CN106026072A - 双pwm 变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法。其中，直流母线电压波动抑制方法包括以下步骤：建立网侧、负载侧及中间电容之间的功率平衡方程；建立中间电容的电容瞬时有功功率小信号模型；建立负载侧的负载瞬时有功功率小信号模型；根据所述电容瞬时有功功率小信号模型、所述负载瞬时有功功率小信号模型及所述功率平衡方程计算网侧瞬时有功功率参考值；将所述网侧瞬时有功功率参考值作为功率参考对网侧变流器进行反馈控制。其网侧参考值中包含了直流母线电压纹波及负载状态变信息，其有效性更高；同时，网侧变流器的调节兼顾了负载变化对母线电压的影响，从而减小了直流母线电压的波动。

Description

双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法。

背景技术

近年来，背靠背双PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)变流器被越来越多的应用在工业传动等场合，其具备直流母线电压恒定可控、能量双向流动及网侧单位功率因素等优点。但在实际应用中，电机(负载)状态的变化会对直流母线电压造成一定的波动甚至泵升，威胁系统的安全运行。

为了应对该问题，常通过硬件设计或软件控制进行抑制。如增加中间电容容量，但该方法降低了系统的响应速度，增加了系统的体积和成本；或者通过控制手段如直接功率、电流前馈、电流平衡等控制策略进行抑制，但仅对网侧控制进行优化，没有建立网侧和电机侧的物理关系，不能有效抑制直流母线电压波动。

发明内容

基于此，有必要针对传统技术不能对直流母线电压波动进行有效抑制的问题，提供一种更好的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法。

为实现本发明目的提供的一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，包括以下步骤：

建立网侧、负载侧及中间电容之间的功率平衡方程；

建立中间电容的电容瞬时有功功率小信号模型；

建立负载侧的负载瞬时有功功率小信号模型；

根据所述电容瞬时有功功率小信号模型、所述负载瞬时有功功率小信号模型及所述功率平衡方程计算网侧瞬时有功功率参考值；

将所述网侧瞬时有功功率参考值作为功率参考对网侧变流器进行反馈控制。

作为一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法的可实施方式，所述电容瞬时有功功率小信号模型中包括直流母线电压扰动信号，且

所述负载瞬时有功功率小信号模型中包括相电流扰动信号。

作为一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法的可实施方式，所述功率平衡方程为：

p＝p_m+p_c，

其中，p为网侧瞬时有功功率，p_m为负载瞬时有功功率，p_c为中间电容瞬时有功功率。

作为一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法的可实施方式，所述网侧瞬时有功功率参考值p^*计算函数如下：

p^*＝f(v_dc,Δv_dc,v_si,i_si,Δi_si)，

其中，v_dc为中间直流母线电压值；

Δv_dc为对中间直流母线电压施加的扰动值；

v_si为负载相电压值；

i_si为负载相电流值；

Δi_si为对负载相电流施加的扰动值；

作为一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法的可实施方式，通过功率前馈的方式将所述负载瞬时有功功率小信号模型与所述电容瞬时有功功率小型号模型叠加，得到所述网侧瞬时有功功率参考值。

作为一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法的可实施方式，采用基于虚拟磁链和空间矢量的直接功率控制方式，结合所述功率参考对所述网侧变流器进行反馈控制。

作为一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法的可实施方式，所述电容瞬时有功功率小信号模型为：

$p_c={\mathrm{Cv}}_{dc}\frac{{\mathrm{dv}}_{dc}}{dt}+{\mathrm{Cv}}_{dc}\frac{{\mathrm{d\Δv}}_{dc}}{dt}+{\mathrm{C\Δv}}_{dc}\frac{{\mathrm{dv}}_{dc}}{dt},$

