CN1290252C - 同步电机控制方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种同步电机控制方法及其装置，该装置具有：电流检测部，检测同步电机的供给电流；电压检测单元，检测端子电压；位置速度检测部，设有电机模块，根据电机电流和电压来运算转子的转速和旋转位置；速度差算出部，算出检测速度与从外部提供的速度指令之差；速度控制部，根据速度差来运算电流指令，使平均速度为指令速度；转矩控制部，根据速度差来运算用于校正电流指令的电流振幅调制信号；乘法部，将电流指令与电流振幅调制信号相乘后，算出转矩控制电流指令；相位控制部，根据转矩控制电流指令和从外部提供的相位指令，运算最终电流指令；和电流控制部，根据检测出的转子位置、电机电流和最终电流指令，运算电压指令，并提供给逆变器。

Description

同步电机控制方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种同步电机控制方法及其装置，具体而言，涉及一种使用电机模块来检测转子的旋转位置，即使在负载变动、速度指令值、转矩指令变动的情况下，也可高精度控制同步电机的新的同步电机控制方法及装置。

背景技术

以前，虽采用同步电机来作为各种设备的驱动源，但在要求提高该同步电机电压利用率即通过过调制来扩大运转范围和提高效率、提高控制性、降低噪声的同时，还要求通过不使用检测转子旋转位置的传感器来提高可靠性、降低成本和提高无传感器控制的细致程度。

另外，作为满足这种要求的同步电机控制方法，有：

(1)如“IPMモ一タのセンサレス制御(IPM电机的无传感器控制)”、モ一タ技術シンポジウム(电机技术论丛)B-5、1999/3所述，提议使用将感应电压当作干扰的干扰观察器的无传感器转矩控制。该无传感器转矩控制是使用干扰观察器、和不伴有过调制的电流控制的控制方法。

(2)提议通过将向同步电机的定子绕组中通电的期间设定为120°，观测电机的未通电相的感应电压，根据电机感应电压来检测转子旋转位置的同时进行电压相位控制以控制同步电机的方法。

但是，在采用方法(1)的情况下，因为使用电流控制的关系，不能提高电压利用率，所以必需减少电机绕组来降低感应电压，导致存在效率降低等缺陷。并且，因为在电机运转状态下位置发生偏移，所以即使进行抑制1次旋转中速度变动的转矩控制，也得不到充分的减震效果。

在采用方法(2)的情况下，由于观测未通电相的感应电压，不能扩大通电宽度，存在不能提高电压利用率等缺陷。另外，还存在电压相位的控制范围小、不能高效地运转IPM(具有埋入磁铁结构的转子的无刷DC电机)的缺陷。并且，因为要尽可能进行每60°的旋转位置检测，所以还存在难以细致化控制的缺陷。

鉴于上述问题做出本发明，其目的在于提供一种基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高的同步电机控制方法及装置。

发明内容

技术方案1的同步电机控制方法，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，检测转子的旋转位置，并根据旋转位置检测结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机的速度变动，最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的，将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机作为其输入电压或输入电流，在(Ld-Lq)id+φ＞0的电流相位范围内控制同步电机，其中Ld是d轴电感，Lq是q轴电感、id是d轴电流、φ是电枢交链磁通。

技术方案2的同步电机控制方法，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机的输入电压高次谐波、输入电流高次谐波和该同步电机的电感分布，检测转子的旋转位置，并根据旋转位置检测结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机的速度变动，最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的，将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机作为其输入电压或输入电流。

技术方案3的同步电机控制方法，在(Ld-Lq)id+φ＞0的电流相位范围内控制同步电机，其中Ld是d轴电感，Lq是q轴电感、id是d轴电流、φ是电枢交链磁通。

技术方案4的同步电机控制方法，使用旋转坐标电机模块来检测旋转位置。

技术方案5的同步电机控制方法，控制|L_d-L_q|小的电机。

技术方案6的同步电机控制方法，使用固定坐标电机模块来检测旋转位置。

技术方案7的同步电机控制方法，控制|L_d-L_q|大的电机。

技术方案8的同步电机控制方法，将相对于转速变动的频率分量的反馈增益设定为无限大，进行转矩控制。

技术方案9的同步电机控制方法，事先存储对应于负载变动的电流或电压图形，对应于旋转位置检测结果，输出相应的电流或电压图形，降低负载变动引起的速度变动。

技术方案10的同步电机控制方法，将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

技术方案11的同步电机控制方法，通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

技术方案12的同步电机控制方法，由同步电机来驱动空调机用压缩机。

技术方案13的同步电机控制方法，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机，其中，使用同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，检测转子的旋转位置，并根据旋转位置检测结果，由滤波器得到旋转位置校正结果，删除以旋转位置检测结果为输入的滤波器的延迟或旋转位置检测的反应速度引起的延迟，并根据旋转位置校正结果或删除延迟后的值、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的，并将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机作为其输入电压或输入电流。

技术方案14的同步电机控制方法，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机，其中，使用同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，算出转子的旋转位置，并根据旋转位置算出结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的，并将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机作为其输入电压或输入电流，使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置，同步电机是具有显磁极性的电机，使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置。

技术方案15的同步电机控制方法，使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置。

技术方案16的同步电机控制方法，采用显磁极性电机作为同步电机，使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置。

技术方案17的同步电机控制方法，由同步电机来驱动空调机用压缩机。

技术方案18的同步电机控制装置，包含：旋转位置检测单元，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，检测转子的旋转位置；和逆变器控制单元，根据旋转位置检测结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机的速度变动，将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机作为其输入电压或输入电流，其中最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的，上述逆变器控制单元在(Ld-Lq)id+φ＞0的电流相位范围内控制同步电机，其中Ld是d轴电感，Lq是q轴电感、id是d轴电流、φ是电枢交链磁通。

技术方案19的同步电机控制装置，包含：旋转位置检测单元，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机输入电压高次谐波、输入电流高次谐波和该同步电机的电感分布，检测转子的旋转位置；和逆变器控制单元，根据旋转位置检测结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机的速度变动，将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机作为其输入电压或输入电流，其中最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的。

技术方案20的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用在(Ld-Lq)id+φ＞0的电流相位范围内控制同步电机的单元，其中Ld是d轴电感，Lq是q轴电感、id是d轴电流、φ是电枢交链磁通。

技术方案21的同步电机控制装置，作为上述旋转位置检测单元，采用使用旋转坐标电机模块来检测旋转位置的单元。

技术方案22的同步电机控制装置，作为同步电机，采用|L_d-L_q|小的电机。

技术方案23的同步电机控制装置，作为上述旋转位置检测单元，采用使用固定坐标电机模块来检测旋转位置的单元。

技术方案24的同步电机控制装置，作为同步电机，采用|L_d-L_q|大的电机。

技术方案25的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用将相对于转速变动的频率分量的反馈增益设定为无限大，进行转矩控制的单元。

技术方案26的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用事先存储对应于负载变动的电流或电压图形，对应于旋转位置检测结果，输出相应的电流或电压图形，降低负载变动引起的速度变动的单元。

技术方案27的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制的单元。

技术方案28的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制的单元。

技术方案29的同步电机控制装置，作为上述同步电机，采用驱动空调机用压缩机的电机。

技术方案30的同步电机控制装置，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机，其中，包含：旋转位置检测单元，使用同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，检测转子的旋转位置；滤波单元，根据旋转位置检测结果，由滤波器得到旋转位置校正结果；删除单元，删除以旋转位置检测结果为输入的滤波器的延迟或旋转位置检测的反应速度引起的延迟；和逆变器控制单元，根据旋转位置校正结果或删除延迟后的值、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机作为其输入电压或输入电流，其中最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的。

