CN101964527B - 电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法，它由三相锁相环的直流电压反馈控制方法和平均电流控制方法构成。采用该技术方案的本发明，利用三相锁相环的直流电压反馈和平均电流控制算法，对三相系统电流进行直接比较控制，避开了检测谐波和无功电流分量的繁琐过程，控制和实现简单，在负荷三相不平衡和电源侧不平衡或畸变的情况下仍可保持系统电流三相平衡，且动态变化过程中系统电流实现平滑过渡，且稳定性能良好。

Description

电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法

技术领域

本发明属于电力系统自动化产品及其电能质量检测控制技术领域，具体地说是涉及一种有源滤波补偿方法。

背景技术

有源电力滤波器(APF)是作为一种能动态抑制谐波电流和(或)补偿无功功率的电力电子装置而广受关注。APF的补偿性能优劣与其所采用的控制计算方法有很大关系。当前对有源电力滤波器APF的补偿电流控制方法提出了多种控制方案，其谐波电流检测方法有基于α-β理论的p、q运算法和i_p、i_q运算法以及基于单周控制理论的控制计算方法等。

p、q算法构成的谐波及无功电流补偿装置，在工程应用上仅适用于三相平衡正弦电压的供电系统。基于瞬时无功理论的i_p、i_q检测方法解决了三相电压非正弦、非对称情况下三相电路高次谐波和基波负序电流的准确检测；但该方法在三相电压非正弦、非对称时三相电路基波无功电流的检测存在着误差。基于单周控制(OCC)的APF是一种非线性控制方法，控制目标是使三相电源电流跟踪三相电源电压的变化，故只能同时补偿无功和谐波，要求APF的容量较高。且OCC方式的前提是假设电网电压平衡无畸变，否则跟踪电压变化的电流也会受影响近年来基于该理论的无功补偿和谐波检测方法在不断改进中提出了许多适于电源电压畸变、不平衡情况的新方法，这些方法仍需要进行大量的数学运算，对系统的实时性能有一定的影响。其工程可行性较小。

发明内容

本发明的目的是提供一种在负荷三相不平衡或电源侧不平衡或畸变的情况下仍能够保持系统电流三相平衡的电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法。

为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：

本发明由三相锁相环的直流电压反馈控制方法和平均电流控制方法构成：

上述的三相锁相环的直流电压反馈控制方法包括以下步骤：

①、采集三相系统电压u_sa，u_sb，u_sc，三相系统电流i_sa，i_sb，i_sc，三相负载电流i_La，i_Lb，i_Lc和直流侧电容电压U_dc；

②、针对不对称、非平衡的谐波电压和电流分解为各次正序、负序和零序分量，利用三相电压进行锁相并归一化处理，得到信号的基准相位角；

上述的平均电流控制方法包括以下步骤：

a、设定直流侧电容电压参考值u_dcf，并对所述的直流侧电容电压参考值u_dcf和采集的直流侧电容电压U_dc进行周期离散控制，然后结合所得信号的基准相位角生成电流信号；

b、根据所述的电流信号，应用周期内的电流动态方程对平均电流i_c(k)进行预测计算，得到下一周期补偿电流的校正值；

c、利用平均电流i_c(k)推导出开关时间td(k)，从而使有源滤波器输出符合谐波电流的补偿电流i_c；并且将所述的校正值和滤波器输出的补偿电流之和作为滤波器输出电流的反馈值。

上述的电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法还包括步骤d：将所得的补偿电流i_c反馈至生成的电流信号中，然后再应用周期内的电流动态方程对平均电流i_c(k)进行新的预测计算。

在三相锁相环的直流电压反馈控制方法的步骤②中，所述对三相电压进行锁相的步骤包括：

1)、对三相瞬时采样值进行d、q坐标变换，得到第i相的相位给定值θi，其中θi可以为θa或θb或θc；根据所述的相位给定值θi和相位跟踪输出值θv得到相位差信号Δθv，相位差信号Δθv经过PI调节器锁定到输入信号的角频率ω，对角频率ω进行积分得到第i相的相角Iθ₁；