其中，p_c为中间电容瞬时有功功率，C为中间电容的电容值，v_dc为直流母线电压，Δv_dc为对中间直流母线电压施加的扰动值。

作为一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法的可实施方式，所述负载瞬时有功功率小信号模型为：

p_m＝v_sa*i_sa+v_sb*i_sb+v_sc*i_sc+v_sa*Δi_sa+v_sb*Δi_sb+v_sc*Δi_sc，

其中，

p_m为负载瞬时有功功率，

v_sa，v_sb，v_sc为负载相电压值；

i_sa，i_sb，i_sc为负载相电流值；

Δi_sa，Δi_sb，Δi_sc为对负载相电流施加的扰动值。

作为一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法的可实施方式，使用薄膜电容作为所述双PWM变流器中的中间电容。

基于同一发明构思的一种双PWM变流器控制方法，采用前述任一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法进行直流母线电压波动抑制方法对直流母线电压波动进行抑制。

本发明的有益效果包括：本发明提供的一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，建立中间电容的电容瞬时有功功率的小信号模型及负载侧的负载瞬时有功功率小信号模型，并通过网侧和负载侧之间的物理关系及网侧、负载侧和中间电容之间的功率动态平衡关系建立网侧和负载侧之间的功率平衡方程。将小信号模型应用到功率平衡方程中计算得到网侧变流器控制的功率参考值。其网侧变流器控制参考的功率中包含了直流母线电压纹波及负载状态变信息，其有效性更高；同时，网侧变流器的调节兼顾了负载变化对母线电压的影响，从而减小了直流母线电压的波动。

附图说明

图1为双PWM变流器系统结构示意图；

图2为电机侧变流器控制框图；

图3为功率前馈的网侧变流器控制框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图对本发明的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法的具体实施方式进行说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

背靠背双PWM变流器结构如图1所示，左端连接电网(三相R，S，T)，称为网侧，右侧连接负载400。图中两个变流器，左侧为网侧变流器100，右侧为负载侧变流器300，中间为连接两个变流器的中间电容200。左侧电网输入的三相交流电(R，S，T)，为整体系统提供动力来源。四象限整流单元(网侧变流器100)，将三相交流电进行全控整流得到中间直流电。逆变单元(负载侧变流器300)，将中间直流电压进行变频变压调节，满足后端负载400(如永磁同步电机)运行需要。而中间支撑电容(中间电容200)，支撑直流母线电压，其建立了网侧变流器和电机侧变流器的物理联系，既是网侧的负载又是电机侧的电源。其连接了变流器的网侧和电机侧，既是网侧的负载又是电机侧的电源，其电压稳定尤为重要。可采用3900UF/400V铝电解电容器2个串联，等效电容量为1950UF稳定母线。但本发明的方法实施例中，更佳的，采用耐纹波能力更强的金属化聚丙烯薄膜电容器替代铝电解电容器，采用300UF/700V 2个并联的电容量替换比率30.7％，或者采用250UF/700V 2个并联，替换比率25.6％。通过薄膜电容替换，变频器整体体积缩小、寿命加长；更重要的是其耐纹波能力强，电感量小，充放电速度快，可以在直流母线电压波动时快速抑制波动。

下面以15kW永磁同步变频系列为例，对双PWM的工作控制过程进行介绍。

在本实施例中，系统工作时，电机侧的控制过程如图2所示，其采用空间矢量控制，通过转速外环和电流内环为后端电机负载提供稳定可靠的能量，并控制其平稳运行。整体控制采用模型参考自适应控制，得到位置和速度的估算值进行反馈控制。

图2中，ω_ref为电机控制的角速度参考值，i_qref，i_dref分别为q轴和d轴电流参考值；u_q，u_d分别为q轴和d轴电压参考值；u_α，u_β分别为α轴和β轴电压参考值。i_sa，i_sb，i_sc为电机相电流；i_αs，i_βs为电机电流的α轴和β轴分量。

其中，通过PARK变换将电流分量由静止坐标转换到旋转坐标，而通过PARK逆变换(PARK^-1变换)将电压参考值由旋转坐标转换到静止坐标系下。且通过CLARKE变换将电机相电流转化为静止坐标系下的电流。