技术方案31的同步电机控制装置，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机，其中，包含：旋转位置算出单元，使用同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，算出转子的旋转位置；和逆变器控制单元，根据旋转位置算出结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机作为其输入电压或输入电流，其中最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的，上述旋转位置算出单元使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置，上述同步电机是具有显磁极性的电机，上述旋转位置算出单元使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置。

技术方案32的同步电机控制装置，作为上述旋转位置算出单元，采用使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置的单元。

技术方案33的同步电机控制装置，作为上述同步电机，采用具有显磁极性的电机，作为上述旋转位置算出单元，采用使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置的单元。

技术方案34的同步电机控制装置，作为上述同步电机，采用驱动空调机用压缩机的电机。

根据技术方案1的同步电机控制方法，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，检测转子的旋转位置，并根据旋转位置检测结果，控制逆变器的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机的速度变动，将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机，所以，即使负载具有周期性的转矩变动，也可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案2的同步电机控制方法，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机的输入电压高次谐波、输入电流高次谐波和该同步电机的电感分布，检测转子的旋转位置，并根据旋转位置检测结果，控制逆变器的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机的速度变动，将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机，所以，即使负载具有周期性转矩变动，也可降低误差，并充分防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案3的同步电机控制方法，在(Ld-Lq)id+φ＞0的电流相位范围内控制同步电机，其中Ld是d轴电感，Lq是q轴电感、id是d轴电流、φ是电枢交链磁通，所以，除技术方案1的作用外，还可确实检测转子的旋转位置。

根据技术方案4的同步电机控制方法，使用旋转坐标电机模块来检测旋转位置，所以，可实现与技术方案1或技术方案3一样的作用。

根据技术方案5的同步电机控制方法，控制|L_d-L_q|小的电机，所以，除技术方案4的作用外，还可防止发生旋转位置检测误差。

根据技术方案6的同步电机控制方法，使用固定坐标电机模块来检测旋转位置，所以，可通过简单处理来实现与技术方案1或技术方案3一样的作用。

根据技术方案7的同步电机控制方法，控制|L_d-L_q|大的电机，所以通过应用于在使用旋转坐标电机模块的情况下不能应用的显极比大的电机，可实现与技术方案6一样的作用。

根据技术方案8的同步电机控制方法，将相对于转速变动的频率分量的反馈增益设定为无限大，进行转矩控制，所以，除技术方案1至技术方案7任何之一的作用外，可确实抑制转速变动。

根据技术方案9的同步电机控制方法，事先存储对应于负载变动的电流或电压图形，对应于旋转位置检测结果，输出相应的电流或电压图形，降低负载变动引起的速度变动，所以，可实现与技术方案1至技术方案7任何之一同样的作用。

根据技术方案10的同步电机控制方法，将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制，所以，除技术方案1至技术方案9任何之一的作用外，可实现效率提高。

根据技术方案11的同步电机控制方法，通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制，所以，除技术方案1至技术方案9任何之一的作用外，可简化控制。

根据技术方案12的同步电机控制方法，由同步电机来驱动空调机用压缩机，所以，除技术方案1至技术方案11任何之一的作用外，可稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

根据技术方案13的同步电机控制方法，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机时，使用同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，检测转子的旋转位置，并根据旋转位置检测结果，由滤波器得到旋转位置校正结果，删除以旋转位置检测结果为输入的滤波器的延迟或旋转位置检测的反应速度引起的延迟，并根据旋转位置校正结果或删除延迟后的值，控制逆变器的输出电流或输出电压，并将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机，所以，在延迟小的情况、大的情况下都可应对，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案14的同步电机控制方法，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机时，使用同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，算出转子的旋转位置，并根据旋转位置算出结果，控制逆变器的输出电流或输出电压，并将逆变器的输出电压或输出电流提供给同步电机，所以，可充分跟踪高速变化，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案15的同步电机控制方法，使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置，所以，可充分跟踪高速变化，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案16的同步电机控制方法，采用显磁极性电机作为同步电机，使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置，所以除技术方案13至技术方案15任何之一的作用外，即使对于剧烈的负载变动，也可进行无误差的旋转位置检测。

根据技术方案17的同步电机控制方法，由同步电机来驱动空调机用压缩机，所以，除技术方案13至技术方案16任何之一的作用外，可稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

根据技术方案18的同步电机控制装置，通过旋转位置检测单元，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，检测转子的旋转位置，通过逆变器控制单元，根据旋转位置检测结果，控制逆变器的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机的速度变动。

因此，即使负载具有周期性转矩变动，也可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案19的同步电机控制装置，通过旋转位置检测单元，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机的输入电压高次谐波、输入电流高次谐波和该同步电机的电感分布，检测转子的旋转位置，通过逆变器控制单元，根据旋转位置检测结果，控制逆变器的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机的速度变动。

因此，即使负载具有周期转矩变动，也可降低误差，充分防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案20的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用在(Ld-Lq)id+φ＞0的电流相位范围内控制同步电机，其中Ld是d轴电感，Lq是q轴电感、id是d轴电流、φ是电枢交链磁通，所以，除技术方案18的作用外，还可确实检测转子的旋转位置。

根据技术方案21的同步电机控制装置，作为上述旋转位置检测单元，采用使用旋转坐标电机模块来检测旋转位置的单元，所以，可实现与技术方案18或技术方案20一样的作用。

根据技术方案22的同步电机控制装置，作为同步电机，采用|L_d-L_q|小的电机，所以，除技术方案21的作用外，还可防止发生旋转位置检测误差。

根据技术方案23的同步电机控制装置，作为上述旋转位置检测单元，采用使用固定坐标电机模块来检测旋转位置的单元，所以，可通过简单处理来实现与技术方案18或技术方案20一样的作用。

根据技术方案24的同步电机控制装置，作为同步电机，采用|L_d-L_q|大的电机，所以通过应用于在使用旋转坐标电机模块的情况下不能应用的显极比大的电机，可实现与技术方案23一样的作用。

根据技术方案25的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用将相对于转速变动的频率分量的反馈增益设定为无限大，进行转矩控制的单元，所以，除技术方案18至技术方案24任何之一的作用外，可确实抑制转速变动。

根据技术方案26的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用事先存储对应于负载变动的电流或电压图形，对应于旋转位置检测结果，输出相应的电流或电压图形，降低负载变动引起的速度变动的单元，所以，可实现与技术方案18至技术方案24任何之一同样的作用。

根据技术方案27的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制的单元，所以，除技术方案18至技术方案26任何之一的作用外，可实现效率提高。

根据技术方案28的同步电机控制装置，作为上述逆变器控制单元，采用通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制的单元，所以，除技术方案18至技术方案26任何之一的作用外，可简化控制。

根据技术方案29的同步电机控制装置，作为上述同步电机，采用驱动空调机用压缩机的电机，所以，除技术方案18至技术方案28任何之一的作用外，可稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

根据技术方案30的同步电机控制装置，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机时，通过旋转位置检测单元，使用同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，检测转子的旋转位置，通过滤波单元，根据旋转位置检测结果，由滤波器得到旋转位置校正结果，通过删除单元，删除以旋转位置检测结果为输入的滤波器的延迟或旋转位置检测的反应速度引起的延迟，通过逆变器控制单元，根据旋转位置校正结果或删除延迟后的值，控制逆变器的输出电流或输出电压。