2)、对应于步骤1)中的第i相，将第i相的瞬时采样值作为输入信号分别与sin(t)、cos(t)数据池进行相乘得到U_{in_sin(t)}和U_{in_cos(t)}，根据所得结果分别进行周期平均得到X_C和Y_C，而第i相的相角IIθ₂即为 ${\mathrm{\θ}}_2=\arctan \left(\frac{X_c}{Y_c}\right);$

3)、对所述的相角Iθ₁和相角IIθ₂进行数学平均，得到最终的相位角θ，即 $\mathrm{\θ}=\frac{{\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_2}{2}.$

其中，在步骤1)中，相位跟踪输出值θv为：对PI调节器锁定的输入信号角频率ω进行积分得到的相位值。

上述的步骤1)还包括：通过反馈控制使Δθv＝0。

上述的步骤2)还包括：对U_{in_sin(t)}和U_{in_cos(t)}进行周期平均后，再进行去零检测，最后计算第i相的相角IIθ₂。

在平均电流控制方法的步骤a中，对所述的直流侧电容电压参考值u_dcf和采集的直流侧电容电压U_dc进行周期离散控制后，结合所得信号的基准相位角，并利用i_p、i_q运算法生成电流信号。

上述平均电流控制方法的步骤b在平均电流环控制单元中完成；所述的平均电流环控制单元包括调制信号控制单元和PWM脉冲分配单元；所述的PWM脉冲分配单元采用定频率PWM。

采用该技术方案的本发明，利用三相锁相环的直流电压反馈和平均电流控制算法，对三相系统电流进行直接比较控制，避开了检测谐波和无功电流分量的繁琐过程，控制和实现简单，在负荷三相不平衡和电源侧不平衡或畸变的情况下仍可保持系统电流三相平衡，且动态变化过程中系统电流实现平滑过渡，且稳定性能良好。

在负荷不平衡情况下得到仿真结果如图3～9所示。其负荷电流波形如图3、图5、图7所示，可以看到a、b、c三相负荷为不对称的含大量谐波的波形，其各次谐波含量见表1所示，此时谐波中存在偶次谐波。此时APF输出的三相补偿电流如图4、图6、图8所示，可见，a相的输出电流远远大于b相和c相。补偿后的三相系统电流可始终保持三相对称。其直流侧电容电压波形如图9所示。

表1

表1给出了不对称负荷情况下，补偿前后三相系统电流中2-13次谐波的含量，其补偿前的系统电流即为负荷电流，其它次谐波含量均较小。可以看到，补偿前的负荷电流中含有偶次谐波分量，补偿后的各次谐波含量均有下降，含量较低。补偿前A相基波电流远小于B、C两相，但补偿后三相电流基波幅值相同。补偿后的系统电流各次谐波含量较补偿前均大大降低。

补偿前系统的3次谐波含量很低，从表中可以看到，补偿后的3次谐波比补偿前的3次谐波含量有所上升，但含量最大仍不超过2％，由于本系统为无中线系统，3次谐波不会在中线上叠加。

当系统提供的电压含有大量的谐波成分，系统电压波形畸变，且负载三相平衡的情况下，得到仿真波形如图10～16所示。图11、图13、图15分别为a、b、c三相系统电压，基波电压幅值为310V，主要含有的谐波量为5次，A、B、C三相电源电压的畸变率分别为11.3％、8.1％、6.5％。图12、图14、图16分别为a、b、c三相补偿后的系统电流，图中幅值较小的为对应相的系统电压基波分量波形。可见，补偿后的三相系统电流基波幅值相等且三相对称。

从图10～16可以看出，在电源电压畸变且不对称的情况下，使用该算法仍能有效地进行补偿，三相系统电流仍能保持三相平衡，且直流侧电压始终保持在参考值附近。

在系统侧电源不对称的情况下，对补偿前后的A、B、C相系统电流，即图10和图12、图14和图16中的波形的各次谐波进行分析，可得到表2：不对称电源时补偿前后三相系统电流中的谐波含量表。此时，系统电流中偶次谐波几乎为零，可以忽略不计，含量较高的为5次和1 5次谐波。从表2可以看出，经过补偿后系统三相电流的各次谐波含量均大大减小，THD值明显下降。