整个控制过程中使用了三个控制器，包括外环控制速度的PI控制器(速度环PI控制器)，内环进行电流控制的控制器(q轴电流环控制器和d轴电流环控制器)。进行内环电流控制的控制器也可使用PI控制器。

图2中对电机侧的控制过程中同样是采用了基于模型参考自适应的空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM),该部分与网侧脉冲调制机理相同，在其他实施例中也可以采用其他的脉宽调制方式，但是采用空间矢量脉宽调制系统损耗更小，能够提高直流母线电压的利用率。

具体的，永磁同步电机在旋转坐标系下的数学模型：

$\frac{{\mathrm{di}}_{ds}}{dt}=-\frac{R}{L_d}{i}_{ds}+\frac{L_q}{L_d}{\mathrm{\ω}}_e{i}_{qs}+\frac{u_d}{L_d}---\left(1\right)$

$\frac{{\mathrm{di}}_{qs}}{dt}=-\frac{R}{L_q}{i}_{qs}-\frac{L_d}{L_q}{\mathrm{\ω}}_e{i}_{ds}-\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_q}{\mathrm{\ω}}_e+\frac{u_q}{L_q}---\left(2\right)$

其中：

i_ds、i_qs、u_d、u_q分别为定子电流、电压在d轴和q轴上的分量；

L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感；

ω_e为电机电角速度且ω_e＝n_pω_r(n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度)；

p为微分算子，且

选取永磁同步电机本体模型为参考模型，电流模型作为可调模型，将上述电流模型化简，并且使转速ω_e被约束于系统矩阵中。得到：

$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_d+\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_q}\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}& \frac{L_q}{L_d}{\mathrm{\ω}}_e\\ -\frac{L_q}{L_d}{\mathrm{\ω}}_e& -\frac{R_s}{L_d}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{ds}+\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_q}\\ i_{qs}\end{array}\right]+\frac{1}{L_d}\left[\begin{array}{c}{u}_d+\frac{R_s{\mathrm{\ψ}}_f}{L_q}\\ \frac{L_q}{L_d}{u}_q\end{array}\right]---\left(3\right)$

令：

$i_d^{*}=i_{ds}+\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_d},i_q^{*}=i_{qs},u_d^{*}=u_d+\frac{R_s{\mathrm{\ψ}}_f}{L_d},u_q^{*}=\frac{L_q}{L_d}{u}_q---\left(4\right)$

将式(4)代入式(3)可得：

$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_d^{*}\\ i_q^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}& \frac{L_q}{L_d}{\mathrm{\ω}}_e\\ -\frac{L_q}{L_d}{\mathrm{\ω}}_e& -\frac{R_s}{L_d}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d^{*}\\ i_q^{*}\end{array}\right]+\frac{1}{L_d}\left[\begin{array}{c}{u}_d^{*}\\ u_q^{*}\end{array}\right]---\left(5\right)$

根据电流模型化简后设计并联可调模型：

$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{\hat{i}}_d^{*}\\ {\hat{i}}_q^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}& \frac{L_q}{L_d}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_e\\ -\frac{L_q}{L_d}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_e& -\frac{R_s}{L_d}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\hat{i}}_d^{*}\\ {\hat{i}}_q^{*}\end{array}\right]+\frac{1}{L_d}\left[\begin{array}{c}{\hat{u}}_d^{*}\\ {\hat{u}}_q^{*}\end{array}\right]---\left(6\right)$

根据POPOV超稳定性理论可得

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_e={\∫}_0^t{k}_1(i_d{\hat{i}}_q-i_q{\hat{i}}_d-\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_d}(i_q-{\hat{i}}_q\left)\right)d\mathrm{\τ}+k_2(i_d{\hat{i}}_q-i_q{\hat{i}}_d-\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_d}(i_q-{\hat{i}}_q\left)\right)+\widehat{\mathrm{\ω}}\left(0\right)---\left(7\right)$