因此，在延迟小的情况、大的情况下都可应对，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案31的同步电机控制装置，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机时，通过旋转位置算出单元，使用同步电机的输入电压、输入电流和该同步电机的设备常数，算出转子的旋转位置，通过逆变器控制单元，根据旋转位置算出结果，控制逆变器的输出电流或输出电压。

因此，可充分跟踪高速变化，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案32的同步电机控制装置，作为上述旋转位置算出单元，采用使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置，所以，可充分跟踪高速变化，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动。结果，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

根据技术方案33的同步电机控制装置，作为上述同步电机，采用具有显磁极性的电机，作为上述旋转位置算出单元，采用使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置的单元，所以除技术方案30至技术方案32任何之一的作用外，即使对于剧烈的负载变动，也可进行无误差的旋转位置检测。

根据技术方案34的同步电机控制装置，作为上述同步电机，采用驱动空调机用压缩机的电机，所以，除技术方案30至技术方案33任何之一的作用外，可稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

附图说明

图1是表示本发明同步电机控制装置一实施方式的框图。

图2是表示位置速度检测部的结构的一例的框图。

图3是表示位置速度检测部的结构的另一例的框图。

图4是表示有无转矩控制下的速度变动改善效果的模拟结果的图。

图5是表示本发明同步电机控制装置另一实施方式的框图。

图6是表示本发明同步电机控制装置再一实施方式的框图。

图7是表示基于旋转坐标电机模缺的位置检测器的结构的框图。

图8是表示线性近似图7位置检测器的位置检测器的结构的框图。

图9是表示基于固定坐标电机模块的位置检测器的结构的框图。

图10是表示以d轴为基准的电流相位与相对于2相变换后电流值的(L_d-L_q)i_d+φ的图。

图11是表示使用转矩控制器的控制系统的框图。

图12是表示转矩控制器的增益特性的图。

图13是表示本发明同步电机控制装置又一实施方式的框图。

图14是表示本发明同步电机控制装置又一实施方式的框图。

图15是表示埋入磁铁结构同步电机的电流相位特性的图。

图16是表示空调机用压缩机的转矩图形的图。

图17是表示本发明同步电机控制装置又一实施方式的框图。

图18是表示图17的同步电机控制装置引起的负载转矩的经时变化的模拟结果的图。

图19是表示图17的同步电机控制装置引起的转速的经时变化的模拟结果的图。

图20是表示图17的同步电机控制装置引起的推定角度误差的经时变化的模拟结果的图。

图21是表示图17的同步电机控制装置引起的电流相位的经时变化的模拟结果的图。

图22是表示图17的同步电机控制装置引起的控制器内部的电流相位推定值的经时变化的模拟结果的图。

图23是表示不具有删除单元的同步电机控制装置引起的负载转矩的经时变化的模拟结果的图。

图24是表示不具有删除单元的同步电机控制装置引起的转速的经时变化的模拟结果的图。

图25是表示不具有删除单元的同步电机控制装置引起的推定角度误差的经时变化的模拟结果的图。

图26是表示不具有删除单元的同步电机控制装置引起的电流相位的经时变化的模拟结果的图。

图27是表示不具有删除单元的同步电机控制装置引起的控制器内部电流相位推定值的经时变化的模拟结果的图。

图28是表示用于根据滤波后的位置信息来校正速度突变引起的位置偏移的结构的框图。

具体实施方式

下面，参照附图来详细说明本发明的同步控制方法及其装置的实施方式。以下各实方式例中说明控制逆变器输出电压的情况，但也可控制逆变器的输出电流。

图1是表示本发明同步电机控制装置一实施方式的框图。

同步电机控制装置具有：变流器2，将交流电源1作为输入，得到直流电；逆变器3，将该直流电作为输入，得到交流电，并提供给作为同步电机一种的同步电机4；电流检测部5a，检测提供给同步电机4的电机电流；电压检测单元5b，检测同步电机4的端子电压；位置速度检测部6，设有电机模块，并且将电机电流和电压作为输入，进行规定运算，检测转子的转速(下面简称为速度)和转子的旋转位置(下面简称为转子位置)；速度差算出部7a，算出检测的速度与从外部提供的速度指令之差；速度控制部7b，将速度差作为输入，进行速度控制运算，输出电流指令，使平均速度为指令速度；转矩控制部7c，将速度差作为输入，进行转矩控制运算，输出应校正电流指令的电流振幅调制信号；乘法部7d，将电流指令与电流振幅调制信号相乘来算出转矩控制电流指令；相位控制部8，将转矩控制电流指令和从外部提供的相位指令作为输入，进行相位控制运算，输出最终电流指令；和电流控制部9，将检测到的转子位置、电机电流和最终电流指令作为输入，进行电流控制运算，输出电压指令，并提供给逆变器3。

图2是表示上述位置速度检测部6的结构的一例的框图。位置速度检测部6具有：3相→γδ变换部61，对应于转子位置(^θ)，将3相电压作为输入，进行γδ变换(从3相电压变换到d-q轴电压，并且，对d-q轴电压乘以式(1)，从d-q轴变换到与旋转方向仅存在-θ_e电角度偏差的推定轴γ-δ轴电压)，输出γδ电压矢量；3相→γδ变换部62，对应于转子位置(^θ)，将3相电流作为输入，进行γδ变换，输出γδ电流矢量；电机逆模块部63，将γδ电流矢量作为输入，输出电压矢量；差算出部64，算出从电机逆模块部62输出的电压矢量与从3相→γδ变换部61输出的电压矢量之差；滤波器65，将从差算出部64输出的差作为输入；位置检测部66，将来自滤波器的输出作为输入，检测转子位置(θ)；和微分部67，将转子位置(^θ)作为输入，进行微分处理，输出速度。

式(1)

$\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& {-\sin }_e\\ {\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]$

图2中，如式(2)所示定义各量。

各量的定义

式(2)

θ：电角度

ω：电角度速度

$\begin{array}{cc}I\≡\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]& T\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\≡\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& -{\sin \mathrm{\θ}}_e\\ {\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\end{array}$

v_γ，v_δ：γδ轴电压        v_γδ≡(v_γ，v_δ)^T

i_γ，i_δ：γδ轴电流        i_γδ≡(i_γ，i_δ)^T ${\mathrm{\α}}_1\≡\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{\γ}}& 0\\ 0& {\mathrm{\α}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]$

ε_γ，ε_δ：γδ轴感应电压  ε_γδ≡(ε_γ，ε_δ)^T ${\mathrm{\β}}_1\≡\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\γ}}& 0\\ 0& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]$

φ：电枢交链磁通      $L_I\≡\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Ld}& 0\\ 0& \mathrm{Lq}\end{array}\right]$

R：电枢电阻

Ld，Lq：dq轴电感 $L_J\≡\left[\begin{array}{cc}0& -\mathrm{Lq}\\ \mathrm{Ld}& 0\end{array}\right]$

S为微分算子                 θ_e≡θ-^θ

上标^为推定值

此时，可使用旋转坐标电机模块检测转子位置(^θ)。

另外，此时，最好采用|L_d-L_q|小的电机(在转子表面安装永久磁铁的所谓表面磁铁结构同步电机)作为同步电机4，可防止发生误差。对这点进一步说明。

如图8所示，在使用旋转坐标电机模块的情况下，在实际的转子角度(转子位置)θ与推定转子角度(转子位置)θ有差θ_e、且显极比大(|L_d-L_q|大)的情况下，差θ_e与I_dq、ω相乘，传到后级。因此，在由于负载变动等总是发生差θ_e，将其反馈除去误差而运转的情况下，由于I_dq变动(因为变换为旋转坐标，所以基波分量变为直流)，而在电机逆模块输出中产生误差，进而在推定结果自身中产生误差。

