JPS6242470B2 - - Google Patents
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- JPS6242470B2 JPS6242470B2 JP56008573A JP857381A JPS6242470B2 JP S6242470 B2 JPS6242470 B2 JP S6242470B2 JP 56008573 A JP56008573 A JP 56008573A JP 857381 A JP857381 A JP 857381A JP S6242470 B2 JPS6242470 B2 JP S6242470B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/084—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters using a control circuit common to several phases of a multi-phase system
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
- H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
- H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
- H02J3/1864—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein the stepless control of reactive power is obtained by at least one reactive element connected in series with a semiconductor switch
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、三相電源系に接続された電源転流形
サイクロコンバータから電源系統への反作用を同
じく三相電源系統に接続された制御可能な無効電
力補償装置の制御により低減する方法ならびにこ
の方法において無効電力補償装置を制御するため
の目標値を形成する回路に関する。
サイクロコンバータから電源系統への反作用を同
じく三相電源系統に接続された制御可能な無効電
力補償装置の制御により低減する方法ならびにこ
の方法において無効電力補償装置を制御するため
の目標値を形成する回路に関する。
三相電源系統、特に弱い系統はそれに接続され
ている周波数変換装置から受ける無効電力によつ
て著しい電圧変動を生じ、それが他の負荷におけ
るフリツカ現象または系統インピーダンスの共振
個所における電圧ひずみの原因となる。コンデン
サまたはフイルタ回路により平均無効電力は補償
され得る。また、上位の無効電力調節回路により
制御される制御装置（たとえば直流チヨツパ装
置）を有し、周波数変換装置の無効電力吸収に応
じて無効電力を電源系統に供給する誘導性または
容量性のエネルギー蓄積装置が電源系統に接続さ
れ得る。しかし、そのために測定装置を設けて無
効電力調節を行なう方法は比較的費用がかさみ、
また時定数が比較的大きいためにこの種の周波数
変換装置において通常生ずる無効電力吸収の周期
的変調をも補償するのには一般にあまり適してい
ない。
ている周波数変換装置から受ける無効電力によつ
て著しい電圧変動を生じ、それが他の負荷におけ
るフリツカ現象または系統インピーダンスの共振
個所における電圧ひずみの原因となる。コンデン
サまたはフイルタ回路により平均無効電力は補償
され得る。また、上位の無効電力調節回路により
制御される制御装置（たとえば直流チヨツパ装
置）を有し、周波数変換装置の無効電力吸収に応
じて無効電力を電源系統に供給する誘導性または
容量性のエネルギー蓄積装置が電源系統に接続さ
れ得る。しかし、そのために測定装置を設けて無
効電力調節を行なう方法は比較的費用がかさみ、
また時定数が比較的大きいためにこの種の周波数
変換装置において通常生ずる無効電力吸収の周期
的変調をも補償するのには一般にあまり適してい
ない。
電力を見積るために、変換装置出力周波数の半
周期中の有効電流ｉWおよび無効電流ｉQの算術平
均値をとらえ、それらの積として皮相電力を形成
するのが通常である。この皮相電力は正確には基
本波皮相電力S1と呼ぶべきものである。しかし、
電気機器のデイメンジヨニングに対して支配的な
のは、出力周波数の半周期中の電源電流の変調さ
れた基本波の実効値により定められ常に特定の電
力の大きさ（“変調電力”）だけ基本波皮相電力よ
りも大きい真の電力である。周波数変換方法に従
つて、サイクロコンバータからの無効電力吸収は
常にサイクロコンバータ出力周波数の何倍かの周
波数で変調される。その結果、系統電流は側帯波
周波数成分を含む変調されたものとなる。たとえ
ば、三相出力を有するパルス数六結線のサイクロ
コンバータでは上記の無効電力変調のため系統周
波数の無効電流とならんで、系統周波数に対して
出力周波数対系統周波数比の６倍だけずれた側帯
波周波数成分も生ずる。単相出力を有するサイク
ロコンバータでは有効電力も基本波無効電力も変
調されるので、それ以上の側帯波周波数成分が生
ずる。側帯波周波数成分からの周波数スペクトラ
ムはサイクロコンバータ回路のパルス数に関係す
る系統電流の高調波に対しても生ずるが、多くの
場合これらの高調波により惹起される系統反作用
はわずかである。
周期中の有効電流ｉWおよび無効電流ｉQの算術平
均値をとらえ、それらの積として皮相電力を形成
するのが通常である。この皮相電力は正確には基
本波皮相電力S1と呼ぶべきものである。しかし、
電気機器のデイメンジヨニングに対して支配的な
のは、出力周波数の半周期中の電源電流の変調さ
れた基本波の実効値により定められ常に特定の電
力の大きさ（“変調電力”）だけ基本波皮相電力よ
りも大きい真の電力である。周波数変換方法に従
つて、サイクロコンバータからの無効電力吸収は
常にサイクロコンバータ出力周波数の何倍かの周
波数で変調される。その結果、系統電流は側帯波
周波数成分を含む変調されたものとなる。たとえ
