CN113992091B - 一种无电解电容pmsm控制系统调节器参数计算方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法和系统，属于电机变频驱动领域。包括：将q轴电流环等效为一阶惯性环节；设定PIR调节器的谐振带宽和谐振频率；建立转矩环性能指标约束条件；在同时满足上述转矩环性能约束条件下，选择转矩环相角裕度和开环截止频率；计算该转矩环相角裕度和开环截止频率下，转矩环PIR调节器各参数。本发明中跟随逆变器输出功率等效转矩的直流分量采用PI调节器，避免仅用P调节器出现有静差跟随情况，以及仅用I调节器不利于系统稳定性；跟随逆变器输出功率等效转矩的正弦分量采用R调节器，考虑正弦信号的存在初相的情况，本发明同时采用正弦内模与余弦内模并联的方式设计调节器。

Description

一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法和系统

技术领域

本发明属于电机变频驱动领域，更具体地，涉及一种无电解电容PMSM(永磁同步电机)控制系统调节器参数计算方法和系统。

背景技术

随着电力电子技术的不断发展，永磁同步电机变频调速系统已经应用于家用电器，如洗衣机、冰箱和空调等，其驱动系统主回路通常由整流电路、母线电解电容、逆变电路和电机组成。然而，直流母线使用大容量电解电容会存在两个问题：整流二极管导通时间短，网侧功率因数低，通常的解决方法是增加功率因数校正电路；电解电容受环境温度影响较大，其内部的电解液会随温度升高而缓慢蒸发，降低驱动系统的可靠性。

为了解决上述问题，可采用小容量薄膜电容替代大容量电解电容(即“无电解电容电机驱动系统”)，并移除PFC电路。这样不仅解决了电容寿命问题，也增大了整流桥的导通角，有利于提高网侧功率因数、降低网侧电流谐波，同时，薄膜电容的使用也减小了系统体积、降低了硬件成本。

在无电解电容电机驱动系统中，母线电容为5～20μF的薄膜电容，直流母线电压会随网侧电压大幅波动，电网侧与逆变器侧能量严重耦合，理论上，当电网输入电压趋于零时，母线电压也十分低，导致逆变器的输出电压可能无法满足需求，电机运行的稳定性下降，使系统控制变得非常困难。

为了使电机驱动系统稳定运行，且实现电网输入侧高功率因数、低电流谐波的要求，可基于电机双闭环矢量控制系统，增加逆变器输出功率(或其等效转矩)闭环控制。而采用逆变器输出功率等效转矩闭环控制的无电解电容电机驱动系统时，相比传统双闭环控制系统，其控制难度大大提高，电流环、转矩环与转速环的设计需考虑内外环相互影响、对网侧电流的影响、对直流信号或周期性信号跟随等众多因素。故而，电流环、转矩环和转速环调节器的合理设计(调节器选取与参数整定)至关重要。

发明内容

针对现有基于转矩闭环无电解电容电机控制系统调节器设计方法的不足，本发明提供了一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法和系统，其目的在于实现对电机控制系统中逆变器输出功率等物理量参考值的跟随，以使电机控制系统稳定运行，并满足电网输入侧高功率因数和低电流谐波的要求。

为实现上述目的，按照本发明的第一方面，提供了一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法，该方法用于三闭环矢量控制电流环PI调节器，所述三闭环矢量控制包括：电流环为内环，转速环为外环，转矩环级联在电流环和转速环之间，该方法包括：

根据电机基本参数，计算电流变化最短上升时间t_{c_min}；

将电流变化最短上升时间作为上升时间，代入上升时间表达式，反演得到最小阻尼比；

建立电流环性能指标约束条件：1)阻尼比不小于最小阻尼比；2)电流环闭环带宽ω_bi≥2π×100rad/s；3)电流环开环截止频率ω_ci取值范围为：且电流环闭环带宽为开环截止频率的1.2～1.6倍，其中，T_m表示电机机械时间常数，T_l表示电机电气时间常数；