表2

附图说明

图1为本发明有源电力滤波器的补偿系统原理结构图；

图2为本发明方法的原理框图；

图3为本发明三相负荷不平衡情况下A相负荷电流波形仿真图；

图4为本发明三相负荷不平衡情况下APF输出A相补偿电流仿真图；

图5为本发明三相负荷不平衡情况下B相负荷电流波形仿真图；

图6为本发明三相负荷不平衡情况下APF输出B相补偿电流仿真图；

图7为本发明三相负荷不平衡情况下C相负荷电流波形仿真图；

图8为本发明三相负荷不平衡情况下APF输出C相补偿电流仿真图；

图9为本发明三相负荷不平衡情况下直流侧电压变化仿真图；

图10为本发明电源侧不平衡/畸变时补偿前三相系统电流即负荷电流的仿真图；

图11为本发明电源侧不平衡/畸变时A相系统电压仿真图；

图12为本发明电源侧不平衡/畸变时A相补偿后的系统电流仿真图；

图13为本发明电源侧不平衡/畸变时B相系统电压仿真图；

图14为本发明电源侧不平衡/畸变时B相补偿后的系统电流仿真图；

图15为本发明电源侧不平衡/畸变时C相系统电压仿真图；

图16为本发明电源侧不平衡/畸变时C相补偿后的系统电流仿真图；

图17为本发明中单周期离散控制APF传递框图。

具体实施方式

本发明通过三相三线无中线补偿系统采集三相系统电压、三相系统电流、三相负载电流和变流器直流侧电容电压。通过对系统三相电压分别进行三相锁相环锁相和单相锁相，再经过数学平均得到电压的基准相位。计算三相对称的参考电流的幅值，再根据直流侧电压和负荷有功电流大小有关的关系，通过直流侧电压的反馈，实现三相参考电流的计算。计算时在采样器中取其周期平均值，由于电容电压的波动为工频的倍数，所以直流电压的波动变化在一个工频周期内的平均值为0。直流侧电压一个周期采样一次，实现参考电流的平滑无畸变。在本算法里直流侧电压的控制和有功电流的传递相关。直流侧电容电压的调节形成负反馈，可保证直流侧电容电压始终在给定参考值u_dcf附近波动。

三相三线无中线补偿系统的结构图如附图1所示。其三相锁相环的直流电压反馈控制方法包括以下步骤：

①采集三相系统电压u_sa，u_sb，u_sc，三相系统电流i_sa，i_sb，i_sc，三相负载电流i_La，i_Lb，i_Lc，APF输出的三相补偿电流i_ca，i_cb，i_cc即三相负载电流，变流器直流侧电容电压U_dc。APF通过电感L与系统并联，其直流侧采用电容C为储能元件。

②针对不对称、非平衡的谐波电压和电流均可分解为各次正序、负序和零序分量。电压各次正序、负序和零序表示如下：

$u_{\mathrm{sa}}=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{ka}}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uka}})$

$=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[u_{k+}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}+})+u_{k-}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}-})+u_{k0}\sin (\mathrm{k\ω\ω}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}0})]$

$u_{\mathrm{sb}}=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{kb}}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ukb}})$

$=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[u_{k+}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}+}-2\mathrm{\π}/3)+u_{k-}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}-}+2\mathrm{\π}/3)+u_{k0}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}0})]$

$u_{\mathrm{sc}}=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{kc}}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ukc}})$

$=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[u_{k+}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}+}+2\mathrm{\π}/3)+u_{k-}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}-}-2\mathrm{\π}/3)+u_{k0}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{uk}0})]$

电流各次正序、负序和零序表示如下：

$i_{\mathrm{La}}=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[I_{k+}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}+})+I_{k-}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}-})+I_{k0}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}0})]$

$i_{\mathrm{Lb}}=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[I_{k+}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}+}-2\mathrm{\π}/3)+I_{k-}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}-}+2\mathrm{\π}/3)+I_{k0}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}0})]$

$i_{\mathrm{Lc}}=\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[I_{k+}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}+}+2\mathrm{\π}/3)+I_{k-}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}-}-2\mathrm{\π}/3)+I_{k0}\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}0})]$

上六式中，k为谐波次数，下标+，-，0分别表示正序、负序、零序分量。

通过对系统三相电压进行锁相并归一化处理，得到电压的实时相位角θ_u+，即得到三相电压的单位基波正序信号：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{1a}=\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{u+})\\ u_{1b}=\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{u+}-2\mathrm{\π}/3)\\ u_{1c}=\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_{u+}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.$