ば、三相出力を有するパルス数六結線のサイクロ
コンバータでは上記の無効電力変調のため系統周
波数の無効電流とならんで、系統周波数に対して
出力周波数対系統周波数比の６倍だけずれた側帯
波周波数成分も生ずる。単相出力を有するサイク
ロコンバータでは有効電力も基本波無効電力も変
調されるので、それ以上の側帯波周波数成分が生
ずる。側帯波周波数成分からの周波数スペクトラ
ムはサイクロコンバータ回路のパルス数に関係す
る系統電流の高調波に対しても生ずるが、多くの
場合これらの高調波により惹起される系統反作用
はわずかである。
本発明の目的は、基本波無効電力および（また
は）その変調を無効電力の調節および付属の測定
装置なしに補償することである。それにより通常
の無効電力調節の時定数も除われるので、補償が
一層迅速に行なわれ得る。
は）その変調を無効電力の調節および付属の測定
装置なしに補償することである。それにより通常
の無効電力調節の時定数も除われるので、補償が
一層迅速に行なわれ得る。
この目的は、本発明によれば、三相電源系統に
接続された制御可能な無効電力補償装置の制御に
より電源転流形サイクロコンバータの系統反作用
を低減する方法において、無効電力補償装置から
供給すべき無効電流を制御するための目標値が、
系統側の無効電流そのものの実際値とは無関係
に、サイクロコンバータ出力電流の大きさとサイ
クロコンバータ制御角ψの所定の関数との積から
形成されることにより達成される。その際、サイ
クロコンバータ制御角はサイクロコンバータ出力
電圧から、またはサイクロコンバータの制御電圧
から導出され得る。たとえば、制御電圧と制御角
との間に比例関係があれば、直接に制御電圧が制
御角として、または積に入る制御角の関数として
利用され得る。
接続された制御可能な無効電力補償装置の制御に
より電源転流形サイクロコンバータの系統反作用
を低減する方法において、無効電力補償装置から
供給すべき無効電流を制御するための目標値が、
系統側の無効電流そのものの実際値とは無関係
に、サイクロコンバータ出力電流の大きさとサイ
クロコンバータ制御角ψの所定の関数との積から
形成されることにより達成される。その際、サイ
クロコンバータ制御角はサイクロコンバータ出力
電圧から、またはサイクロコンバータの制御電圧
から導出され得る。たとえば、制御電圧と制御角
との間に比例関係があれば、直接に制御電圧が制
御角として、または積に入る制御角の関数として
利用され得る。
本発明は、補償装置から電源系統に供給すべき
無効電流の制御装置に対して、基本波無効電流に
関する理論的考案および理想化した仮定に基づき ｉB *＝ｋ・｜ｉA｜・cosψ (1) という式から計算される目標値ｉB *を与えれば
十分であるという認識に立脚している。上式でｋ
は比例係数、｜ｉA｜はサイクロコンバータ出力
電流の絶対値、またψは制御角であり、ψ＝±90
゜でサイクロコンバータ出力電圧の正負の最大振
幅が生ずるように選定されている。制御電圧がこ
の制御角に比例するように変換装置の弁が制御さ
れれば、制御電圧が値ψのかわりに、式(1)の計算
回路に用いられ得る。
無効電流の制御装置に対して、基本波無効電流に
関する理論的考案および理想化した仮定に基づき ｉB *＝ｋ・｜ｉA｜・cosψ (1) という式から計算される目標値ｉB *を与えれば
十分であるという認識に立脚している。上式でｋ
は比例係数、｜ｉA｜はサイクロコンバータ出力
電流の絶対値、またψは制御角であり、ψ＝±90
゜でサイクロコンバータ出力電圧の正負の最大振
幅が生ずるように選定されている。制御電圧がこ
の制御角に比例するように変換装置の弁が制御さ
れれば、制御電圧が値ψのかわりに、式(1)の計算
回路に用いられ得る。
電源転流形サイクロコンバータではサイクロコ
ンバータ出力電圧ｕA、理想的無負荷直流電圧
Udi0および制御角ψの間に特定の関係があり、 ψは ψ＝arcsin（ｕA／Udi0） (2) から計算され得る。
ンバータ出力電圧ｕA、理想的無負荷直流電圧
Udi0および制御角ψの間に特定の関係があり、 ψは ψ＝arcsin（ｕA／Udi0） (2) から計算され得る。
通常、サイクロコンバータを制御するため、サ
イクロコンバータ弁の制御電圧Ustが出力電流ｉ
Aまたは出力電圧ｕAの実際値と電流目標値ｉA *
とから形成される調節回路が設けられている。す
なわち式(1)に対する入力量は目標値ｉA *および
ψ（またはUst）の形で既に存在している。しか
し、目標値の１つまたは両目標値をそれぞれの自
際値ｉAおよびｕAにより式(2)を用いて計算するこ
とは有利である。
イクロコンバータ弁の制御電圧Ustが出力電流ｉ
Aまたは出力電圧ｕAの実際値と電流目標値ｉA *
とから形成される調節回路が設けられている。す
なわち式(1)に対する入力量は目標値ｉA *および
ψ（またはUst）の形で既に存在している。しか
し、目標値の１つまたは両目標値をそれぞれの自
際値ｉAおよびｕAにより式(2)を用いて計算するこ
とは有利である。
本発明により無効電力補償装置を制御するため
の目標値が、サイクロコンバータ出力電流の実際
値または目標値を入力とする絶対値形成回路と、
サイクロコンバータ制御角ψに対応する量を入力
とする関数形成回路と、これらの絶対値形成回路
および関数形成回路の出力量を入力とする乗算回
路とにより形成されることは有利である。この目
標値形成回路は式(1)に対する計算回路であり、そ
の出力量は直接に、または後記のようにその後に
接続されている平均値回路を介して、供給すべき
補償無効電流ｉBを制御するために用いられる。
の目標値が、サイクロコンバータ出力電流の実際
値または目標値を入力とする絶対値形成回路と、
サイクロコンバータ制御角ψに対応する量を入力
とする関数形成回路と、これらの絶対値形成回路
および関数形成回路の出力量を入力とする乗算回
路とにより形成されることは有利である。この目
標値形成回路は式(1)に対する計算回路であり、そ
の出力量は直接に、または後記のようにその後に
接続されている平均値回路を介して、供給すべき
補償無効電流ｉBを制御するために用いられる。
式(1)のψのかわりに式(2)による出力電圧ｕAが
用いられる場合には、上記の関数形成回路の前
に、制御角と出力電圧との間の関係に一致する特