在同时满足上述电流环性能指标约束条件下，选择电流环闭环带宽；

计算该电流环闭环带宽下电流环PI调节器各参数。

优选地，电流变化最短上升时间t_{c_min}计算公式如下：

其中，L_q表示q轴电感，i_qN表示q轴电流额定值，表示理想母线电压平均值。

有益效果：无电解电容电机控制中直流母线电压以二倍工频大幅波动，母线电解电容电机矢量控制中直流母线电压近似为网侧输入电压峰值U_g，若依然采用U_g计算电流变化最短上升时间，与实际情况有所出入，因此采用理想的波动母线电压平均值进行计算，使计算结果更确切。

为实现上述目的，按照本发明的第二方面，提供了一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法，该方法用于三闭环矢量控制转矩环PIR调节器，所述三闭环矢量控制包括：电流环为内环，转速环为外环，转矩环级联在电流环和转速环之间，所述PIR调节器表达式为： 其中，k_pr,k_ir分别表示PIR调节器的比例增益和积分增益，a_0r,a_1r分别表示PIR调节器的正弦项谐振增益和余弦项谐振增益，ω_c,ω₀分别表示谐振带宽和谐振频率，s表示复频域的变量，该方法包括：

将q轴电流环等效为一阶惯性环节；

设定PIR调节器的谐振带宽和谐振频率；

建立转矩环性能指标约束条件：1)转矩环相角裕度γ_mT在45°左右；2)2π×100rad/s<ω_bT<ω_bi，其中，ω_bT表示转矩环闭环带宽，ω_bi表示电流环闭环带宽，且转矩环闭环带宽为转矩环开环截止频率的1.2～1.6倍；

在同时满足上述转矩环性能约束条件下，选择转矩环相角裕度和开环截止频率；

计算该转矩环相角裕度和开环截止频率下，转矩环PIR调节器各参数。

优选地，q轴电流环等效为一阶惯性环节其中，T_c＝4ξ²T_s，T_c表示电流环等效惯性环节的时间常数，ξ表示阻尼比，T_s表示PWM控制延时时间常数。

有益效果：本发明将电流内环二阶传递函数降阶并等效为一阶惯性环节，相比直接采用电流环二阶传递函数计算，能够降低转矩环的设计过程计算量，简化转矩环设计过程；电流环采用PI调节器，电流实际值相比参考值存在滞后，相比直接近似认为电流环控制不存在静差，即传递函数为“1”，采用一阶惯性环节等效电流环更符合实际情况，有助于增强模型的精确性。

优选地，转矩环PIR调节器各参数计算公式如下：

其中，K_t表示转矩常数，ω表示角频率，j表示虚数单位，M表示正弦谐振增益与积分增益的比值，ω_cT表示转矩环开环截止频率，T_c表示电流环等效惯性环节的时间常数。

有益效果：针对无电解电容电机控制系统转矩环调节器参数设计理论指导不足或凭经验试凑难以合理选取的问题，本发明根据自动控制原理基本知识，通过对转矩环传递函数与性能指标公式推导，得到了转矩调节器各参数的计算公式，增强了理论指导，方便设计人员根据公式计算调节器的参数值。

优选地，该方法还包括：

将计算出的k_ir和a_0r代入，判断是否满足2ω_ck_ir+a_0r→∞，若是，则结束；否则，在同时满足上述性能约束条件下，重新选择相角裕度和开环截止频率，计算转矩调节器参数并验证。

有益效果：使用上述性能指标约束条件和参数计算公式可计算得到调节器参数值，为了确保逆变器输出功率等效转矩实际值能够无静差跟随参考值，仍需使参数满足无稳态误差的条件。上述公式为无稳态误差跟随的必要不充分条件，计算所得的参数可用该公式验证，确保参数设计的完备性。

为实现上述目的，按照本发明的第三方面，提供了一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法，该方法用于三闭环矢量控制转速环PI调节器，所述三闭环矢量控制包括：电流环为内环，转速环为外环，转矩环级联在电流环和转速环之间，该方法包括：