上述转矩控制部7c根据速度差，制作周期性转矩变动波形(电流振幅调制信号)，以抑制周期速度变动。通过将该周期性转矩变动波形重叠在电流指令上，得到转矩控制电流指令。

对应于最高效率、最大转矩、弱磁场控制等控制目的来时刻提供上述相位指令。

上述构成的同步电机控制装置的作用如下。

通过检测电机电流和电压并提供给位置速度检测部6，可检测转子位置(θ)和速度。

另外，通过向速度控制部7提供检测出的速度和速度指令的速度差，可得到电流指令。

通过向转矩控制部7c提供速度差，可产生周期性转矩变动波形。

通过将如此得到的电流指令和波形信号重叠后提供给相位控制部8，可得到实施了相位控制的电流指令(最终电流指令)，将该最终电流指令提供给电流控制部10的同时，还将电机电流和转子位置(θ)提供给电流控制部10，得到电压指令，控制逆变器3，通过提供来自逆变器3的输出，控制同步电机4。

因此，可提高电压利用率，大幅度降低电机特性的影响，细致化旋转位置的检测，提高精度并提高控制性，还可实现噪声的降低、效率的提高。另外，通过进行转矩控制，即使负载具有周期性转矩变动，也可无速度变动地区动同步电机4，可实现充分的减震效果。

另外，在本实施方式中，直接检测电压，但也可从驱动逆变器3用的PWM图形等中检测电压。

作为转矩控制部7c，可以采用根据转子位置(θ)来读取预定的转矩变动图形的单元。

并可省略电流控制部9，由速度控制系统直接制作电压指令。

图3是表示位置速度检测部6的结构的另一例的框图。

位置速度检测部6与图2的位置速度检测部6大的不相同之处在于采用固定坐标电机模块来取代旋转坐标电机模块。

位置速度检测部6具有：3相→2相变换部71，将3相电压作为输入，乘以式(3)，从而输出2相垂直固定子坐标下的αβ电压矢量；3相→2相变换部72，将3相电流作为输入，输出αβ电流矢量；电机逆模块部73，将αβ电流矢量作为输入，得到电压矢量，算出与从3相→2相变换部71输出的电压矢量的差，在积分后，算出与基于αβ电流矢量和q轴电感Lq的处理结果之差；电机位置算出部74，对来自电机逆模块部73的输出，进行tan^-1处理，输出转子位置(^θ)；和微分部75，将转子位置(^θ)作为输入，进行微分处理，输出速度。

式(3)

$\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]$

图3中，按式(4)提供各量。

式(4)

v_α，v_β：αβ轴电压            v_αβ≡(v_α，v_β)^T

i_α，i_β：αβ轴电流            i_αβ≡(i_α，i_β)^T

此时，与图2的位置速度检测部6一样，可检测转子位置(^θ)和速度。另外，因为不必进行旋转坐标变换等，所以与图2相比，可简化结构和处理。

另外，此时由于不存在图8的误差传输路径，所以可采用显极比大的电机(在转子内部安装永久磁铁的所谓嵌入磁铁结构同步电机)作为同步电机4。

图4是表示有无转矩控制下的速度变动改善效果的模拟结果的图。电机常数R＝0.2992(Ω)、Ld＝5.5(mH)、Lq＝12.7(mH)、φ＝0.1746(wb)。图4中，(A)表示无转矩控制下的速度(rps)的经时变化，(B)表示有转矩控制时的速度(rps)的经时变化。另外，图4中，(C)表示有转矩控制时的电机转矩(Nm)，(D)表示有转矩控制时的负载转矩(Nm)。

从图4可知，通过进行转矩控制，可大幅度抑制速度变动。

与图2的位置速度检测部6等进行对比，说明图3的位置速度检测部6。

图2的位置速度检测部6中，因为具有推定转子位置的反馈，所以由于推定转子位置的坐标变换，存在在显极比大的同步电机中产生误差的缺陷。另外，在“突極型ブラシレスDCモ一タのセンサレス制御ための拡張誘起電圧オブザ一バ(显极型无刷DC电机的无传感器控制用扩展感应电压观察器)”、陈志谦等在平成11年电学会全国大会中所示的具有推定速度反馈的单元中，由于位置推定结果随推定速度变化，所以在推定速度变化的情况下，产生误差。

在求转子位置中，利用推定转子位置、推定速度的反馈的情况下，无法对应于指令值、转矩指令、负载等的高速变化。

但是，通过根据同步电机的输入端子电压、电流和同步电机的设备常数直接求转子位置，可使其对于指令值、转矩指令、负载等的高速度化不产生误差。

具体而言，通过采用图3的位置速度检测部6，可使推定转子位置与电机模块无关，可通过磁通的维数来使推定速度与电机模块无关。即，将电机输入电流、电压变换成垂直坐标，并积分电压，变换成磁通的维数后，算出推定转子位置。因此，不需要推定转子位置、推定速度的反馈，可通过不直接利用推定转子位置、推定速度的运算，根据电机输入来直接求出转子位置。结果，可快速跟踪速度、电压、电流、转矩等的突变。

再说明图1的同步电机控制装置。

根据输入端子电压、电流和同步电机的设备常数来检测转子的旋转位置的现有方法由于可进行细致的位置检测，所以可提高控制精度，但由于由电机逆模块和滤波器构成，所以对变动负载产生延迟，未必能充分提高控制精度。

相反，在周期性负载变动的情况下，通过转矩控制，抑制速度变动，由此抑制延迟的影响。

因此，在将根据输入端子电压、电流和同步电机的设备常数来检测转子的旋转位置的方法应用于周期性负载变动中的情况下，通过兼用转矩控制(这种兼用是本领域技术人员完全想不到的)，消除延迟等产生的位置检测误差，所以可提高位置检测精度。另外，因为可通过精密的位置检测来实现更精密的转矩控制，所以还可实现可提高检测精度的良性循环。

图5是表示本发明同步电机控制装置另一实施方式的框图。

同步电机控制装置与图1的同步电机控制装置不同之处仅在于：采用将电机电流和从电流控制部9输出的PWM矢量作为输入来检测旋转位置和速度的位置速度检测部6’，取代位置速度检测部6，省略电压检测部5b，并设置根据算出的旋转位置和速度去除噪声的滤波器10。

上述位置速度检测部6’例如通过应用“突極性に基づく位置推定法を用ぃた位置センサレスIPMモ一タ驅動システム(使用基于显极性的位置推定法的无位置传感器IPM电机驱动系统)”、小笠原、松泽、赤木、T.IEE Japan，Vol.118-D，No.5，’98，根据同步电机4的输入端子电压高次谐波和电流高次谐波及同步电机4的电感分布来检测转子的旋转位置，同时，还可检测速度。

因此，在采用这种结构的同步电机控制装置的情况下，在由滤波器10去除噪声的同时，可提高旋转位置和速度的检测精度。另外，可提高电压利用率，大幅度降低电机特性的影响，细致化旋转位置检测，同时，提高精度，并提高控制性，还可降低噪声、提高效率。另外，还通过进行转矩控制，即使负载具有周期性转矩变动，也可无速度变动地驱动同步电机4，实现充分的减震效果。