电动机的转子位置为：

由此，根据参考模型和可调模型的电流输出就可以得出整个辨识速度的算法，以此作为系统的反馈输入进行辨识运算。

该实施例中通过模型参考自适应控制得到位置和速度的估算值进行反馈控制。且通过转速外环和电流内环为后端电机负载提供稳定可靠的能量，并控制其平稳运行。

在其他实施例中，对于电机侧变流器控制策略也可采用直接转矩控制或者V/F控制方式进行控制。但是采用矢量坐标变换对电机励磁电流和转矩电流进行解耦控制，可以实现良好的转矩控制性能，且使用该策略进行控制时，无需使用位置传感器，简化系统结构，降低控制系统的复杂程度。

本实施例中，对于网侧变流器的控制，参见图3，采用基于虚拟磁链和空间矢量的直接功率控制。另外还建立了负载功率前馈通道，通过将电机侧瞬时有功功率直接前馈到网侧，使网侧瞬时有功功率的调节能够避开传统控制中电压外环间接调整的缓慢过程，从而能够更有效的抑制直流母线电压的波动。

且采用空间矢量的直接功率控制，能够抑制电网电压对适量定向和控制性能的影响，克服电网电压谐波影响，避免系统振荡。

其中，图中e_a，e_b，e_c为电网电压，i_a，i_b，i_c为电网侧相电流，v_α ^*、v_β ^*为整流器参考电压α轴和β轴分量。v_dc ^*为直流母线电压参考值，v_dc为直流母线电压，p^*为变流器控制的瞬时有功功率参考值，q^*为无功功率参考值，在网侧和负载侧功率平衡的时，q^*＝0。v_d ^*、v_q ^*为电压在d轴和q轴上的分量参考值。S_a、S_b、S_c为网侧变流器开关信号，λ为电压矢量位置角。

且由图3可知，本实施例中采用的是PI控制器，当然也可使用增量式PID控制等其他控制器。但是采用PI控制器运算更简单，更容易实现，同时对系统的静态误差等具备较好的控制效果。

本实施例中，脉冲调制采用的是SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制)。在其他实施例中，也可采用正弦脉宽调制(SPWM，Sinusoidal PulseWidth Modulation)、特定谐波消除脉宽调制(SHEPWM，Selective Harmonic EliminationPulse Width Modulation)等。但是本实施例中使用空间矢量脉宽调制，其兼顾电压电流波形，利用电压空间矢量直接生成三相PWM波，计算简便，且控制中每次切换只涉及一个功率模块，系统开损耗小。同时空间矢量脉宽调制使网侧输出电压基波最大值为直流母线电压，相对SPWM对直流母线电压的利用率提高了15％左右。

具体的相关计算过程如下：

根据瞬时有功功率和无功功率的定义，基于旋转坐标系下的功率计算如下：

$\left\{\begin{array}{c}p=v_d{i}_d+v_q{i}_q\\ q=v_q{i}_d-v_d{i}_q\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中：

i_d、i_q、v_d、v_q分别为电流、电压在d轴和q轴上的分量。

p、q分别为网侧瞬时有功功率和无功功率。

根据虚拟磁链定向矢量关系有：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=\frac{{\mathrm{d\ψ}}_d}{dt}\\ v_q={\mathrm{\ω\ψ}}_d\end{array}\right.---\left(9\right)$

将式(9)代入式(8)可得网侧瞬时功率表达式：

$\left\{\begin{array}{c}p=\frac{{\mathrm{d\ψ}}_d}{dt}{i}_d+{\mathrm{\ω\ψ}}_d{i}_q\\ q=-\frac{{\mathrm{d\ψ}}_d}{dt}{i}_q+{\mathrm{\ω\ψ}}_d{i}_d\end{array}\right.---\left(10\right)$