在利用三相电压进行锁相时，采用两种锁相环进行锁相，然后应用数学平均计算实时相位角θ_u+。

三相数字锁相环采用u_a，u_b，u_c三相电压瞬时采样值。T_s为采样周期；T_sz/(z-1)为一个采样周期的延迟；M为dq坐标变化矩阵 $M=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& -\sqrt{3}/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right];$ G_u为开环增益；PI环节为k_p+k_i/s，θ_v＝θ-π/2，ωt+θ_u为锁相环输出；ωt+θ_a为输入时刻的a相电量系统基波角度θ_u1+。静止坐标变换和同步坐标变换即dq变换完成了普通PLL结构中鉴相器的功能。输出是输入电压的相位给定值θ_a与相位跟踪输出值θ_v之差，即完成反馈系统的误差计算。上述的相位差信号Δθ_v经过PI调节器锁定到输入信号的角频率ω，对ω积分得到电角度。需要说明的是，通过坐标变换和PI调节，理想的稳态情况下应该有Δθ_v＝0。但是在实际情况中，应通过反馈控制使得Δθ_v＝0，从而ωt+θ_v＝ωt+θ_a1，即锁相环最终输出的电角度为a相的基波电角度θ_u1+。

另一个锁相环则采用单相电压，以A相为例。输入信号首先要与事先设定好的sin(t)、cos(t)数据进行相乘，

$U_{\mathrm{in}\_\sin }\left(t\right)={\stackrel{\text{\·}}{U}}_S*\sin \left(t\right)$

$U_{\mathrm{in}\_\cos }\left(t\right)={\stackrel{\text{\·}}{U}}_S*\cos \left(t\right)$

其中是输入信号，sin(t)和cos(t)是事先就设计在算法中的数据。然后通过一个周期时间窗，求得一个周期内的平均值。

$X_c=\frac{{\∫}_0^T{U}_{\mathrm{in}\_\sin }\left(t\right)\mathrm{dt}}{T}$

$Y_c=\frac{{\∫}_0^T{U}_{\mathrm{in}\_\cos }\left(t\right)\mathrm{dt}}{T}$

其中T是时间周期，一般可以取T＝2π，周期T被平均分为N段，每一段的时间为t＝T/N。随后，信号要经过清零模块进行去零检测，防止在计算的过程中由于分母上出现0而导致计算出错，在经过清零模块后，两个信号进行相除，再经过反正切计算就可以得到一个角度值θ_u2+。再将两种算法得到的角度进行加权平均，即可得到所需要的相位角度：

${\mathrm{\θ}}_{u+}=\frac{{\mathrm{\θ}}_{u1+}+{\mathrm{\θ}}_{u2+}}{2}$

本发明中平均电流控制方法包括以下步骤：

a、设定直流侧电容电压参考值u_dcf，并对直流侧电容电压参考值u_dcf和采集的直流侧电容电压U_dc进行周期离散控制，然后结合所得信号的基准相位角，利用i_p、i_q运算法生成电流信号。

上述的周期离散控制技术采用单周期离散控制器。对直流侧电容电流i_dc(t)进行单周期积分：

${\∫}_{\mathrm{KT}}^{(K+1)T}{i}_{\mathrm{dc}}\left(t\right)\mathrm{dt}={\∫}_{\mathrm{KT}}^{(K+1)T}[i_L^{*}\left(t\right)-I_P^{*}\left(t\right)]\mathrm{dt}={\∫}_{\mathrm{KT}}^{(K+1)T}[I_L\left(k\right)-I_P^{*}\left(k\right)]\mathrm{dt}=T[I_L\left(k\right)-I_P^{*}\left(k\right)]=\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{dc}}C$