性曲線をもつ第２の関数形成回路が接続され、そ
れにサイクロコンバータの出力電圧が入力として
与えられる。
用いられる場合には、上記の関数形成回路の前
に、制御角と出力電圧との間の関係に一致する特
性曲線をもつ第２の関数形成回路が接続され、そ
れにサイクロコンバータの出力電圧が入力として
与えられる。
出力周波数の１周期にわたり平均された平均無
効電流により生ずる系統反作用は電源系統自体ま
たはそれに接続された他の負荷にとつて大きな支
障とならない場合、または基本波無効電力の全体
が補償される必要はなくまたは経済的な理由から
補償されるべきではないけれども無効電力の変調
により惹起される側帯波周波数の成分は抑制され
るべきである場合がしばしばある。このような場
合、目標値ｉB *として、サイクロコンバータか
ら吸収される無効電流として式(1)により計算され
た値ｉQ1そのものではなく、その平均値Q1から
の偏差△ｉQ1のみが用いられることは有利であ
る。この平均値は式(1)に従つて既に計算された値
ｉQ1を平滑することにより直接に形成され得る。
しかしｉAおよびｕAはほぼ正弦波状にサイクロコ
ンバータ出力周波数で変化し、従つて長さAお
よびAの回転ベクトルとしてベクトル表示で表
わされ得るので、式(1)によるｉQ1の平均値はこの
回転ベクトルの大きさAおよびAまたは(2)式に
よる＝arccos Aを(1)式に入れることによつ
ても計算され得る。その際、積一平均値Q1とし
て、サイクロコンバータ出力周波数の少なくとも
系統周波数の半波にわたつて平均されたサイクロ
コンバータ出力電流の大きさと、同様に平均され
たサイクロコンバータ制御角の所定の関数との積
が計算される。
効電流により生ずる系統反作用は電源系統自体ま
たはそれに接続された他の負荷にとつて大きな支
障とならない場合、または基本波無効電力の全体
が補償される必要はなくまたは経済的な理由から
補償されるべきではないけれども無効電力の変調
により惹起される側帯波周波数の成分は抑制され
るべきである場合がしばしばある。このような場
合、目標値ｉB *として、サイクロコンバータか
ら吸収される無効電流として式(1)により計算され
た値ｉQ1そのものではなく、その平均値Q1から
の偏差△ｉQ1のみが用いられることは有利であ
る。この平均値は式(1)に従つて既に計算された値
ｉQ1を平滑することにより直接に形成され得る。
しかしｉAおよびｕAはほぼ正弦波状にサイクロコ
ンバータ出力周波数で変化し、従つて長さAお
よびAの回転ベクトルとしてベクトル表示で表
わされ得るので、式(1)によるｉQ1の平均値はこの
回転ベクトルの大きさAおよびAまたは(2)式に
よる＝arccos Aを(1)式に入れることによつ
ても計算され得る。その際、積一平均値Q1とし
て、サイクロコンバータ出力周波数の少なくとも
系統周波数の半波にわたつて平均されたサイクロ
コンバータ出力電流の大きさと、同様に平均され
たサイクロコンバータ制御角の所定の関数との積
が計算される。
無効電力の完全補償は特に三相出力を有するサ
イクロコンバータでは経済的に可能でないことが
多いけれども、変調電力は完全に補償することが
望まれる。この場合、目標値ｉB *を形成するた
め、上記のようにして計算され変調電力の完全補
償に通ずる差△ｉQ1に、積−平均値そのものの値
Q1が適当に重みづけして加算される。この重み
づけはたとえば、Q1の値が小さい場合にはこの
値がそのまま加算されるけれども、特定の最大値
Q1maxを超過する場合には適当なしきい値制限
回路によりその加算が制限されるという形態で行
なわれる。
イクロコンバータでは経済的に可能でないことが
多いけれども、変調電力は完全に補償することが
望まれる。この場合、目標値ｉB *を形成するた
め、上記のようにして計算され変調電力の完全補
償に通ずる差△ｉQ1に、積−平均値そのものの値
Q1が適当に重みづけして加算される。この重み
づけはたとえば、Q1の値が小さい場合にはこの
値がそのまま加算されるけれども、特定の最大値
Q1maxを超過する場合には適当なしきい値制限
回路によりその加算が制限されるという形態で行
なわれる。
単相出力を有するサイクロコンバータでは有効
電力も２倍の出力周波数で脈動する。この場合、
制御可能な無効電力補償装置として、有効電力の
脈動をも補償し得る補償装置たとえばはずみ車付
きの三相界磁の巻線形誘導電動機を用いることは
有利である。この場合、補償装置から供給すべき
有効電流を制御するため、積ｉA・sinψに比例し
て計算される計算値ｉWが用いられることは有利
である。この場合、有効電力の変調を補償するた
めの電流の目標値はこの計算値ｉWとその平均値
Wとの間の差として形成される。
電力も２倍の出力周波数で脈動する。この場合、
制御可能な無効電力補償装置として、有効電力の
脈動をも補償し得る補償装置たとえばはずみ車付
きの三相界磁の巻線形誘導電動機を用いることは
有利である。この場合、補償装置から供給すべき
有効電流を制御するため、積ｉA・sinψに比例し
て計算される計算値ｉWが用いられることは有利
である。この場合、有効電力の変調を補償するた
めの電流の目標値はこの計算値ｉWとその平均値
Wとの間の差として形成される。
本発明の上記および他の有利な実施態様は特許
請求の範囲に一層詳細に記載されている。
請求の範囲に一層詳細に記載されている。
以下、いくつかの実施例および図面により本発
明を一層詳細に説明する。
明を一層詳細に説明する。
第１図によれば、逆並列に接続された変換装置
，から成り単相出力を有するサイクロコンバ
ータが三相電源系統Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されてい
る。サイクロコンバータ出力端１，２で出力電圧
ｕAが検出され、調節装置３に与えられる。調節
装置３はこれらの実際値および所与の電流目標値
ｉA *から制御電圧Ustを求めて、制御電圧４に
与える。この制御装置４は、制御電圧Ustと制御
角ψとの間に比列関係を生じさせるように構成さ
れている。制御装置４の出力パルスにより変換装
置の弁は点弧角α＝π／２−ψで、また極性反転 時に変換装置の弁は点弧角α＝ψ＋π／２で制御 される。
，から成り単相出力を有するサイクロコンバ