图6是表示本发明同步电机控制装置再一实施方式的框图。

该同步电机控制装置与图1的同步电机控制装置的不同之处仅在于：除转子位置、速度外，还从位置速度检测部6输出磁通Ψ＝(L_d-L_q)i_d+φ，并设置将检测出的磁通Ψ作为输入、检测磁通Ψ0输出进相指令的Ψ0检测部11，采用不仅将转矩控制电流指令、而且还将进相指令作为输入、输出最终电流指令的单元，作为相位控制部8。

在采用该结构的同步电机控制装置的情况下，除图1的同步电机控制装置的作用外，还可避免Ψ0。

进一步说明如下。

将坐标变换式(10)代入在“IPMモ一タのセンサレス制御(IPM电机的无传感器控制)”、モ一タ技術シンポジウム(电机技术论丛)B-5、99/3月刊中记载的式子、式(5)、式(6)、式(7)、式(8)、式(9)中，使用dq轴上的电压V_dq、电流i_dq和实际旋转角度θ，更改为使用电机逆模块和反馈的系统时，如图7所示。

式(5)

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}& \frac{L_q}{L_d}{\mathrm{\ω}}_R\\ -\frac{L_q}{L_d}& -\frac{R_s}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L_d}{v}_d\\ \frac{1}{L_q}{v}_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L_q}\\ 0\end{array}\right]{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{mag}}{\mathrm{\ω}}_R$

式(6)

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}^i_{\mathrm{\γ}}\\ {^i}_{\mathrm{\δ}}\\ {^}_{\mathrm{\ϵ\γ}}\\ {^}_{\mathrm{\ϵ\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R_s}{L_d}& \frac{L_q}{L_d}{\mathrm{\ω}}_R& \frac{1}{L_q}& 0\\ -\frac{L_d}{L_q}{\mathrm{\ω}}_R& -\frac{R_s}{L_d}& 0& \frac{1}{L_q}\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{^i}_{\mathrm{\γ}}\\ {^i}_{\mathrm{\δ}}\\ {^}_{\mathrm{\ϵ\γ}}\\ {^}_{\mathrm{\ϵ\δ}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{\γ}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{\δ}}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{k}_{01}& k_{02}\\ k_{03}& k_{04}\\ k_{05}& k_{06}\\ k_{07}& k_{08}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}-{^i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}-{^i}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]$

式(7)

${^\mathrm{\ω}}_{\mathrm{R\φ}}(k+1)=\frac{1}{{\mathrm{\φ}}_{m0}}\·\mathrm{sign}\left({^}_{\mathrm{\ϵ\δ}}(k+1)\right)\·\sqrt{{{^\mathrm{\ϵ}}_{{\mathrm{\γ}}^{*}}}^2(k+1)+{{^\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\δ}}}^2}(k+1)$

式(8)

^ω_Rφ(k+1)＝^ωRφ(k+1)+·sign(^_εδ(k+1))·Kθ·^εγ(K+1)

式(9)

^θ_x(k+1)＝θ_x(k)+^ω_R(K+1)·T_s

式(10)

$\left(\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}+\mathrm{\θ}}\\ q_{\mathrm{\α}+\mathrm{\θ}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ q_{\mathrm{\α}}\end{array}\right)$

在图7中，θ表示电角度，ω表示电角度速度，v_γ、v_δ表示γδ轴电压，i_γ、i_δ表示γδ电流，ε_γ、ε_δ表示γδ轴感应电压，φ表示永久磁铁的电枢交链磁通，R表示电枢电阻，L_d、L_q表示dq轴电感，s表示微分算子，^表示推定值。另外，图7中的I、v_γδ、i_γδ、ε_γδ、L_I、L_J、θ_e、T(θ_e)、α₁、β₁、i_dq、v_dq如式(11)所示。

式(11)

$I\≡\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]$

V_γδ≡(V_γ，V_δ)^T

i_γδ≡(i_γ，i_δ)^T

$\begin{array}{cc}{L}_1\≡\left[\begin{array}{cc}{L}_d& 0\\ 0& L_q\end{array}\right]& {\mathrm{\α}}_1\≡\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{\γ}}& 0\\ 0& {\mathrm{\α}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{cc}\mathrm{Lj}\≡\left[\begin{array}{cc}0& -L_d\\ L_d& 0\end{array}\right]& {\mathrm{\β}}_1\≡\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\γ}}& 0\\ 0& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]\end{array}$

^θ≡θ-^θ               idq≡(id，iq)^T

                          vdq≡(vd，vq)^T

若线性化反馈环中的非线性要素(假设cosθ_e→1、sinθ_e→θ_e、^ω→ω)，则得到图8所示的功能块结构。

使用图8的功能块结构，考虑i_dq在周期情况下的收敛性。根据线性近似功能块线图，由式(12)提供x_γ。

式(12)

X_y＝{φω+(L_d-L_q)[ω₁-S]i_dq}θ_e

其中，考虑式(12)的{}内为a₀+a_1ssinθ₁+a_1ccosθ₁、

θ_e＝e₀+e_1ssinθ₁+e_1ccosθ₁+e_2ssin₂θ₁+e_2ccos2θ1的情况。x_γ变为式(13)。

式(13)

X_Y＝a₀e₀+(a_1se_1s+2_1ce)/2                                      ←DC分量

  +(a₀e_1s+a_1se₀+(-a_1ce_2c+a_1ce_2s)/2)sinθ₁                  ←1次分量

  +(a₀e_1c+a_1ce₀+(a_1se_2s+a_1ce_2c)/2)cosθ₁

  +((a_1se_1c-a_1ce_1s)/2+a₀e_2s)sin2θ₁                          ←2次分量

  +((a_1ce_1c-a_1se_1s)/2+a₀e_2c)cos2θ₁

  +((a_1se_2c+a_1ce_2s)/2sin3θ₁+(a_1ce_2c-a_1se_2s)/2)cos3θ₁     ←3次分量

因为不能检测到θ_e，所以若代之以将x_γ的DC分量和1次分量控制成0(必需k_θ→∞)，则调整e₀、e_1s、e_1c，使式(12)中的虚线部分变为0。为了由式(12)来达到目的(e₀＝e_1s＝e_1c＝0)，只要a₀≠0、且a_1s＝a_1c＝0即可。另外，前者等价于{φ+(L_d-L_q)i_d}ω的平均值不是0，后者等价于{φω+(L_d-L_q)[ω_s-s]i_dq}的1次分量、2次分量为0。这等价于ω恒定、且L_d＝L_q或i_d、i_q恒定。

结果，^θ→θ的充分条件是稳定、且满足(1)θ_e小(cosθ_e→1、sinθ_e→θ_e)、(2)除φ以外，没有设备常数(R、L_d、L_q)的偏移、(3)k_θ→∞、(4)^ω＝ω＝恒定、(5)L_d＝L_q或i_d、i_q恒定、(6){φ+(L_d-L_q)i_d}ω的平均值不是0。此时，尤其是(L_d-L_q)i_d+φ≠0和确保稳定性是检测位置用的绝对条件，其它是缩小误差的条件。

另外，图9中示出使用电机逆模块且不使用传感器来进行位置检测用的其它功能块结构。

图9中，θ表示电角度，ω表示电角度速度，γδ坐标表示^θ旋转坐标，αβ坐标表示2相垂直固定子坐标，v_γ、v_δ表示γδ轴电压，v_α、v_β表示αβ轴电压，i_α、i_β表示αβ轴电流，φ表示电枢交链磁通，R表示电枢电阻，L_d、L_q表示dq轴电感，s表示微分算子，^表示推定值。另外，图9中的v_γδ、v_αβ、i_αβ、φ_αβ、f(θ)如式(14)所示。