鉴于直接功率控制策略中的瞬时功率计算通常是在两相静止坐标系下进行，对式(10)进行等效变换，得到在静止坐标系下的瞬时功率表达式如下：

$\left\{\begin{array}{c}p=\mathrm{\ω}({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}})\\ q=\mathrm{\ω}({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\α}}+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\β}})\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中：

ω为同步旋转坐标系下的旋转角频率，即电网基波角频率；

ψ_α、ψ_β为虚拟磁链在静止坐标系下的分量；

i_α、i_β为电流在静止坐标系下的分量。

虚拟磁链ψ_α、ψ_β在静止坐标系下的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}=\∫(v_{\mathrm{\α}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{dt})dt\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}=\∫(v_{\mathrm{\β}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{dt})dt\end{array}\right.---\left(12\right)$

电压v_α、v_β在静止坐标系下的表达式为

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}=cos\mathrm{\γ}*v_d+sin\mathrm{\γ}*v_q\\ v_{\mathrm{\β}}=cos\mathrm{\γ}*v_q-sin\mathrm{\γ}*v_d\end{array}\right.---\left(13\right)$

旋转坐标与静止坐标转换关系为

$\left\{\begin{array}{c}sin\mathrm{\γ}=\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}{\sqrt{{\left({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}\right)}^2+{\left({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}\right)}^2}}\\ cos\mathrm{\γ}=\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}{\sqrt{{\left({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}\right)}^2+{\left({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}\right)}^2}}\end{array}\right.---\left(14\right)$

网侧瞬时功率估算在其他实施例中，也可采用有电压传感器的瞬时功率估计和电网电压估计。具体计算中，通常是采用电网电压传感器来检测电网电压，然后与电网电流进行计算得到。但是系统成本会稍高。

参考之前的分析，双PWM变流器中电机侧和网侧功率是动态平衡的，根据网侧、负载侧及中间电容之间的物理关系及功率关系可建立两者之间的功率平衡方程。功率平衡方程如下：

p＝p_m+p_c (15)

其中，p为网侧瞬时有功功率，p_m为负载瞬时有功功率，p_c为中间电容瞬时有功功率。

根据瞬时有功功率定义可得：

$p_c=v_{dc}*i_{dc}={\mathrm{Cv}}_{dc}\frac{{\mathrm{dv}}_{dc}}{dt}---\left(16\right)$

p_m＝v_sa*i_sa+v_sb*i_sb+v_sc*i_sc (17)

对独立变量及解耦变量施加扰动获得中间电容的电容瞬时有功功率小信号模型如式(18)所示，获得负载侧的负载瞬时有功功率小信号模型如式(19)所示。小信号模型如下：

$p_c={\mathrm{Cv}}_{dc}\frac{{\mathrm{dv}}_{dc}}{dt}+{\mathrm{Cv}}_{dc}\frac{{\mathrm{d\Δv}}_{dc}}{dt}+{\mathrm{C\Δv}}_{dc}\frac{{\mathrm{dv}}_{dc}}{dt}---\left(18\right)$

p_m＝v_sa*i_sa+v_sb*i_sb+v_sc*i_sc+v_sa*Δi_sa+v_sb*Δi_sb+v_sc*Δi_sc (19)

结合前述的功率平衡方程(15)及电容瞬时有功功率小信号模型和负载瞬时有功功率小信号模型可得到式(20)。

p＝f(v_dc,Δv_dc,v_si,i_si,Δi_si) (20)

其中：

v_dc为中间直流母线电压值；

Δv_dc为对中间直流母线电压施加的扰动值；

v_si为永磁同步电机相电压值；

i_si为永磁同步电机相电流值；

Δi_si为对永磁同步电机相电流施加的扰动值。

至此得到基于小信号模型功率前馈的直流功率控制内环功率参考值，即将此处算出的p作为图3中p^*。在对网侧变流器进行控制时，将p^*作为最终的功率参考值获得变流器的开关控制信号S_a、S_b、S_c，对变流器进行控制。网侧参考值中包含了直流母线电压纹波及负载状态变信息，其有效性更高；同时，网侧变流器的调节兼顾了负载变化对母线电压的影响，减小直流母线电压的波动。