ータが三相電源系統Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されてい
る。サイクロコンバータ出力端１，２で出力電圧
ｕAが検出され、調節装置３に与えられる。調節
装置３はこれらの実際値および所与の電流目標値
ｉA *から制御電圧Ustを求めて、制御電圧４に
与える。この制御装置４は、制御電圧Ustと制御
角ψとの間に比列関係を生じさせるように構成さ
れている。制御装置４の出力パルスにより変換装
置の弁は点弧角α＝π／２−ψで、また極性反転 時に変換装置の弁は点弧角α＝ψ＋π／２で制御 される。
電源相Ｒ，Ｓ，Ｔの間にインダクタンス５およ
びキヤパシタンス６から成るエネルギー蓄積装置
が配置されており、これらの蓄積装置は誘導性に
負荷された直流チヨツパ装置７を介して、変換装
置，から吸収された無効電流の補償のため電
源側に放電され得る。この無効電流補償装置５，
６，７の制御のため、直流チヨツパ装置７の弁に
対して点弧パルスを与える無効電流制御装置８が
用いられている。
びキヤパシタンス６から成るエネルギー蓄積装置
が配置されており、これらの蓄積装置は誘導性に
負荷された直流チヨツパ装置７を介して、変換装
置，から吸収された無効電流の補償のため電
源側に放電され得る。この無効電流補償装置５，
６，７の制御のため、直流チヨツパ装置７の弁に
対して点弧パルスを与える無効電流制御装置８が
用いられている。
無効電流補償装置５，６，７から供給すべき無
効電流を無効電流制御装置８が制御する際の目標
値ｉB *を形成するため、式(1)をシミユレートす
る計算回路９が設けられている。この計算回路は
絶対値形成回路（整流器）１０を含んでおり、こ
れには出力電流ｉAに対応する電気的量が与えら
れる。そのためには、出力端１で検出された実際
値ｉAが用いられ得るが、応答が十分に速い調節
装置３では、第１図に示されているように、対応
する目標値ｉA *も有利に用いられ得る。さらに
関数発生器１１が設けられており、これには制御
電圧Ust（この場合、制御角ψと同等）が与えら
れ、その出力量はcosψに対応するものとなる。
これらの両要素１０，１１の出力量は乗算回路１
２に与えられ、その出力端１３から式(1)に従つて
基本波無効電流に対する理論的特定量ｉQ1が取出
され得る。
効電流を無効電流制御装置８が制御する際の目標
値ｉB *を形成するため、式(1)をシミユレートす
る計算回路９が設けられている。この計算回路は
絶対値形成回路（整流器）１０を含んでおり、こ
れには出力電流ｉAに対応する電気的量が与えら
れる。そのためには、出力端１で検出された実際
値ｉAが用いられ得るが、応答が十分に速い調節
装置３では、第１図に示されているように、対応
する目標値ｉA *も有利に用いられ得る。さらに
関数発生器１１が設けられており、これには制御
電圧Ust（この場合、制御角ψと同等）が与えら
れ、その出力量はcosψに対応するものとなる。
これらの両要素１０，１１の出力量は乗算回路１
２に与えられ、その出力端１３から式(1)に従つて
基本波無効電流に対する理論的特定量ｉQ1が取出
され得る。
この値ｉQ1は直接に、供給すべき無効電流ｉB
に対する目標値として制御装置８に与えられ得
る。しかし第１図の実施例では蓄積装置５，６は
サイクロコンバータの系統反作用全体の補償用と
しては設計されておらず、変調電力のみを補償す
るものであり、基本波無効電力は無補償にとどま
る。従つて、目標値ｉB *として、瞬時無効電流
に対する理論値ｉQ1と基本波無効電流の平均値
Q1との間の差△ｉQ1が形成される。そのため出力
端１３の後に差引回路１４が接続されており、出
力端１３からの値ｉQ1から、出力端１３から平滑
回路１５を介して得られた平均値Q1が差引かれ
る。この平均値回路１４，１５は、平均値Q1の
残留リプルを小さくするため、大きな平滑作用を
有するものでなければならない（電源周期の何倍
かの時定数）。しかし、このことは平均値が変化
した際の応答時間を長くする。
に対する目標値として制御装置８に与えられ得
る。しかし第１図の実施例では蓄積装置５，６は
サイクロコンバータの系統反作用全体の補償用と
しては設計されておらず、変調電力のみを補償す
るものであり、基本波無効電力は無補償にとどま
る。従つて、目標値ｉB *として、瞬時無効電流
に対する理論値ｉQ1と基本波無効電流の平均値
Q1との間の差△ｉQ1が形成される。そのため出力
端１３の後に差引回路１４が接続されており、出
力端１３からの値ｉQ1から、出力端１３から平滑
回路１５を介して得られた平均値Q1が差引かれ
る。この平均値回路１４，１５は、平均値Q1の
残留リプルを小さくするため、大きな平滑作用を
有するものでなければならない（電源周期の何倍
かの時定数）。しかし、このことは平均値が変化
した際の応答時間を長くする。
従つて、好ましくは、第２図に示されている平
均値回路１６′が用いられる。これは量ｉAおよび
ｕAが時間的に正弦波状に変化する量であり、そ
れぞれ直角座標系で長さ（大きさ）AおよびA
の回転ベクトルの１つの成分としてとらえられる
という考案に基づいている。従つて平均値回路１
６は量ｉAおよびｕAを入力量として用い、その
際、第１図と同様にｕAのかわりに制御電圧Ust
＝ψを用いる場合には、ｕAの入力回路に式(2)に
よるｕA＝Udi0・sinψの関係をサイクロコンバー
タのψ／ｕA特性曲線からシミユレートする関数
発生器が接続される。
均値回路１６′が用いられる。これは量ｉAおよび
ｕAが時間的に正弦波状に変化する量であり、そ
れぞれ直角座標系で長さ（大きさ）AおよびA
の回転ベクトルの１つの成分としてとらえられる
という考案に基づいている。従つて平均値回路１
６は量ｉAおよびｕAを入力量として用い、その
際、第１図と同様にｕAのかわりに制御電圧Ust
＝ψを用いる場合には、ｕAの入力回路に式(2)に
よるｕA＝Udi0・sinψの関係をサイクロコンバー
タのψ／ｕA特性曲線からシミユレートする関数
発生器が接続される。
いま平均値AおよびAの計算はベクトル・ア
ナライザ１７，１８を用いてベクトル評価により
行なわれ、これらのベクトル・アナライザにはそ
れぞれ１つの成分として入力量ｉAおよびｕAが直
接に与えられ、またそれに対して垂直なもう１つ
の成分としてこれらの入力量が積分回路１９，２