式(14)

V_γδ≡(V_γ，V_δ)^T

V_αβ≡(V_α，V_β)^T

i_αβ≡(i_α，i_β)^T

φ_αβ≡(cosθ，sinθ)^T $f$ $\left(\mathrm{\θ}\right)$ $\≡$ $\left[\begin{array}{cc}\cos 2\mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& -\cos \end{array}\right]$

$=2\left[\begin{array}{ccc}{\cos }^2\mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}& {\sin }^2\mathrm{\θ}\end{array}\right]$ $-\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]$

$={{2\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\α\β}}}^T{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\α\β}}-1^{2\×2}$

从而可知，在采用这种功能块结构的情况下，

{(L_d-L_q)φ_αβ ^Ti_αβ+φ}＝(L_d-L_q)i_d+φ≠0也是位置检测用条件。

图10表示以d轴为基准的电流相位与相对2相变换后的电流值I_a的Ψ＝(L_d-L_q)i_d+φ的曲线。

在电流相位从-50°至-130°、I_a＞7A的区域中，认为Ψ＝0，可知在该区域中可能不能进行位置检测。I_a是3相电机中相电流峰值的(3/2)^1/2。

在图6的同步电机控制装置中，由位置速度检测部6来检测磁通Ψ，但除了可由电流相位和电流值来推定磁通Ψ0外，还可另外设置算出磁通Ψ的磁通算出部。

另外，在以上各实施例中，对于转速变动的频率分量，可将反馈增益设为无限大来实现转矩控制。

进一步说明如下。

若用s表示拉普拉斯变换的复数变量，用ω表示速度，用ω*表示速度指令，用TL表示干扰，用K(s)表示转矩控制器，用G(s)表示从转矩控制器输出到输入的传递函数，用C(s)表示作为K(s)构成要素的有理函数，用ω1表示想抑制的频率，则使用转矩控制器的控制系统的功能块图如图11所示，转矩控制器的增益特性(输出/输入)如图12所示。

从图12可知，频率ω1时的增益为∞。因此，为：

式(15)

K(jω1)＝∞

另外，根据图11的功能块图，由下式表示速度ω。

式(16)

ω＝[{G(s)K(s)}/{1+G(s)K(s)}]ω^*+[G(s)/{1+G(s)K(s)}]T·L

通常，上式稳定的条件是有理函数{1+G(s)K(s)}的分母多项式的实根全部为负。另外，K(s)包含可自由设计的有理函数C(s)。因此，若设计C(s)，使{1+G(s)K(s)}的分母多项式的实根全部为负，则可实现稳定化。

另外，控制系统稳定时，考察频率ω1时的速度。

将式(15)代入式(16)，得到式(17)。

式(17)

ω＝[{G(jω1)K(jω1)}/{1+G(jω1)K(jω1)}]ω^*

+[G(jω1)/{1+G(jω1)K(jω1)}]TL

＝[G(jω1)/{1/K(jω1)G(jω1)}]ω^*+

[{G(jω1)/K(jω1)}/{1/K(jω1)+G(jω1)}]TL

＝[G(jω1)/{1/∞+G(jω1)}]ω^*+[{G(jω1)/∞}/{1/∞+G(jω1)}]TL

＝[G(jω1)/{0+G(jω1)}]ω^*+[0/{0+G(jω1)}]TL

＝1×ω^*+0×TL＝ω^*

从式(17)可知，干扰TL的频率ω1的分量未传递到速度ω，速度指令ω*的频率ω1的分量与速度ω一致。

图13是表示本发明同步电机控制装置又一实施方式的框图。

该同步电机控制装置与图1的同步电机控制装置的不同之处仅在于：采用将来自速度控制部7b的电流指令和转子位置作为输入并输出电流振幅调制信号的单元来作为转矩控制部7c。

转矩控制部7b事先存储保持对应于负载变动的电流图形，将电流指令和转子位置作为输入，将对应的电流图形输出作为电流振幅调制信号。为了简化，也可以仅将转子位置作为输入，输出仅对应于转子位置的恒定图形波形。

因此，此时可实现与图1的实施方式一样的作用。

图14是表示本发明同步电机控制装置又一实施方式的框图。

该同步电机控制装置与图13的同步电机控制装置的不同之处仅在于：采用将检测速度、来自速度控制部7b的电流指令和转子位置作为输入并且不仅输出电流振幅调制信号、还输出电流相位指令的单元来作为转矩控制部7c。

在采用该结构的同步电机控制装置的情况下，例如如图15所示，通过沿表示效率最高点的电流相位的线(参考图15中的(A)、(B))输出电流相位指令，可实现最大效率的转矩控制。

输出的电流相位指令也可对应于最高效率、最大转矩、弱磁场控制等动作模式来具有多个图形，但也可通过自外部的指令控制电流相位指令的输出。

在图14的同步电机控制装置中，可使从转矩控制部7c输出的电流相位指令为恒定值，此时，可简化控制。

即使在采用这种结构的情况下，因为表示图15中效率最大点的电流相位的线基本为30度左右，所以例如通过设定电流相位指令为30度(恒定值)，可基本实现最高效率的转矩控制。

图16是表示空调机用压缩机的转矩图形和平均转矩的一例的图。

从图16可知，因为空调机用压缩机中出现接近平均转矩3倍的瞬时转矩或负转矩，所以一旦不进行同步电机的转矩控制来驱动空调机用压缩机，则发生产生大的振动等缺陷。并且，空调机用压缩机中非常要求节能。

因此，作为控制驱动空调机用压缩机的同步电机的同步电机控制装置，最好采用上述任一同步电机控制装置，稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

图17是表示本发明同步电机控制装置又一实施方式的框图。

本同步电机控制装置具有：变流器2，将交流电源1作为输入，得到直流电；逆变器3，将该直流电作为输入，得到交流电，并提供给作为同步电机一种的同步电机4；电流检测部5a，检测提供给同步电机4的电机电流；电压检测单元5b，检测同步电机4的端子电压；位置速度检测部6，设有电机模块，并且将电机电流和电压作为输入，进行规定运算，检测转子的转速和转子位置；速度控制部7b，将检测的速度和从外部提供的速度指令作为输入，进行速度控制运算，输出电流指令，使平均速度为指令速度；相位控制部8，将电流指令作为输入，进行相位控制运算，输出最终电流指令；噪声滤波器12，从检测的转子位置中去除噪声；选择部13，选择检测出的转子位置或去除噪声后的转子位置；切换器14，比较检测出的转子位置和去除噪声后的转子位置之差与阈值，根据比较结果来控制选择部13；和电流控制部9，将检测到的转子位置、电机电流和最终电流指令作为输入，进行电流控制运算，输出电压指令，并提供给逆变器3。另外，由选择部13和切换器14来构成删除单元。

在采用该结构的同步电机控制装置的情况下，在去除噪声后的转子位置偏移变大的情况下，可通过采用去除噪声前的转子位置来防止过电流或转矩降低。

进一步说明如下。

为了排除检测出的转子位置信号中包含的噪声影响而组装有噪声滤波器12。因为噪声滤波器12中必然有延迟，所以在产生高速的速度变动的情况下，在转子位置会产生偏移。但是，在该实施例中，将检测出的转子位置与去除噪声后的转子位置之差比阈值大作为条件，为了选择检测出的转子位置，通过切换器14来控制选择部13，可防止转子位置延迟引起的过电流或转矩降低。