结合图3，是采用了前馈方式将电机的小信号模型与电容瞬时有功功率小信号模型进行叠加得到最终的瞬时有功功率的参考p^*。

本发明同时还提供一种双PWM变流器控制方法，该方法中采用前述任双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法进行直流母线电压波动抑制方法对直流母线电压波动进行抑制，并结合前述的电机侧及网侧的变流器控制方式对系统中的两个变流器分别进行控制。通过控制两侧变流器中的功率开关的闭合与断开为负载提供稳定的电源。且采用该控制方法能够减小直流母线电压的波动，使系统整体性能更加稳定。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

建立网侧、负载侧及中间电容之间的功率平衡方程；

建立中间电容的电容瞬时有功功率小信号模型；

建立负载侧的负载瞬时有功功率小信号模型；

根据所述电容瞬时有功功率小信号模型、所述负载瞬时有功功率小信号模型及所述功率平衡方程计算网侧瞬时有功功率参考值；

将所述网侧瞬时有功功率参考值作为功率参考对网侧变流器进行反馈控制。

2.根据权利要求1所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于，所述电容瞬时有功功率小信号模型中包括直流母线电压扰动信号，且

所述负载瞬时有功功率小信号模型中包括相电流扰动信号。

3.根据权利要求1所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于，所述功率平衡方程为：

p＝p_m+p_c，

其中，p为网侧瞬时有功功率，p_m为负载瞬时有功功率，p_c为中间电容瞬时有功功率。

4.根据权利要求1所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于，所述网侧瞬时有功功率参考值p^*计算函数如下：

p^*＝f(v_dc,Δv_dc,v_si,i_si,Δi_si)，

其中，v_dc为中间直流母线电压值；

Δv_dc为对中间直流母线电压施加的扰动值；

v_si为负载相电压值；

i_si为负载相电流值；

Δi_si为对负载相电流施加的扰动值。

5.根据权利要求1所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于，通过功率前馈的方式将所述负载瞬时有功功率小信号模型与所述电容瞬时有功功率小型号模型叠加，得到所述网侧瞬时有功功率参考值。

6.根据权利要求1所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于，采用基于虚拟磁链和空间矢量的直接功率控制方式，结合所述功率参考对所述网侧变流器进行反馈控制。

7.根据权利要求1所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于：

所述电容瞬时有功功率小信号模型为：

$p_c={\mathrm{Cv}}_{dc}\frac{{\mathrm{dv}}_{dc}}{dt}+{\mathrm{Cv}}_{dc}\frac{{\mathrm{d\Δv}}_{dc}}{dt}+{\mathrm{C\Δv}}_{dc}\frac{{\mathrm{dv}}_{dc}}{dt},$

其中，p_c为中间电容瞬时有功功率，C为中间电容的电容值，v_dc为直流母线电压，Δv_dc为对中间直流母线电压施加的扰动值。

8.根据权利要求1所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于：

所述负载瞬时有功功率小信号模型为：

p_m＝v_sa*i_sa+v_sb*i_sb+v_sc*i_sc+v_sa*Δi_sa+v_sb*Δi_sb+v_sc*Δi_sc，

其中，

p_m为负载瞬时有功功率，

v_sa，v_sb，v_sc为负载相电压值；

i_sa，i_sb，i_sc为负载相电流值；

Δi_sa，Δi_sb，Δi_sc为对负载相电流施加的扰动值。

9.根据权利要求1所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法，其特征在于，使用薄膜电容作为所述双PWM变流器中的中间电容。

10.一种双PWM变流器控制方法，其特征在于，采用权利要求1至9任一项所述的双PWM变流器直流母线电压波动抑制方法进行直流母线电压波动抑制方法对直流母线电压波动进行抑制。