０を介して与えられる。平均値Q1の計算は、量
Aから関数発生器２３でサイクロコンバータの
ψ／ｕA特性曲線に従つて制御角平均値が求め
られ、次いで角度関数発生器２１および乗算回路
２２により式Q1＝A・cosが計算されること
によつて行なわれる。
ナライザ１７，１８を用いてベクトル評価により
行なわれ、これらのベクトル・アナライザにはそ
れぞれ１つの成分として入力量ｉAおよびｕAが直
接に与えられ、またそれに対して垂直なもう１つ
の成分としてこれらの入力量が積分回路１９，２
０を介して与えられる。平均値Q1の計算は、量
Aから関数発生器２３でサイクロコンバータの
ψ／ｕA特性曲線に従つて制御角平均値が求め
られ、次いで角度関数発生器２１および乗算回路
２２により式Q1＝A・cosが計算されること
によつて行なわれる。
第２図のように平均値回路１６′に対する入力
量としてサイクロコンバータ出力電圧ｕAが用い
られる場合、この入力量は計算回路９′に対して
も用いられ、その際、関数発生器１１の前に関数
発生器２３と同様に入力電圧ｕAから制御角ψを
求める関数発生器２４が接続される。
量としてサイクロコンバータ出力電圧ｕAが用い
られる場合、この入力量は計算回路９′に対して
も用いられ、その際、関数発生器１１の前に関数
発生器２３と同様に入力電圧ｕAから制御角ψを
求める関数発生器２４が接続される。
いま第１図と異なり、平均基本波無効電力の全
体が無補償にとどまるのではなく、この平均基本
波無効電力が特定の最大値までは補償されかつこ
の最大値を超過する無効電力のみは無補償にとど
まるようにすべき場合には、量△ｉQ1を与える平
均値回路１６または１６′の後に加算点２６が接
続され、この加算点に導線２５を経て平滑回路１
５または乗算回路２２の出力端から取出された
Q1の値が適当に重みづけられて与えられる。この
重みづけはしきい値制限回路２７を介して行なわ
れ、その制限すべきしきい値はたとえばポテンシ
オメータ２８を介して設定可能である。
体が無補償にとどまるのではなく、この平均基本
波無効電力が特定の最大値までは補償されかつこ
の最大値を超過する無効電力のみは無補償にとど
まるようにすべき場合には、量△ｉQ1を与える平
均値回路１６または１６′の後に加算点２６が接
続され、この加算点に導線２５を経て平滑回路１
５または乗算回路２２の出力端から取出された
Q1の値が適当に重みづけられて与えられる。この
重みづけはしきい値制限回路２７を介して行なわ
れ、その制限すべきしきい値はたとえばポテンシ
オメータ２８を介して設定可能である。
前記のように、第１図に示されているような単
相出力を有するサイクロコンバータでは有効電力
も脈動する。この有効電力の脈動は、使用される
補償装置がこのような補償用としても設計されて
いるならば、補償され得る。電源電流の変調され
た有効成分に対して、本発明によれば、式(1)と同
様に ｉW＝ｋ・ｉA・sinψ (3) という式がたてられる。ここで、適当な制御装置
を用いる場合、同様にUstがψに比例し、ｕAが
sinψに比例する。従つて、式(3)をシミユレート
するためには同様にサイクロコンバータ出力電流
ｉAまたはその目標値ｉA *とならんで出力電圧ｕ
Aが、または直列接続された角度関数発生器３０
（第４図）を介して制御電圧Ustが入力量として
用いられる。電源電流の脈動する有効電流成分の
計算値を式(3)に従つてシミユレートするために
は、量ｉAおよびｕAを乗算回路３１に与えるだけ
でよい。いま有効電流制御のための目標値として
同様に計算によりシミユレートされた脈動値△ｉ
W＝ｉW−Wが用いられ得る。この△ｉWは、乗算
回路３１の後に接続されており第１図の平均値回
路１６と同様に平滑回路３３および差引点３４か
ら成る平均値回路３２で形成される。しかし平均
値の形成は第５図の平均値回路３２′でも行なわ
れ得る。この回路は第２図の平均値回路１６′と
同様に積分回路３５，３６およびベクトル・アナ
ライザ３７，３８を介してのベクトル評価により
平均値AおよびAを求め、乗算回路３９を介し
て平均値W＝A・sinを形成する。
相出力を有するサイクロコンバータでは有効電力
も脈動する。この有効電力の脈動は、使用される
補償装置がこのような補償用としても設計されて
いるならば、補償され得る。電源電流の変調され
た有効成分に対して、本発明によれば、式(1)と同
様に ｉW＝ｋ・ｉA・sinψ (3) という式がたてられる。ここで、適当な制御装置
を用いる場合、同様にUstがψに比例し、ｕAが
sinψに比例する。従つて、式(3)をシミユレート
するためには同様にサイクロコンバータ出力電流
ｉAまたはその目標値ｉA *とならんで出力電圧ｕ
Aが、または直列接続された角度関数発生器３０
（第４図）を介して制御電圧Ustが入力量として
用いられる。電源電流の脈動する有効電流成分の
計算値を式(3)に従つてシミユレートするために
は、量ｉAおよびｕAを乗算回路３１に与えるだけ
でよい。いま有効電流制御のための目標値として
同様に計算によりシミユレートされた脈動値△ｉ
W＝ｉW−Wが用いられ得る。この△ｉWは、乗算
回路３１の後に接続されており第１図の平均値回
路１６と同様に平滑回路３３および差引点３４か
ら成る平均値回路３２で形成される。しかし平均
値の形成は第５図の平均値回路３２′でも行なわ
れ得る。この回路は第２図の平均値回路１６′と
同様に積分回路３５，３６およびベクトル・アナ
ライザ３７，３８を介してのベクトル評価により
平均値AおよびAを求め、乗算回路３９を介し
て平均値W＝A・sinを形成する。
計算回路９または９′は多相出力を有するサイ
クロコンバータに対しても使用可能である。第６
図には三相サイクロコンバータに対するこのよう
な回路が示されている。この場合、各相出力ａ，
ｂおよびｃに対して各１つの計算回路９ａ，９ｂ
または９ｃが設けられており、これらの計算回路
には、第１図の場合、対応する相の出力電流ｉAa
またはｉAbまたはｉAc（またはそれらの目標値ｉ
Aa *またはｉAb *またはｉAc *）と制御角ψａま
たはψｂまたはψｃ（または第２図の場合、対応
する関数発生器２４ａまたは２４ｂまたは２４ｃ
を介して、対応する相の出力電圧ｕAaまたはｕAb
またはｕAc）とが与えられる。これらの計算回路
の各々は、いまの場合、それぞれ１つの絶対値形