将转矩环传递函数等效为1；

计算转速最短上升时间；

建立转速环性能指标约束条件：1)转速环最大开环截止频率为2)转速环闭环带宽为开环截止频率的1.2～1.6倍；

3)转速环相角裕度取45°左右；

在同时满足上述转速环性能约束条件下，选择转速环开环截止频率和相角裕度；

计算该转速环相角裕度和开环截止频率下，转速环PI调节器各参数。

优选地，转速环PI调节器各参数计算公式如下：

其中，J表示转动惯量，ω_cv表示转速环开环截止频率，γ_mv表示转速环相角裕度。

有益效果：针对无电解电容电机控制系统转速环调节器参数设计理论指导不足或凭经验试凑难以合理选取的问题，本发明根据自动控制原理基本知识，通过对转速环传递函数与性能指标公式推导，得到了转速调节器各参数的计算公式，依据上述公式，设计者可方便地根据公式计算调节器的参数值，增强了理论指导。

为实现上述目的，按照本发明的第四方面，提供了一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算系统，该参数计算系统包括：计算机可读存储介质和处理器；

所述计算机可读存储介质用于存储可执行指令；

所述处理器用于读取所述计算机可读存储介质中存储的可执行指令，执行上述无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：

(1)针对无电解电容电机控制与母线电解电容电机矢量控制的差异，本发明在传统矢量控制基础上，基于控制系统性能的期望要求，补充完善了电流环带宽的约束条件，进一步明确并缩小电流环带宽的取值范围，有助于更合理地调整电流调节器参数，以使电机控制系统的电流环正常工作。

(2)跟随逆变器输出功率等效转矩的直流分量采用PI调节器，可避免：仅用P调节器出现有静差跟随情况，以及仅用I调节器不利于系统稳定性；跟随逆变器输出功率等效转矩的正弦分量采用R调节器。考虑正弦信号的存在初相的情况，本发明同时采用正弦内模与余弦内模并联的方式设计调节器，并设计谐振带宽避免信号频率波动产生的影响。

(3)相比母线电解电容电机控制系统模型建立过程，会将内环等效为一阶惯性环节后进行转速环设计；而针对无电解电容电机控制系统模型特点，由于转矩环的参考值与实际值无静差，可将转矩环等效为“1”，进一步设计转速环，在无电解电容电机控制中更符合实际情况。

附图说明

图1为单相输入无电解电容永磁同步电机驱动电路拓扑结构。

图2为单相输入无电解电容永磁同步电机控制系统模型方框图。

图3为电机控制系统简化后电流环模型方框图。

图4为电机控制系统简化后转矩环模型方框图。

图5为电机控制系统简化后转速环模型方框图。

图6为电机控制系统各物理量的参考值与反馈值波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明提供了一种无电解电容永磁同步电机控制系统调节器设计方法，具体步骤如下：

S1、采用如图1所示的单相输入无电解电容永磁同步电机驱动系统，并结合永磁同步电机定子电压方程、磁链方程、转矩方程、运动方程等，建立如图2所示三闭环(电流环、转矩环和转速环)电机控制系统模型。

S2、分析电机驱动电路的功率特性，确定系统中各个物理量的信号特征，并根据“内模原理”选取合适的调节器，以控制各个物理量的实际值跟随其参考值。

S3、电流调节器设计：依据系统性能需求确定电流环性能指标约束条件，然后整定电流调节器参数，得到电流调节器参数计算公式。

S4、转矩调节器设计：依据系统性能需求确定转矩环性能指标约束条件，然后整定转矩调节器参数，得到转矩调节器参数计算公式。

S5、转速调节器设计：依据系统性能需求确定转速环性能指标约束条件，然后整定转速调节器参数，得到转速调节器参数计算公式。

进一步，所述步骤S1中建立电机控制系统模型，包括如下步骤：

S11、电机驱动电路功率关系为：电网输入功率P_g等于母线电容功率P_dc与逆变器输出功率P_inv之和，方程为：

P_g＝P_dc+P_inv (1)

