JPH11146685A - Ｄｃブラシレスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＤＣブラシレスモータの高効率駆動、運転範
囲の拡大、あるいは運転時の回転数の安定を可能にす
る。 【解決手段】 ロータと、多相巻線とを有するＤＣブラ
シレスモータと、このＤＣブラシレスモータの各巻線に
対して通電の切替およびチョッピングによる可変速制御
を行うインバータと、ＤＣブラシレスモータの各巻線に
発生する誘起電圧よりロータの位置を検出する位置検出
回路と、この位置検出回路より出力される信号をもとに
インバータを制御するマイコンと、位置検出回路に設け
られ、抵抗とスイッチング素子とで構成され、スイッチ
ング素子の動作によりインバータの母線電圧より分圧に
より得られる仮想中性点を変化させる中性点生成部とを
備えたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば圧縮機や
送風機などに用いられるＤＣブラシレスモータの駆動装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１７は、従来のＤＣブラシレスモータ
(以下ＤＣ−ＢＬＭと略す)の制御装置の構成図である。
図において、Ｍ１は巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを有するＤＣ−ＢＬ
Ｍである。ＭＣ１は位置検出回路より出力される位置検
出信号に従って、インバータに対して所定の制御信号を
出力するマイコンである。ＴＲｕｐ，ＴＲｕｎ，ＴＲｖ
ｐ，ＴＲｖｎ，ＴＲｗｐ，ＴＲｗｎは、インバータを構
成するスイッチング素子で、それぞれマイコンＭＣ１に
接続され制御されている。位置検出回路は、抵抗Ｒ１，
Ｒ２，Ｒｕ１，Ｒｕ２，Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｗ１，Ｒｗ
２およびコンパレータＣＰｕ，ＣＰｖ，ＣＰｗにより構
成され、巻線Ｕ，Ｖ，Ｗに発生する誘起電圧と、インバ
ータの母線電圧より得られる中性点電圧の比較から位置
検出信号を出力する。モータＭ１にホールＩＣ等のロー
タの位置センサが取付けられていて、これよりロータ位
置を得る場合もあるが、圧縮機用モータのように位置セ
ンサを取り付けることが困難な環境で使用されるモータ
の場合、上記のようなセンサを用いない制御方式が用い
られることが多い。

【０００３】図１８は、図１７の各部の波形を示したも
のである。モータＭ１を１２０゜通電により駆動する場
合、通電を行わない時間（区間）においては、相に電流
が流れないため、モータＭ１の端子には巻線に誘起電圧
が発生する。この誘起電圧は、モータＭ１のステータ巻
線とロータの永久磁石の相対位置に同期して正弦波状に
発生する。位置検出回路は、この誘起電圧が中性点電圧
と交差する点（以下、ゼロクロス点と称す）のタイミン
グをコンパレータで検出し、位置検出信号として出力す
る。

【０００４】この信号により、マイコンＭＣ１は、モー
タＭ１のロータの回転位置の情報を得て所定の駆動信号
をインバータのスイッチング素子へと出力する。これに
より、モータＭ１のセンサレス駆動が可能となる。

【０００５】上記のＤＣ−ＢＬＭの制御装置および回転
子位置検出方法においては、相の通電を行わない区間が
電気角６０゜であるため、この区間の中心にゼロクロス
点があらわれるように制御する場合を基準として考える
と、通電タイミングは、前後に３０゜の範囲で可変にす
ることができる。

【０００６】これに対して、通電タイミングを３０゜以
上に拡大しようとする場合、例えば、特開昭６２−１２
３９７９号公報に示されたブラシレス直流モータでは、
図１９に示すように、位置検出回路中のコンパレータに
ヒステリシスを持たせることで、３０゜以上遅らせるこ
とを可能にしている。コンパレータにヒステリシス特性
を持たせることで、仮想中性点の電位はヒステリシスの
幅だけ上下に変動することと同様の効果を得られる。

【０００７】これによって、図２０に示すように、位置
検出回路から出力される位置検出信号は、実際のゼロク
ロス点に対して、ヒステリシスの幅に応じた遅れを含む
ことになる。このため、本来の通電タイミングの遅れの
最大値３０゜をこえて遅らせることが可能となる。

【０００８】あるいは、ＤＣ−ＢＬＭの可変速制御にＰ
ＷＭ制御を用いる場合、誘起電圧の波形は、図２１に示
すようにチョッピングされた波形となる。この場合、誘
起電圧のゼロクロス点が、このチョッピング波形にあら
われていれば正確な位置検出が可能であるが、波形にあ
らわれない場合、位置検出信号は遅れを生じ、最大でＰ
ＷＭ信号のオフ時間だけ遅れる。

【０００９】例えば、特開平８−１８２３７８号公報に
示された駆動装置では、図２２に示すように、仮想中性
点の電位を複数設定して、それらの電圧と誘起電圧をそ
れぞれコンパレータにより比較して、その結果をマイコ
ンへと入力している。これにより、実際の誘起電圧のゼ
ロクロス点がＰＷＭのオフ時間に重なった場合でも、そ
の前のオン時間で異なる電圧と比較するコンパレータに
おいて、信号検出されていれば、そこから補正をかける
ことで、位置検出の誤差を小さく抑えている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上記従来ののＤＣ−Ｂ
ＬＭの制御装置および回転子位置検出方法においては、
相の通電を行わない区間が電気角６０゜であるため、こ
の区間の中心にゼロクロス点が来るように制御する場合
を基準として考えると、通電タイミングは、前後に３０
゜の範囲で可変にすることができる。