成回路１０ａまたは１０ｂまたは１０ｃ、１つの
角度関数発生器１１ａ，１１ｂまたは１１ｃおよ
び１つの乗算回路１２ａまたは１２ｂまたは１２
ｃを含んでいる。乗算回路１２ａ，１２ｂ，１２
ｃの出力量は加算点で基本波無効電流に対する理
論値ｉQ1として加算される。
クロコンバータに対しても使用可能である。第６
図には三相サイクロコンバータに対するこのよう
な回路が示されている。この場合、各相出力ａ，
ｂおよびｃに対して各１つの計算回路９ａ，９ｂ
または９ｃが設けられており、これらの計算回路
には、第１図の場合、対応する相の出力電流ｉAa
またはｉAbまたはｉAc（またはそれらの目標値ｉ
Aa *またはｉAb *またはｉAc *）と制御角ψａま
たはψｂまたはψｃ（または第２図の場合、対応
する関数発生器２４ａまたは２４ｂまたは２４ｃ
を介して、対応する相の出力電圧ｕAaまたはｕAb
またはｕAc）とが与えられる。これらの計算回路
の各々は、いまの場合、それぞれ１つの絶対値形
成回路１０ａまたは１０ｂまたは１０ｃ、１つの
角度関数発生器１１ａ，１１ｂまたは１１ｃおよ
び１つの乗算回路１２ａまたは１２ｂまたは１２
ｃを含んでいる。乗算回路１２ａ，１２ｂ，１２
ｃの出力量は加算点で基本波無効電流に対する理
論値ｉQ1として加算される。
この値ｉQ1が基本波無効電力の全体と補償する
ための目標値としてではなく、変調電力のみを補
償するための目標値として用いられる場合には、
出力端１３の後に第１図の場合と同様に平均値回
路１６を接続しておけばよい。しかし、平均値形
成は第７図に示されているように入力量のベクト
ル評価によつても行なうことができる。この場
合、平均値Aを形成するため、ベクトル・アナ
ライザ１７′が設けられており、それに直角座標
系での出力電流ベクトルｉAの両成分が与えられ
る。電流ベクトルｉAは３つの相電流ｉAa，ｉAb
およびｉAcから成つているので、ベクトル・アナ
ライザ１７′の前に座標変換回路４１が接続され
ている。平均値も第２図と類似の方法で形成さ
れる。すなわち各相の出力電圧ｕAa，ｕAb，ｕAc
が座標変換回路４２を介して直角座標系での出力
電圧ベクトルｕAの両成分に変換され、これらの
両成分からベクトル・アナライザ１８′でベクト
ルの大きさが求められ、これが関数発生器２３′
で制御角平均値に変換される。各相の出力電圧
ｕAaなどのかわりに、それに対応する制御角ψａ
などまたは制御電圧Ustなどが用いられる場合に
は、制御電圧または制御角は座標変換回路４２の
相応の入力端の前に接続されている関数発生器４
３ａ，４３ｂ，４３ｃによりｕAaとψａとの間、
ｕAbとψｂとの間およびｕAcとψｃとの間の比例
関係に従つた変換を受ける。関数発生器４３ａ，
４３ｂおよび４３ｃの特性曲線と関数発生器２
３′の特性曲線とは互いに逆になつている。これ
らの関数発生器は同時に省略しても実際上誤差を
生じないことが判明しているので、いずれも第７
図に破線で記入されている。
ための目標値としてではなく、変調電力のみを補
償するための目標値として用いられる場合には、
出力端１３の後に第１図の場合と同様に平均値回
路１６を接続しておけばよい。しかし、平均値形
成は第７図に示されているように入力量のベクト
ル評価によつても行なうことができる。この場
合、平均値Aを形成するため、ベクトル・アナ
ライザ１７′が設けられており、それに直角座標
系での出力電流ベクトルｉAの両成分が与えられ
る。電流ベクトルｉAは３つの相電流ｉAa，ｉAb
およびｉAcから成つているので、ベクトル・アナ
ライザ１７′の前に座標変換回路４１が接続され
ている。平均値も第２図と類似の方法で形成さ
れる。すなわち各相の出力電圧ｕAa，ｕAb，ｕAc
が座標変換回路４２を介して直角座標系での出力
電圧ベクトルｕAの両成分に変換され、これらの
両成分からベクトル・アナライザ１８′でベクト
ルの大きさが求められ、これが関数発生器２３′
で制御角平均値に変換される。各相の出力電圧
ｕAaなどのかわりに、それに対応する制御角ψａ
などまたは制御電圧Ustなどが用いられる場合に
は、制御電圧または制御角は座標変換回路４２の
相応の入力端の前に接続されている関数発生器４
３ａ，４３ｂ，４３ｃによりｕAaとψａとの間、
ｕAbとψｂとの間およびｕAcとψｃとの間の比例
関係に従つた変換を受ける。関数発生器４３ａ，
４３ｂおよび４３ｃの特性曲線と関数発生器２
３′の特性曲線とは互いに逆になつている。これ
らの関数発生器は同時に省略しても実際上誤差を
生じないことが判明しているので、いずれも第７
図に破線で記入されている。
サイクロコンバータの点弧の調節用として、
AおよびAを形成するための座標変換回路４１，
４２およびベクトル・アナライザ１７′，１８′は
既に設けられていることが多いので、付属の測定
装置を備えた無効電力調節装置なしに基本波無効
電力およびその変調をわずかな費用で補償するこ
とが可能である。
AおよびAを形成するための座標変換回路４１，
４２およびベクトル・アナライザ１７′，１８′は
既に設けられていることが多いので、付属の測定
装置を備えた無効電力調節装置なしに基本波無効
電力およびその変調をわずかな費用で補償するこ
とが可能である。
第１図は三相系統に接続され単相出力を有する
サイクロコンバータと、制御可能な無効電力補償
装置と、計算回路および平均値回路から成りサイ
クロコンバータの出力電流目標値ｉA *および制
御電圧Ustを入力量として無効電力補償装置の制
御装置に対する目標値を形成する目標値形成回路
とを含む回路図、第２図はサイクロコンバータの
出力電流実際値ｉAおよび出力電圧実際値ｕAを入
力とする計算回路および平均値回路の回路図、第
３図は差△ｉQ1に対してQ1を重みづけして加算
するための回路を示す図、第４図および第５図は
単相出力を有するサイクロコンバータにおける有
効電力変調を補償するための制御回路を示す図、
第６図は三相出力を有するサイクロコンバータが
系統に接続されている場合に対する制御回路の実
施例を示す図、第７図は第６図の制御回路におけ
る平均値回路の変形例を示す図である。 １，２……サイクロコンバータ出力端、３……
調節装置、４……制御装置、５……インダクタン
ス、６……キヤパシタンス、７……直流チヨツパ
装置、８……無効電流制御装置、９……計算回