由于各个时刻电机机械转速不能突变，可将功率控制转换为等效转矩控制，将式(1)等式左右两边同时除以机械转速ω_rm，可得到：

T_g＝T_dc+T_inv (2)

其中，T_g为电网功率等效转矩，T_dc为母线电容功率等效转矩，T_inv为逆变器输出功率等效转矩。

S12、电流环为内环，dq轴电流环结构相同，如图2所示，以q轴电流环为例进行说明，由电机定子电压方程，电流参考值与实际值i_q的偏差经过电流调节器(ACR)计算，电流调节器的输出为电机定子电压参考值，考虑实际控制延时，在模型中加入延时环节/>q轴定子电压u_q与反电动势E_q＝K_eω_rm的差值经过电机RL电路模型/>得到定子电流实际值i_q。

S13、如图2所示，转矩环级联在电流环和转速环之间，电网输入功率等效转矩参考值与母线电容功率等效转矩T_dc的差值为逆变器输出功率等效转矩的参考值/>逆变器输出功率等效转矩参考值/>与实际值T_inv的偏差经过转矩调节器(ATR)计算，转矩调节器输出得到q轴电流参考值/>经过电流环控制，根据电机转矩方程，q轴电流实际值i_q与转矩常数K_t的乘积为电机电磁转矩T_e，电磁转矩T_e与电机铜耗等效转矩T_Cu、电感脉动功率等效转矩T_ind之和为逆变器输出功率等效转矩实际值T_inv。

S14、如图2所示，转速环为外环，转速参考值n^*与实际值n的偏差经过速度调节器(ASR)计算，其输出为电网输入功率等效转矩的平均值将它乘2sin²θ_g可获得电网输入功率等效转矩参考值/>经过转矩环控制，电磁转矩T_e与负载转矩T_L的差值依据电机运动方程计算得到电机实际机械转速ω_rm，ω_rm与n之间通过转速反馈系数K_v换算。

进一步，所述步骤S2中选择转速调节器、转矩调节器和电流调节器，包括如下步骤：

S21、转速参考值为阶跃信号，其对应的内模为使用PI调节器可使转速实际值无静差跟随其参考值。

S22、母线电容功率很小，逆变器输出功率近似为电网输入功率，因此，逆变器输出功率等效转矩的理想值近似为电网输入功率P_g与机械转速ω_rm的比值，理想电网输入功率为sin²θ_g形式，含有直流分量与正弦分量。

其中，U_g和I_g为电网输入电压和电流的幅值。

因此，逆变器输出功率等效转矩参考值含有直流分量和正弦分量，其内模分别为和/>(或余弦信号对应/>)，可采用PIR调节器控制逆变器输出功率等效转矩，即为比例积分调节器与谐振控制器并联形式。

S23、根据定子电压方程和逆变器输出功率方程，逆变器输出功率等效转矩T_inv由三部分构成，分别是电磁转矩T_e、电机铜耗等效转矩T_Cu和电感脉动功率等效转矩T_ind，表达式为：

T_Cu和T_ind非常小，T_e近似等于T_inv，而根据电机转矩方程，q轴电流与电磁转矩近似成线性关系，因此q轴电流也近似为含有直流分量的正弦信号；d轴电流选为恒定负值。为避免增加设计的复杂性，电流调节器均采用PI调节器，虽然使用PI调节器会使q轴电流相对其参考值有所滞后，但可把q轴电流环的相位滞后影响等效为一阶惯性环节，进一步地将其代入转矩闭环的设计中。

进一步，所述步骤S3中电流调节器设计，包括如下步骤：

S31、dq轴电流环结构相同，如图3所示，以q轴电流调节器设计为例进行说明。与矢量控制相同，忽略反电动势影响的近似条件为：电流环开环截止频率ω_ci满足下式：

其中，T_m和T_l为电机机械时间常数和电气时间常数。将延时环节泰勒展开近似为/>并采用零极点对消的方式整定电流调节器参数，即图3中电机RL模型的极点与电流调节器零点对消，电流环闭环传递函数为：