其中，I_L(k)是电流i_L ^*(t)在[(k-1)t，kT]周期的平均值。由上式可得期望的电流值：

$I_p^{*}\left(k\right)=I_p^{*}(k-1)+u\left(k\right)$

而离散控制器传递函数：D(z)＝C/T是单周期离散按比例控制器的传递函数，如图17所示。

b、根据生成的电流信号，应用周期内的电流动态方程对平均电流i_c(k)进行预测计算，得到下一周期补偿电流的校正值。本步骤在平均电流环控制单元中完成。上述的平均电流环控制单元包括调制信号控制单元和PWM脉冲分配单元。控制单元产生调制信号，这个信号仅在采样时刻改变，并在下一采样时刻前保持不变，它送入脉冲分配单元产生IGBT的开关信号，实现控制作用。本发明中PWM脉冲分配单元采用定频率PWM为最佳实施方式，其补偿电流采用动态方式，在周期时间内开关时间段分别对应不同的变化率。其主要包括以下步骤：

1)、对负荷电流i_L和补偿电流i_c的检测；

2)、应用周期内的电流动态方程对平均电流i_c(k)进行预测计算。具体地说，非线性模型是通过对每个开关周期分析获得的。当采用如附图4所示的前沿跟踪PWM时，可以推导出系统的模型。忽略滤波电抗器的电阻，可以得到系统在一个开关周期内的动态方程：

$\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}=\left\{\begin{array}{cc}(V_{\mathrm{dc}}-V_{\mathrm{ac}})/L_m& \mathrm{kT}<t<\mathrm{kT}+\mathrm{td}\\ -(V_{\mathrm{dc}}+V_{\mathrm{ac}})/L_m& \mathrm{kT}+\mathrm{td}<t<(k+1)T\end{array}\right.$

其中，i_C是APF补偿电流，V_dc是直流侧电压，V_ac是交流电源电压，L_m是APF连接到交流电源的电抗器，td是一周期内的开通时间，T是采样周期。

由于APF的开关频率很高，达到几十kHz，因此，可以认为在一个开关周期内直流侧电压和交流电源电压和交流电源电压为常数。

可以得到如下的系统的平均值方程：

${\stackrel{\&OverBar;}{i}}_C(k+1)={\stackrel{\&OverBar;}{i}}_C\left(k\right)+\frac{\frac{-[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)+V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]*{(T-\mathrm{td}\left(k\right))}^2}{L_m}+\frac{[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)-V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]*{\mathrm{td}}^2}{L_m}}{T}$

$={\stackrel{\text{-}}{i}}_C\left(k\right)+\frac{[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)+V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]{[T-\mathrm{td}\left(k\right)]}^2+[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)-V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]{\mathrm{td}}^2}{L_{m}T}$

其中，i_C是一个开关周期内的APF平均电流。

c、利用平均电流i_c(k)，再由线性控制规律，可以推导出开关时间td(k)，td(k)是非常微小的时间，因此在上式中，其二次项可以忽略不计，则通过电流峰值模型，可以得到线性控制规律，得到开关时间Itd₁(k)的方程：

${\mathrm{td}}_1\left(k\right)=\left\{\right[i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_C(k-1)]\frac{L_m}{T}+V_{\mathrm{ac}}(k-1)+V_{\mathrm{dc}}(k-1)\}\frac{T}{2(V_{\mathrm{ac}}(k-1)+V_{\mathrm{dc}}(k-1))}$

为达到更好的技术效果，在步骤c后还包括步骤d：将所得的补偿电流i_c反馈至生成的电流信号中，然后再应用周期内的电流动态方程对平均电流i_c(k)进行新的预测计算。即：对上周期的实际补偿电流进行电流预测，以前一次的实际补偿电流值作为预测电流的基础，与系统平均预测值进行算法平均后得到最终的实际预测值，对平均电流i_c(k)进行修正计算：

${\stackrel{\&OverBar;}{i}}_C(k+1)=i_C\left(k\right)+\frac{-2V_{\mathrm{dc}}\left(k\right){[T-td\left(k\right)]}^2+[V_{\mathrm{dc}}\left(k\right)-V_{\mathrm{ac}}\left(k\right)]T^2}{{2L}_{m}T}$

从而推导出开关时间IItd₂(k)：

${\mathrm{td}}_2\left(k\right)=\left\{\right[i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_C(k-1)]\frac{L_m}{T}+\frac{V_{\mathrm{ac}}(k-1)+V_{\mathrm{dc}}(k-1)}{2}\}\frac{T}{{2V}_{\mathrm{dc}}(k-1)}$