下面，分别在图18至图22、图23至图27中示出图17实施方式的同步电机控制装置和不含删除单元的同步电机控制装置的模拟结果。图18、图23表示负载转矩TL的经时变化，图19、图24表示转速W的经时变化，图20、图25表示推定角度误差THe的经时变化，图21、图26表示电流相位beta的经时变化，图22、图27表示控制器内部的电流相位推定值betahat的经时变化。

在采用不含删除单元的同步电机控制装置的情况下，伴随负载转矩的增大，引起转速变动，结果，推定角度发生大的偏差，因此，电流相位偏移大，最终转矩消失，导致失速停止。相反，在采用图17的同步电机控制装置的情况下，虽伴随负载转矩的增大产生速度变动，但可适当处理，防失速停止于未然。

图17表示噪声滤波器12与位置速度检测部6相分离的状态。因此，在噪声滤波器被组装为不能与位置速度检测部分离的情况下，不能采用图17的结构。

在这种情况下，如图28所示，将检测出的转子位置提供给微分要素s来检测速度，将该速度提供给延迟要素Δt，并使之延迟，将检测出的速度和延迟后的速度提供给变动量检测部15，检测速度的变动量，将该变动量提供给校正量算出部16，算出校正转子位置用的校正量，并将检测出的转子位置和校正量提供给加法部17，得到校正后的转子位置，从而，可补偿速度突变引起的位置偏移。

技术方案1的发明可实现如下特有效果：即使负载具有周期性转矩变动，也可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案2的发明可实现如下特有效果：即使负载具有周期性转矩变动，也可降低误差，并充分防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案3的发明除技术方案1的效果外，可实现如下特有效果：还可确实检测转子的旋转位置。

技术方案4的发明可实现与技术方案1或技术方案3一样的效果。

技术方案5的发明除技术方案4的效果外，可实现如下特有效果：还可防止发生旋转位置检测误差。

技术方案6的发明可通过简单处理来实现与技术方案1或技术方案3一样的效果。

技术方案7的发明通过应用于在使用旋转坐标电机模块的情况下不能应用的显极比大的电机，可实现与技术方案6一样的效果。

技术方案8的发明除技术方案1至技术方案7任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可确实抑制转速变动。

技术方案9的发明可实现与技术方案1至技术方案7任何一个同样的效果。

技术方案10的发明除技术方案1至技术方案9任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可实现效率提高。

技术方案11的发明除技术方案1至技术方案9任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可简化控制。

技术方案12的发明除技术方案1至技术方案11任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

技术方案13的发明可实现如下特有效果：在延迟小的情况、大的情况下都可应对，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案14的发明可实现如下特有效果：可充分跟踪高速变化，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案15的发明可实现如下特有效果：可充分跟踪高速变化，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案16的发明除技术方案13至技术方案15任何一个的效果外，可实现如下特有效果：即使对于剧烈的负载变动，也可进行无误差的旋转位置检测。

技术方案17的发明除技术方案13至技术方案16任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

技术方案18的发明可实现如下特有效果：即使负载具有周期性转矩变动，也可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案19的发明可实现如下特有效果：即使负载具有周期性转矩变动，也可降低误差，充分防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案20的发明除技术方案18的效果外，可实现如下特有效果：可确实检测转子的旋转位置。

技术方案21的发明可实现与技术方案18或技术方案20一样的效果。

技术方案22的发明除技术方案21的效果外，可实现如下特有效果：还可防止发生旋转位置检测误差。

技术方案23的发明可通过简单处理来实现与技术方案18或技术方案20一样的效果。

技术方案24的发明通过应用于在使用旋转坐标电机模块的情况下不能应用的显极比大的电机，可实现与技术方案23一样的效果。

技术方案25的发明除技术方案18至技术方案24任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可确实抑制转速变动。

技术方案26的发明可实现与技术方案18至技术方案24任何一个同样的效果。

技术方案27的发明除技术方案18至技术方案26任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可实现效率提高。

技术方案28的发明除技术方案18至技术方案26任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可简化控制。

技术方案29的发明除技术方案18至技术方案28任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

技术方案30发明可实现如下特有效果：在延迟小的情况、大的情况下都可应对，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案31的发明可实现如下特有效果：可充分跟踪高速变化，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案32的发明可实现如下特有效果：可充分跟踪高速变化，可防止或大幅度抑制同步电机的速度变动，进而，基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

技术方案33的发明除技术方案30至技术方案32任何一个的效果外，可实现如下特有效果：即使对剧烈的负载变动，也可进行无误差的旋转位置检测。

技术方案34的发明除技术方案30至技术方案33任何一个的效果外，可实现如下特有效果：可稳定驱动负载变动大、且必需高速动作的空调机用压缩机。

产业上的可利用性

可应用于将同步电机用作驱动源的各种领域，可基本不受电机特性的影响可实现控制性的提高、电压利用率的提高、噪声降低、充分减震、效率提高。

Claims (72)

1、一种同步电机控制方法，其特征在于：

使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机(4)的输入电压、输入电流和该同步电机(4)的设备常数，检测转子的旋转位置；

根据旋转位置检测结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器(3)的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机(4)的速度变动，最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的；

将逆变器(3)的输出电压或输出电流提供给同步电机(4)作为其输入电压或输入电流，

在(Ld-Lq)id+φ＞0的电流相位范围内控制同步电机(4)，其中Ld是d轴电感，Lq是q轴电感、id是d轴电流、φ是电枢交链磁通。

2、根据权利要求1所述的同步电机控制方法，其特征在于：

使用旋转坐标电机模块来检测旋转位置。

3、根据权利要求2所述的同步电机控制方法，其特征在于：

同步电机(4)是|L_d-L_q|小的电机。

4、根据权利要求1所述的同步电机控制方法，其特征在于：

使用固定坐标电机模块来检测旋转位置。

5、根据权利要求4所述的同步电机控制方法，其特征在于：

同步电机(4)是|L_d-L_q|大的电机。

6、根据权利要求1至5之一所述的同步电机控制方法，其特征在于：

将相对于转速变动的频率分量的反馈增益设定为无限大，进行转矩控制。

7、根据权利要求1至5之一所述的同步电机控制方法，其特征在于：

事先存储对应于负载变动的电流或电压图形，对应于旋转位置检测结果，输出相应的电流或电压图形，降低负载变动引起的速度变动。

8、根据权利要求1至5之一所述的同步电机控制方法，其特征在于：

将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

9、根据权利要求6所述的同步电机控制方法，其特征在于：

将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

10、根据权利要求7所述的同步电机控制方法，其特征在于：

将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

11、根据权利要求1至5之一所述的同步电机控制方法，其特征在于：

通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

12、根据权利要求6所述的同步电机控制方法，其特征在于：

通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

13、根据权利要求7所述的同步电机控制方法，其特征在于：

通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

14、根据权利要求1至5之一所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

15、根据权利要求6所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

16、根据权利要求7所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

17、根据权利要求8所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

18、根据权利要求9所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

19、根据权利要求10所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

20、根据权利要求11所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

21、根据权利要求12所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

22、根据权利要求13所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

23、一种同步电机控制方法，其特征在于：

使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机(4)的输入电压高次谐波、输入电流高次谐波和该同步电机(4)的电感分布，检测转子的旋转位置；

