回転しているほど前記交流成分の周期が短くなるので、所定の演算周期で前記交流成分の周期を計測した場合、分解能の制約により高速域における回転速度の推定誤差が相対的に大きくなり、その結果、誘導機１を安定に再起動できないという問題がある。

以下の第３，第４実施形態は上記の点に鑑みてなされたものである。
まず、図５は本発明の第３実施形態を示すブロック図である。図５に示す制御装置６０において、図１の制御装置３０と異なる点は、速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅにより切り替わる演算周期切替スイッチ６１と、このスイッチ６１により選択された演算周期Ｔ_ｓまたはＴ_ｅが設定される演算周期設定部６２とを追加した点である。ここで、Ｔ_ｓは可変速制御を行う時の制御装置の演算周期、Ｔ_ｅはＰＷＭインバータ２の再起動時に事前に回転速度を推定する時の制御装置の演算周期であり、Ｔ_ｅ＜Ｔ_ｓに設定されている。

次いで、この実施形態において、ＰＷＭインバータ２を再起動する際の動作を説明する。
図６は、この実施形態の動作を示すタイミングチャートであり、前述した図２に制御装置６０の演算周期を付加して示してある。

速度初期推定モード及び通常運転モードにおける各信号または指令の変化は図２と同一であるため、説明を省略するが、本実施形態では、速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅが「１」となる速度初期推定モードにおいて、切替スイッチ６１により演算周期としてＴ_ｅを選択し、演算周期設定部６２に入力する。これにより、制御装置６０の演算周期は回転速度を事前に推定する時の演算周期Ｔ_ｅ（Ｔ_ｅ＜Ｔ_ｓ）に設定される。
速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅが「０」になると、切替スイッチ６１により演算周期としてＴ_ｓを選択し、演算周期設定部６２に入力する。これにより、制御装置６０の演算周期は、通常運転である可変速制御を行うときの演算周期Ｔ_ｓに設定される。

これにより、速度初期推定モードにおいて、交流成分の周期を計測する際の分解能が高くなり、誘導機１の高速回転時にもその回転速度を高精度に推定することができる。
なお、この第３実施形態において、第２実施形態と同様に、回転角周波数初期推定部３１への入力を、トルク軸誘起電圧ｅ_ｑからトルク軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊に置き換えても良い。

次に、図７は本発明の第４実施形態を示すブロック図である。
図７に示す制御装置７０において、図５の制御装置６０と異なる点は、速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅにより切り替わるキャリア周期切替スイッチ７１と、このスイッチ７１により選択されたＰＷＭインバータ２のキャリア周期Ｔ_ｃｎまたはＴ_ｃｓが設定されるキャリア周期設定部７２と、その出力（キャリア周期）が入力される演算周期設定部７３と、を追加した点である。なお、キャリア周期設定部７２から出力されるキャリア周期は、ＰＷＭインバータ２にも入力されている。
ここで、Ｔ_ｃｎは通常運転モードで可変速制御を行うときのキャリア周期、Ｔ_ｃｓは速度初期推定モードで回転速度を推定する時のキャリア周期であり、Ｔ_ｃｓ＜Ｔ_ｃｎに設定されている。

この実施形態において、ＰＷＭインバータ２を再起動する際の動作を説明する。
図８は、本実施形態の動作を示すタイミングチャートであり、第３実施形態における図６に、ＰＷＭインバータ２のキャリア周期を付加して示してある。

本実施形態では、速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅが「１」となる速度初期推定モードにおいて、切替スイッチ７１によりキャリア周期としてＴ_ｃｓを選択し、キャリア周期設定部７２に入力する。これにより、ＰＷＭインバータ２のキャリア周期はＴ_ｃｓ（Ｔ_ｃｓ＜Ｔ_ｃｎ）に設定される。
同時に、上記キャリア周期Ｔ_ｃｓが入力されている演算周期設定部７３では、このキャリア周期Ｔ_ｃｓに合わせて制御装置７０の演算周期が設定される。

速度初期推定モード信号Ｓ_ｍｏｄｅが「０」になると、切替スイッチ６１によりキャリア周期としてＴ_ｃｎを選択し、キャリア周期設定部７２に入力する。これにより、ＰＷＭインバータ２のキャリア周期はＴ_ｃｎに設定される。
同時に、上記キャリア周期Ｔ_ｃｎを演算周期設定部７３に入力することにより、このキャリア周期Ｔ_ｃｎに合わせて、通常運転時に可変速制御を行うための制御装置７０の演算周期が設定される。