对上述的开关时间I和开关时间II进行数学平均，得到最终的开关时间td(k)，即 $\mathrm{td}\left(k\right)=\frac{{\mathrm{td}}_1\left(k\right)+{\mathrm{td}}_2\left(k\right)}{2},$ 有源滤波器根据开关时间输出符合谐波电流的新补偿电流。

应理解的是，多种变型、修改和附加实施例都是有可能的，因此所有变型、修改设实施例都将视作处于本发明申请的精神范围之内。

Claims (6)

1.一种电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法，其特征在于，它由三相锁相环的直流电压反馈控制方法和平均电流控制方法构成：

所述的三相锁相环的直流电压反馈控制方法包括以下步骤：

①、采集三相系统电压u_sa，u_sb，u_sc，三相系统电流i_sa，i_sb，i_sc，三相负载电流i_La，i_Lb，i_Lc和直流侧电容电压U_dc；

②、针对不对称、非平衡的谐波电压和电流分解为各次正序、负序和零序分量，利用三相电压进行锁相并归一化处理，得到信号的基准相位角；所述对三相电压进行锁相的步骤包括：

1)、对三相瞬时采样值进行d、q坐标变换，得到第i相的相位给定值θi，其中θi可以为θa或θb或θc；根据所述的相位给定值θi和相位跟踪输出值θv得到相位差信号Δθv，相位差信号Δθv经过PI调节器锁定到输入信号的角频率ω，对角频率ω进行积分得到第i相的相角Iθ₁；其中，所述的相位跟踪输出值θv是指对PI调节器锁定的输入信号角频率ω进行积分得到的相位值；

2)、对应于步骤1)中的第i相，将第i相的瞬时采样值作为输入信号分别与sin(t)、cos(t)数据池进行相乘得到U_{in_sin(t)}和U_{in_cos(t)}，根据所得结果分别进行周期平均得到X_C和Y_C，然后进行去零检测，最终得到第i相的相角IIθ₂即为

${\mathrm{\&theta;}}_2=\arctan \left(\frac{X_c}{Y_c}\right);$

3)、对所述的相角Iθ₁和相角IIθ₂进行数学平均，得到最终的基准相位角θ，即 $\mathrm{\&theta;}=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2};$

所述的平均电流控制方法包括以下步骤：

a、设定直流侧电容电压参考值u_dcf，并对所述的直流侧电容电压参考值u_dcf和采集的直流侧电容电压U_dc进行周期离散控制，然后结合所得信号的基准相位角生成电流信号；

b、根据所述的电流信号，应用周期内的电流动态方程对平均电流

进行预测计算，得到下一周期补偿电流的校正值；

c、利用平均电流

推导出开关时间td(k)，从而使有源滤波器输出符合谐波电流的补偿电流i_c；并且将所述的校正值和滤波器输出的补偿电流之和作为滤波器输出电流的反馈值；

d：将所得的补偿电流i_c反馈至生成的电流信号中，然后再应用周期内的电流动态方程对平均电流

进行新的预测计算。

2.根据权利要求1所述的电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法，其特征在于，在步骤1)中，所述的相位跟踪输出值θv为：对PI调节器锁定的输入信号角频率ω进行积分得到的相位值。

3.根据权利要求2所述的电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法，其特征在于，所述的步骤1)还包括：通过反馈控制使Δθv＝0。

4.根据权利要求1所述的电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法，其特征在于，所述的步骤2)还包括：对U_{in_sin(t)}和U_{in_cos(t)}进行周期平均后，再进行去零检测，最后计算第i相的相角IIθ₂。

5.根据权利要求1所述的电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法，其特征在于：在所述平均电流控制方法的步骤a中，对所述的直流侧电容电压参考值u_dcf和采集的直流侧电容电压U_dc进行周期离散控制后，结合所得信号的基准相位角，并利用i_p、i_q运算法生成电流信号。

6.根据权利要求1所述的电网侧电压非平衡式有源滤波补偿方法，其特征在于：所述平均电流控制方法的步骤b在平均电流环控制单元中完成；所述的平均电流环控制单元包括调制信号控制单元和PWM脉冲分配单元；所述的PWM脉冲分配单元采用定频率PWM。

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