路、１０……絶対値形成回路、１１……関数発生
器、１２……乗算回路、１３……乗算回路出力
端、１４……差引回路、１５……平滑回路、１６
……平均値回路、１７，１８……ベクトルアナラ
イザ、１９，２０……積分回路、２１……角度関
数発生器、２２……乗算回路、２３，２４……関
数発生器、２６……加算点、２７……しきい値制
限回路、２８……ポテンシオメータ、３０……角
度関数発生器、３１……乗算回路、３２……平均
値回路、３３……平滑回路、３４……差引点、３
５，３６……積分回路、３７，３８……ベクトル
アナライザ、３９……乗算回路、４１，４２……
座標変換回路、４３……関数発生器。
サイクロコンバータと、制御可能な無効電力補償
装置と、計算回路および平均値回路から成りサイ
クロコンバータの出力電流目標値ｉA *および制
御電圧Ustを入力量として無効電力補償装置の制
御装置に対する目標値を形成する目標値形成回路
とを含む回路図、第２図はサイクロコンバータの
出力電流実際値ｉAおよび出力電圧実際値ｕAを入
力とする計算回路および平均値回路の回路図、第
３図は差△ｉQ1に対してQ1を重みづけして加算
するための回路を示す図、第４図および第５図は
単相出力を有するサイクロコンバータにおける有
効電力変調を補償するための制御回路を示す図、
第６図は三相出力を有するサイクロコンバータが
系統に接続されている場合に対する制御回路の実
施例を示す図、第７図は第６図の制御回路におけ
る平均値回路の変形例を示す図である。 １，２……サイクロコンバータ出力端、３……
調節装置、４……制御装置、５……インダクタン
ス、６……キヤパシタンス、７……直流チヨツパ
装置、８……無効電流制御装置、９……計算回
路、１０……絶対値形成回路、１１……関数発生
器、１２……乗算回路、１３……乗算回路出力
端、１４……差引回路、１５……平滑回路、１６
……平均値回路、１７，１８……ベクトルアナラ
イザ、１９，２０……積分回路、２１……角度関
数発生器、２２……乗算回路、２３，２４……関
数発生器、２６……加算点、２７……しきい値制
限回路、２８……ポテンシオメータ、３０……角
度関数発生器、３１……乗算回路、３２……平均
値回路、３３……平滑回路、３４……差引点、３
５，３６……積分回路、３７，３８……ベクトル
アナライザ、３９……乗算回路、４１，４２……
座標変換回路、４３……関数発生器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 三相電源系統Ｒ，Ｓ，Ｔに接続された電源転
流形サイクロコンバータ，から電源系統への
反作用を、同じく三相電源系統に接続された制御
可能な無効電力補償装置５，６，７の制御により
低減する方法において、無効電力補償装置から供
給すべき無効電流の制御装置８に対する目標値ｉ
B *が無効電流の実際値とは無関係に、サイクロ
コンバータ出力電流ｉAの大きさと、サイクロコ
ンバータ，の制御電圧Ustまたはサイクロコ
ンバータ出力電圧ｕAから導出されたサイクロコ
ンバータ制御角ψの所定の関数cosψとの積（｜
ｉA｜・cosψ＝ｉQ1）から形成されることを特徴
とする電源転流形サイクロコンバータの系統反作
用低減方法。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の方法において、
目標値ｉB *として前記の積（｜ｉA｜・cosψ＝
ｉQ1）とそれに対応する積−平均値Q1との間の
差（△ｉQ1、差引回路１４）が計算されることを
特徴とする電源転流形サイクロコンバータの系統
反作用低減方法。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の方法において、
前記の積−平均値Q1が前記の積（｜ｉA｜・cos
ψ）に対応する電気的量ｉQ1の平滑１５により形
成されることを特徴とする電源転流形サイクロコ
ンバータの系統反作用低減方法。 ４ 特許請求の範囲第２項記載の方法において、
前記の積−平均値Q1が、サイクロコンバータ出
力周波数の半波にわたつて平均されたサイクロコ
ンバータ出力電流Aの大きさと、同様に平均さ
れたサイクロコンバータ制御角の所定の関数
cosとの積（乗算回路２２）として計算される
ことを特徴とする電源転流形サイクロコンバータ
の系統反作用低減方法。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の方法において、
前記平均量A，がベクトル表示の未平均量の
大きさとして計算される（ベクトルアナライザ１
７，１８）ことを特徴とする電源転流形サイクロ
コンバータの系統反作用低減方法。 ６ 特許請求の範囲第２項ないし第５項のいずれ
かに記載の方法において、目標値形成のために前
記の積ｉQ1と積−平均値Q1との間の差△ｉQ1に
対して積−平均値Q1が重みづけして加算される
ことを特徴とする電源転流形サイクロコンバータ
の系統反作用低減方法。 ７ 特許請求の範囲第１項記載の方法において、
単相出力を有するサイクロコンバータにおける電
力脈動の低減も同時に行なうため、有効電流の変
調をも補償し得る制御可能な補償装置が用いられ
ており、サイクロコンバータ出力電流ｉAの大き
さとサイクロコンバータ制御角の所定の関数sin
ψとの積（｜ｉA｜・sinψ＝ｉW）が計算され、
この積ｉWとそれを平均した積−平均値Wとの間
の差△ｉWが補償装置から供給すべき有効電流の
制御装置に対する目標値として形成されることを
特徴とする電源転流形サイクロコンバータの系統
反作用低減方法。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19803002373 DE3002373A1 (de) | 1980-01-23 | 1980-01-23 | Verfahren zur minderung der netzrueckwirkungen eines netzgefuehrten direktumrichters und steuerschaltung hierzu |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56110116A JPS56110116A (en) | 1981-09-01 |