この実施形態においても、速度初期推定モードにおいて、交流成分の周期を計測する際の分解能が高くなり、誘導機１の高速回転時にもその回転速度を高精度に推定することができる。

また、図８では、制御装置７０の演算（サンプリング）のタイミングがキャリアの山に一致するように設定しているが、これ以外にも、演算のタイミングをキャリアの谷に一致させたり、あるいは山と谷の両方、更には山と谷の間のタイミングに一致させてもよい。このようにキャリアに同期させて演算のタイミングや演算周期を決定する具体的な方法は周知であるため、ここではその説明を割愛する。
なお、この実施形態において、回転角周波数初期推定部３１への入力を、トルク軸誘起電圧ｅ_ｑからトルク軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊に置き換えても良いのは勿論である。

本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。 第１実施形態の動作を示すタイミングチャートである。 図１における回転角周波数初期推定部の構成図である。 本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。 第３実施形態の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第４実施形態の構成を示すブロック図である。 第４実施形態の動作を示すタイミングチャートである。 従来技術の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１：誘導機
２：ＰＷＭインバータ
３：制御装置
４ａ，４ｂ，４ｃ：電流検出器
５ａ，５ｂ，５ｃ：電圧検出器
１０：速度調節部
１１：磁束調節部
１２：トルク軸電流調節部
１３：磁束軸電流調節部
１４：すべり角周波数演算部
１５：誘起電圧演算部
１６：磁束推定部
１７：１次角周波数指令演算部
１８：積分器
１９：減算器
２０：固定座標変換部
２１ａ，２１ｂ：回転座標変換部
２２：２相／３相変換部
２３ａ，２３ｂ：３相／２相変換部
２４：遅延処理部
２５，２６：切替スイッチ
３０，５０，６０，７０：制御装置
３１：回転角周波数初期推定部
３２：１次角周波数指令演算部
３３：指令切替処理部
３４，３５，３６：切替スイッチ
３７：１次角周波数指令演算部
４０：ゼロクロス検出部
４１：周期演算部
４２：角周波数演算部
６１：切替スイッチ
６２，７３：演算周期設定部
７２：キャリア周期設定部

Claims (4)

1. 誘導電動機の１次電流及び１次電圧を、磁束ベクトルと平行な磁束軸成分とこれに直交するトルク軸成分とに分離し、ＰＷＭインバータにより誘導電動機を可変速制御する速度センサレスベクトル制御装置であり、誘導電動機が空転している状態でＰＷＭインバータを起動する際に、誘導電動機の回転速度を推定する速度初期推定モードを経て可変速制御による通常運転モードに移行するようにした速度センサレスベクトル制御装置であって、
   前記速度初期推定モードにおいて、ＰＷＭインバータから誘導電動機にステップ状の電流を供給する手段と、このステップ状の電流供給時に発生する誘導電動機の誘起電圧を演算する手段と、前記誘起電圧に含まれる交流成分の周期を用いて誘導電動機の回転速度を推定する手段と、
   を備えたことを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。
2. 誘導電動機の１次電流及び１次電圧を、磁束ベクトルと平行な磁束軸成分とこれに直交するトルク軸成分とに分離し、ＰＷＭインバータにより誘導電動機を可変速制御する速度センサレスベクトル制御装置であり、誘導電動機が空転している状態でＰＷＭインバータを起動する際に、誘導電動機の回転速度を推定する速度初期推定モードを経て可変速制御による通常運転モードに移行するようにした速度センサレスベクトル制御装置であって、
   前記速度初期推定モードにおいて、ＰＷＭインバータから誘導電動機にステップ状の電流を供給する手段と、このステップ状の電流供給時におけるＰＷＭインバータの電圧指令に含まれる交流成分の周期を用いて誘導電動機の回転速度を推定する手段と、
   を備えたことを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。
3. 請求項１または２に記載した速度センサレスベクトル制御装置において、
   前記速度初期推定モードにおける回転速度推定の演算周期を、前記通常運転モードにおける可変速制御の演算周期よりも短い値に設定する手段を備えたことを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した速度センサレスベクトル制御装置において、
   前記速度初期推定モードにおけるＰＷＭインバータのキャリア周期を、前記通常運転モードにおけるＰＷＭインバータのキャリア周期よりも短い値に設定する手段を備えたことを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。

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