其中，k_pc和k_ic分别为电流调节器比例增益和积分增益，R_s为电机定子电阻，T_s为延时时间常数。

S32、将上式代入二阶系统闭环传递函数标准形式，可得阻尼比ξ与上升时间t_r的表达式：

S33、与矢量控制的不同之处在于系统性能指标的约束条件发生变化。依据电机定子电压微分方程，并考虑采用SVPWM方式调制时定子电压最大值为而母线电压u_dc周期性波动，用其平均值计算电流变化最短上升时间为：

其中，L_q为q轴电感，0.9i_qN为q轴电流额定值的0.9倍，为理想母线电压平均值。

由此可得电流环开环截止频率上限为所以阻尼比应满足约束条件

S34、电流调节器设计时应满足性能指标约束条件为：1)2)q轴电流信号为100Hz的周期信号，电流环闭环带宽ω_bi＞2π·100rad/s；3)电流环开环截止频率取值范围为：/>

对于电流环带宽的选取，无电解电容电机控制系统不同于矢量控制双闭环系统，它对高频噪声的抑制要求远高于对快速性的要求，否则定子电流含有高次谐波，会导致网侧电流的畸变率增大。因此，为了降低定子电流谐波含量，并考虑上述约束条件，电流环带宽f_bi不能过高。

S35、由于时间常数T_s很小，q轴电流信号频率ω₀满足条件故而二阶系统可降阶为一阶系统，闭环传递函数简化为下式：

联立式(7)和式(9)，电流调节器参数计算公式为：

依据系统性能约束条件选择合适的电流环闭环带宽ω_bi可使电流环正常工作。

本发明实施例中，将电机控制系统参数代入上述步骤，计算可得电流环需满足：①阻尼比ξ≥0.6057；②电流环闭环带宽f_bi＞100Hz；③电流环开环截止频率取值范围为：77.32Hz＜f_ci＜1972Hz。因此结合高频噪声抑制要求，电流环闭环带宽取为320Hz。由此可计算得到电流调节器参数，实际中，仍需根据控制系统性能微调参数以使系统正常工作。

进一步，所述步骤S4中转矩调节器设计，包括如下步骤：

S41、如图4所示，在设计转矩环调节器时，可将电流环等效为一阶惯性环节其中时间常数T_c＝4ξ²T_s。由于铜耗功率和电感脉动功率的等效转矩相比电磁转矩非常微小，近似用电磁转矩闭环设计代替逆变器输出功率等效转矩闭环设计。

S42、转矩环PIR调节器的表达式为：其中，k_pr、k_ir、a_0r、a_1r分别为PIR调节器的比例增益、积分增益、谐振增益，ω_c和ω₀分别为谐振带宽和谐振频率。谐振带宽选为ω_c＝0.5πrad/s，以避免信号频率波动影响系统性能；谐振频率与信号频率相同，为ω₀＝2π·100rad/s；需根据下述步骤确定k_pr、k_ir、a_0r、a_1r。

S43、将PIR调节器传递函数与等效电流环传递函数零极点对消，即令k_pr/k_ir＝T_c、a_1r/a_0r＝T_c，转矩环开环传递函数可简化为：

其中，K_t为转矩常数。获得k_ir和a_0r即可得到转矩调节器所有参数计算公式。

S44、对转矩环进行稳定性分析。将式(11)变形为：

设根据式(12)可得转矩环相角裕度为：

可解得：

M为是转矩环开环截止频率和相角裕度的函数，所以取合适的相角裕度γ_mT和开环截止频率ω_cT，可得到参数a_0r与k_ir的比值。

S45、转矩环需满足的系统性能约束条件为：1)相角裕度γ_mT通常在45°左右；2)转矩环闭环带宽应小于电流环带宽以保证系统稳定，并考虑转矩环信号频率为100Hz，所以应满足：2π·100rad/s＜ω_bT＜ω_bi。通常系统闭环带宽为开环截止频率的1.2～1.6倍，可合理选择开环截止频率满足约束条件。