| JPS6242470B2 true JPS6242470B2 (ja) | 1987-09-08 |
Family
ID=6092772
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP857381A Granted JPS56110116A (en) | 1980-01-23 | 1981-01-22 | Reaction reducing method of power source commutating cyctroconverter system |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0033842B1 (ja) |
| JP (1) | JPS56110116A (ja) |
| DE (2) | DE3002373A1 (ja) |
| NO (1) | NO158769C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0211466U (ja) * | 1988-07-07 | 1990-01-24 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0111088B1 (de) * | 1982-11-03 | 1987-01-14 | BBC Brown Boveri AG | Stromrichter |
| GB8429683D0 (en) * | 1984-11-23 | 1985-01-03 | Gen Electric Co Plc | Reactive power compensating circuit |
| DE3708468A1 (de) * | 1986-03-17 | 1987-09-24 | Siemens Ag | Verfahren und vorrichtung zum kompensieren von oberschwingungsbelastungen und/oder blindlast in einem versorgungsnetz |
| JPH0833786B2 (ja) * | 1986-07-21 | 1996-03-29 | サンケン電気株式会社 | 無効電力調整装置 |
| JPH02135511A (ja) * | 1988-11-16 | 1990-05-24 | Toshiba Corp | 無効電力補償装置 |
| DE4327894A1 (de) * | 1993-08-19 | 1995-02-23 | Abb Management Ag | Verfahren zur Stabilisierung eines Stromnetzes gegen Blindlastschwankungen und Blindleistungskompensationseinrichtung |
| GB2294165A (en) * | 1994-10-11 | 1996-04-17 | Lumonics Ltd | Power supply for providing a dc supply from a multiphase ac source |
| US5610501A (en) * | 1995-02-01 | 1997-03-11 | Westinghouse Electric Corporation | Dynamic power and voltage regulator for an ac transmission line |
| US6603795B2 (en) | 2001-02-08 | 2003-08-05 | Hatch Associates Ltd. | Power control system for AC electric arc furnace |
| US6573691B2 (en) | 2001-10-17 | 2003-06-03 | Hatch Associates Ltd. | Control system and method for voltage stabilization in electric power system |
| BRPI0515356B1 (pt) | 2004-09-01 | 2017-10-10 | Hatch Ltd. | "electric oven and method for operating an electric oven" |
| DE102012209369A1 (de) * | 2012-06-04 | 2013-12-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Regeleinrichtung zur Beseitigung von Störungen im Netz |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH502011A (de) * | 1968-03-23 | 1971-01-15 | Licentia Gmbh | Anordnung zur Stabilisierung der Spannung eines Versorgungsnetzes |
| SE348602B (ja) * | 1971-01-18 | 1972-09-04 | Asea Ab |
-
1980
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-
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- 1981-01-09 DE DE8181100123T patent/DE3166740D1/de not_active Expired
- 1981-01-21 NO NO810186A patent/NO158769C/no unknown
- 1981-01-22 JP JP857381A patent/JPS56110116A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0211466U (ja) * | 1988-07-07 | 1990-01-24 |
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