根据旋转位置检测结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器(3)的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机(4)的速度变动，最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的；

将逆变器(3)的输出电压或输出电流提供给同步电机(4)作为其输入电压或输入电流。

24、根据权利要求23所述的同步电机控制方法，其特征在于：

将相对于转速变动的频率分量的反馈增益设定为无限大，进行转矩控制。

25、根据权利要求23所述的同步电机控制方法，其特征在于：

事先存储对应于负载变动的电流或电压图形，对应于旋转位置检测结果，输出相应的电流或电压图形，降低负载变动引起的速度变动。

26、根据权利要求23至25之一所述的同步电机控制方法，其特征在于：

将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

27、根据权利要求23至25之一所述的同步电机控制方法，其特征在于：

通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

28、根据权利要求23至25之一所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

29、根据权利要求26所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

30、根据权利要求27所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

31、一种同步电机控制方法，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机(4)，其特征在于：

使用同步电机(4)的输入电压、输入电流和该同步电机(4)的设备常数，检测转子的旋转位置；

根据旋转位置检测结果，由滤波器得到旋转位置校正结果，

删除以旋转位置检测结果为输入的滤波器的延迟或旋转位置检测的反应速度引起的延迟；

根据旋转位置校正结果或删除延迟后的值、输入电流及最终电流指令，控制逆变器(3)的输出电流或输出电压，最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的；

将逆变器(3)的输出电压或输出电流提供给同步电机(4)作为其输入电压或输入电流。

32、根据权利要求31所述的同步电机控制方法，其特征在于：

使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置。

33、根据权利要求31或32所述的同步电机控制方法，其特征在于：

同步电机(4)是具有显磁极性的电机，使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置。

34、根据权利要求31或32所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

35、根据权利要求33所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

36、一种同步电机控制方法，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机(4)，其特征在于：

使用同步电机(4)的输入电压、输入电流和该同步电机(4)的设备常数，算出转子的旋转位置；

根据旋转位置算出结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器(3)的输出电流或输出电压，最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的；

将逆变器(3)的输出电压或输出电流提供给同步电机(4)作为其输入电压或输入电流，

使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置，

同步电机(4)是具有显磁极性的电机，使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置。

37、根据权利要求36所述的同步电机控制方法，其特征在于：

由同步电机(4)来驱动空调机用压缩机。

38、一种同步电机控制装置，其特征在于：包含：

旋转位置检测单元(6)(6’)，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机(4)的输入电压、输入电流和该同步电机(4)的设备常数，检测转子的旋转位置；和

逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)(11)，根据旋转位置检测结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器(3)的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机(4)的速度变动，将逆变器(3)的输出电压或输出电流提供给同步电机(4)作为其输入电压或输入电流，其中最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的，

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)(11)在(Ld-Lq)id+φ＞0的电流相位范围内控制同步电机(4)，其中Ld是d轴电感，Lq是q轴电感、id是d轴电流、φ是电枢交链磁通。

39、根据权利要求38所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述旋转位置检测单元(6)(6’)使用旋转坐标电机模块来检测旋转位置。

40、根据权利要求39所述的同步电机控制装置，其特征在于：

同步电机(4)是|L_d-L_q|小的电机。

41、根据权利要求38所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述旋转位置检测单元(6)(6’)使用固定坐标电机模块来检测旋转位置。

42、根据权利要求41所述的同步电机控制装置，其特征在于：

同步电机(4)是|L_d-L_q|大的电机。

43、根据权利要求38至42之一所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)将相对于转速变动的频率分量的反馈增益设定为无限大，进行转矩控制。

44、根据权利要求38至42之一所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)事先存储对应于负载变动的电流或电压图形，对应于旋转位置检测结果，输出相应的电流或电压图形，降低负载变动引起的速度变动。

45、根据权利要求38至42之一所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

46、根据权利要求43所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

47、根据权利要求44所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

48、根据权利要求38至42之一所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

49、根据权利要求43所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

50、根据权利要求44所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

51、根据权利要求38至42之一所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

52、根据权利要求43所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

53、根据权利要求44所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

54、根据权利要求45所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

55、根据权利要求46所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

56、根据权利要求47所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

57、根据权利要求48所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

58、根据权利要求49所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

59、根据权利要求50所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

60、一种同步电机控制装置，其特征在于：包含：

旋转位置检测单元(6)(6’)，使用驱动具有周期性转矩变动的负载的同步电机(4)的输入电压高次谐波、输入电流高次谐波和该同步电机(4)的电感分布，检测转子的旋转位置；和

逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)，根据旋转位置检测结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器(3)的输出电流或输出电压，以抵消周期性转矩变动引起的同步电机(4)的速度变动，将逆变器(3)的输出电压或输出电流提供给同步电机(4)作为其输入电压或输入电流，其中最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的。

61、根据权利要求60所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)将相对于转速变动的频率分量的反馈增益设定为无限大，进行转矩控制。

62、根据权利要求60所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)事先存储对应于负载变动的电流或电压图形，对应于旋转位置检测结果，输出相应的电流或电压图形，降低负载变动引起的速度变动。

63、根据权利要求60至62之一所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)将电流相位和电流振幅相关联，进行转矩控制。

64、根据权利要求60至62之一所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器控制单元(7b)(7c)(8)(9)通过保持电流相位恒定，使电流振幅变化，进行转矩控制。

65、根据权利要求60至62之一所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

66、根据权利要求63所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

67、根据权利要求64所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

68、一种同步电机控制装置，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机(4)，其特征在于：包含：

旋转位置检测单元(6)(6’)，使用同步电机(4)的输入电压、输入电流和该同步电机(4)的设备常数，检测转子的旋转位置；

滤波单元(12)，根据旋转位置检测结果，得到旋转位置校正结果；

删除单元(13)(14)，删除以旋转位置检测结果为输入的滤波器的延迟或旋转位置检测的反应速度引起的延迟；和

逆变器控制单元(7b)(8)(9)，根据旋转位置校正结果或删除延迟后的值、输入电流及最终电流指令，控制逆变器(3)的输出电流或输出电压，将逆变器(3)的输出电压或输出电流提供给同步电机(4)作为其输入电压或输入电流，其中最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的。

69、根据权利要求68所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)是具有显磁极性的电机，上述旋转位置算出单元(6)(6’)使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置。

70、根据权利要求68或69所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

71、一种同步电机控制装置，在速度指令值、转矩指令或负载时刻变化的条件下控制同步电机(4)，其特征在于：包含：

旋转位置算出单元(6)(6’)，使用同步电机(4)的输入电压、输入电流和该同步电机(4)的设备常数，算出转子的旋转位置；和

逆变器控制单元(7b)(8)(9)，根据旋转位置算出结果、输入电流及最终电流指令，控制逆变器的输出电流或输出电压，将逆变器(3)的输出电压或输出电流提供给同步电机(4)作为其输入电压或输入电流，其中最终电流指令是由转矩控制电流指令和相位指令产生的，

上述旋转位置算出单元(6)(6’)使用固定坐标电机模块，积分输入电压，求出磁通，根据磁通中包含的转子的旋转位置信息来算出旋转位置，

上述同步电机(4)是具有显磁极性的电机，上述旋转位置算出单元(6)(6’)使用输入电压高次谐波和输入电流高次谐波来算出旋转位置。

72、根据权利要求71所述的同步电机控制装置，其特征在于：

上述同步电机(4)驱动空调机用压缩机。

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