S46、在式(12)中，根据开环截止频率定义式确定参数k_ir。令s＝jω_cT，可得：

然后根据比值M和式(15)得到参数a_0r＝M·k_ir。

S47、对转矩环的稳态误差进行分析。转矩闭环的参考值为直流量与正弦量的叠加，因此，根据式(16)，为使稳态误差尽可能小，应使开环传递函数G_T在0Hz和100Hz处增益无穷大。

当ω₁＝0时，式(16)化为理论上可无静差跟踪直流分量；当ω₂＝2π·100rad/s时，式(16)化为/>为很好地跟踪正弦分量，简化可得参数设计的验证条件：

2ω_ck_ir+a_0r→∞ (17)

S48、因此，转矩环调节器参数计算公式为：

依据系统性能约束条件选择合适的转矩环开环截止频率ω_cT和相角裕度γ_mT可使转矩环正常工作。

本发明实施例中，将电机控制系统参数代入上述步骤，计算可得转矩环需满足：①转矩环闭环带宽取值范围为：100Hz＜f_bT＜320Hz；②相角裕度在45°左右。为避免内外环带宽过于接近，并保证系统稳定，转矩环开环截止频率取为130Hz，相角裕度取为45°。由此可计算得到转矩调节器参数，实际中，仍需根据控制系统性能微调参数以使系统正常工作。

进一步，所述步骤S5中转速调节器设计，包括如下步骤：

S51、如图5所示，在设计转速环调节器时，依据PIR调节器可使T_inv无静差跟随其参考值的特性，将转矩环传递函数等效为1。故转速环设计时可近似简化为：前向通道包括PI调节器和环节，反馈通道为转速反馈系数K_v。转速环开环传递函数为：

S52、根据电机的运动方程，在空载和忽略摩擦的情况下，可计算得到转速最短上升时间：

其中，ω_{rm_ref}为机械转速参考值，J为转动惯量，T_{e_max}为电磁转矩最大值。由式(20)计算可得转速环最大开环截止频率为与转速环带宽的较小值，即/>

S53、根据式(19)，可计算得转速环相角裕度为：

故而，转速调节器参数比值根据转速环相角裕度γ_mv和转速环开环截止频率ω_cv可确定速度调节器参数比值。

S54、综合上述步骤，转速环系统性能约束条件为：1)转速环最大开环截止频率为2)转速环输出的物理意义为电网输入功率等效转矩的平均值，应尽可能使其为直流量，所以转速环闭环带宽应较低；3)转速环的相角裕度取45°左右，以保证系统稳定。

S55、根据开环截止频率定义式确定转速调节器参数k_pv和k_iv关系：

联立式(21)和式(22)，转速调节器参数计算公式为：

依据系统性能约束条件选择合适的转速环开环截止频率ω_cv和相角裕度γ_mv可使转速环正常工作。

本发明实施例中，将电机控制系统参数代入上述步骤，计算可得转速环需满足：①转速环开环截止频率f_cv＜46.55Hz；②相角裕度为45°左右。为使转速环输出近似为直流量，并保证系统稳定，转速环开环截止频率取为10Hz，相角裕度取为60°。由此可计算得到转速调节器参数，实际中，仍需根据控制系统性能微调参数以使系统正常工作。

实施例结果分析

如图6所示，为本发明实施例中无电解电容电机控制系统各个物理量参考值与反馈值波形。由图6可知，电网输入电流与电网输入电压相位接近，正弦度较好，电网功率因数达到0.98，电网电流畸变率为16.59％。q轴电流相对其参考值跟随较好但存在滞后，所以在设计转矩环时将电流环等效为一阶惯性环节是合理的。逆变器输出功率等效转矩能够准确跟随其参考值，因此在设计转速环时将转矩环传递函数等效为1是合理的。转速波动范围在转速参考值的±2.8％以内，转速波动较小。

本发明详细阐述了采用转矩闭环无电解电容永磁同步电机控制系统调节器设计方法，给出了系统性能约束条件与调节器参数计算公式，以此为依据，可在合理范围内调节参数，解决了控制系统调节器参数设计理论指导不足或凭经验试凑难以合理选取的问题。

同时，无电解电容电机控制系统转速环、转矩环和电流环调节器的合理设计有助于更好地控制逆变器输出功率，进而提升电网输入电流的正弦度并与电网输入电压同相位，以此提高电网输入功率因数并减小电网输入电流谐波。此外，本发明所述的调节器设计方法具有适用性强的特点，能够适用于多工况(即不同转速和不同负载情况)下电机工作。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法，其特征在于，该方法用于三闭环矢量控制转矩环PIR调节器，所述三闭环矢量控制包括：电流环为内环，转速环为外环，转矩环级联在电流环和转速环之间，所述PIR调节器表达式为：其中，k_pr,k_ir分别表示PIR调节器的比例增益和积分增益，a_0r,a_1r分别表示PIR调节器的正弦项谐振增益和余弦项谐振增益，ω_c,ω₀分别表示谐振带宽和谐振频率，s表示复频域的变量，该方法包括：

将q轴电流环等效为一阶惯性环节；

设定PIR调节器的谐振带宽和谐振频率；

建立转矩环性能指标约束条件：1)转矩环相角裕度γ_mT在45°左右；2)2π×100rad/s<ω_bT<ω_bi，其中，ω_bT表示转矩环闭环带宽，ω_bi表示电流环闭环带宽，且转矩环闭环带宽为转矩环开环截止频率的1.2～1.6倍；

在同时满足上述转矩环性能约束条件下，选择转矩环相角裕度和开环截止频率；

计算该转矩环相角裕度和开环截止频率下，转矩环PIR调节器各参数；

转矩环PIR调节器各参数计算公式如下：

其中，K_t表示转矩常数，ω表示角频率，j表示虚数单位，M表示正弦谐振增益与积分增益的比值，ω_cT表示转矩环开环截止频率，T_c表示电流环等效惯性环节的时间常数。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，q轴电流环等效为一阶惯性环节其中，T_c＝4ξ²T_s，T_c表示电流环等效惯性环节的时间常数，ξ表示阻尼比，T_s表示PWM控制延时时间常数。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

将计算出的k_ir和a_0r代入，判断是否满足2ω_ck_ir+a_0r→∞，若是，则结束；否则，在同时满足上述性能约束条件下，重新选择相角裕度和开环截止频率，计算转矩调节器参数并验证。

4.一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法，其特征在于，该方法用于三闭环矢量控制转速环PI调节器，所述三闭环矢量控制包括：电流环为内环，转速环为外环，转矩环级联在电流环和转速环之间，该方法包括：

将转矩环传递函数等效为1；

计算转速最短上升时间；

建立转速环性能指标约束条件：1)转速环最大开环截止频率为2)转速环闭环带宽为开环截止频率的1.2～1.6倍；3)转速环相角裕度取45°左右；其中，ω_bT表示转矩环闭环带宽，t_{v_min}表示转速最短上升时间；

在同时满足上述转速环性能约束条件下，选择转速环开环截止频率和相角裕度；

计算该转速环相角裕度和开环截止频率下，转速环PI调节器各参数；

转速环PI调节器各参数计算公式如下：

其中，J表示转动惯量，ω_cv表示转速环开环截止频率，γ_mv表示转速环相角裕度。

5.一种无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算系统，其特征在于，该参数计算系统包括：计算机可读存储介质和处理器；

所述计算机可读存储介质用于存储可执行指令；

所述处理器用于读取所述计算机可读存储介质中存储的可执行指令，执行权利要求1至4任一项所述的无电解电容PMSM控制系统调节器参数计算方法。