【００１１】ところで、図２３のような内部に永久磁石
を埋め込んだ構造をもつロータ（以下ＩＰＭロータと略
す）を用いたＤＣ−ＢＬＭの場合、固定子側から発生す
る磁束は、φｄとφｑで、経路の磁石の有無によりロー
タのｄ軸とｑ軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑが異なり逆
突極性（Ｌｄ＜Ｌｑ）を持つため、リラクタンストルク
を併用することで、効率化を図ることができる。また、
弱め界磁制御を用いて運転範囲を拡大することも可能で
ある。

【００１２】しかし、リラクタンストルクを有効に利用
し、また、弱め界磁制御を行うためには通電のタイミン
グを大きく進める必要がある。これに対して、上記のＤ
Ｃ−ＢＬＭの駆動方式では、３０゜までしか進めること
ができないため、リラクタンストルク、弱め界磁効果制
御の効果を十分に得ることができない。

【００１３】また、図２３のようなＩＰＭロータは、磁
束を極の中心付近へ集中させるように磁石を配置する構
造を取っており、極の中心付近の磁束密度が一様に近く
なり誘起電圧がゼロクロス点付近で平らになる場合があ
る。この時、上記の位置検出方式では、ゼロクロス点の
検出が不安定となり、回転ムラや騒音、振動の原因とな
りやすい。

【００１４】特開昭６２−１２３９７９号公報の方法を
用いた場合、コンパレータのヒステリシスによって、通
電タイミングを３０゜以上に遅らせることは可能である
が、逆に３０゜以上進めることはできないため、上記の
リラクタンストルク、弱め界磁制御への利用には適して
いない。

【００１５】また、特開平８−１８２３７８号公報に示
された方法は、ＰＷＭ制御による位置検出の遅れを小さ
く抑えることが可能であり、複数設定した仮想中性点電
圧と中性点の電位差を大きくすることで、通電タイミン
グを３０゜以上進めたり、遅らせたりすることが可能で
ある。しかし、各設定電圧とモータの各相の電圧をそれ
ぞれ比較するために、多くのコンパレータが必要であ
り、また、それらの出力をマイコンで処理するためのマ
イコンの入力ポートも多く必要となり、コスト的に不利
である。

【００１６】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためになされたもので、通電タイミングをより大きく
進めることを可能とし、リラクタンストルク・弱め界磁
制御の効果を十分に得られるようにし、さらにロータの
位置検出精度を向上すること等を低コストで実現できる
ＤＣブラシレスモータの駆動装置を提供することを目的
とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明に係るＤＣブラ
シレスモータの制御装置は、ロータと、多相巻線とを有
するＤＣブラシレスモータと、このＤＣブラシレスモー
タの各巻線に対して通電の切替およびチョッピングによ
る可変速制御を行うインバータと、ＤＣブラシレスモー
タの各巻線に発生する誘起電圧よりロータの位置を検出
する位置検出回路と、この位置検出回路より出力される
信号をもとにインバータを制御するマイコンと、位置検
出回路に設けられ、抵抗とスイッチング素子とで構成さ
れ、スイッチング素子の動作によりインバータの母線電
圧より分圧により得られる仮想中性点を変化させる中性
点生成部とを備えたものである。

【００１８】また、スイッチング素子を、位置検出回路
からの出力信号が誘起電圧のゼロクロス点の検出よりも
早いタイミングで出力するように動作させるものであ
る。

【００１９】また、スイッチング素子を、位置検出回路
からの出力信号が誘起電圧のゼロクロス点の検出よりも
遅いタイミングで出力するように動作させるものであ
る。

【００２０】また、抵抗の値の組合せにより、仮想中性
点を実際の中性点より低い電圧にのみ、又は高い電圧に
のみ複数設定するものである。

【００２１】また、ＤＣブラシレスモータは磁極間の磁
束が広範囲で小さいもので、抵抗の値の組合せにより仮
想中性点の変化量をわずかにしたものである。

【００２２】また、位置検出回路にスイッチング素子を
一つ用い、１つのゼロクロス点検出に対して、二つの中
性点電圧を順次比較するものである。

【００２３】また、スイッチング素子を駆動する信号
を、インバータの駆動信号より生成する論路回路を備え
たものである。

【００２４】

【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の
実施の形態１を図を用いて説明する。図１は、この発明
の実施の形態１を示す図で、ＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の
構成図である。図において、Ｍ１は巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを有
するＤＣ−ＢＬＭである。１はモータの各巻線に対して
通電の切替およびチョッピングによる可変速制御を行う
インバータ、２はモータＭ１に発生する誘起電圧よりロ
ータの位置を検出する位置検出回路である。ＭＣ１は、
位置検出回路２より出力される信号をもとにインバータ
１の各スイッチング素子を制御するマイコンである。

【００２５】ＤＣ−ＢＬＭの駆動装置は、インバータ
１、位置検出回路２、マイコンＭＣ１により構成され
る。インバータ１は、モータＭ１の巻線Ｕ，Ｖ，Ｗに対
して、通電制御を行うスイッチング素子ＴＲｕｐ，ＴＲ
ｕｎ，ＴＲｖｐ，ＴＲｖｎ，ＴＲｗｐ，ＴＲｗｎから構
成される。位置検出回路２は、インバータ１の母線電圧
より分圧によって仮想中性点を得る抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
３，Ｒ４と、スイッチングによって仮想中性点の電位を
変動させるスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２と、モータ
の巻線（相）の端子電圧を分圧する抵抗Ｒｕ１，Ｒｕ
２，Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｗ１，Ｒｗ２と、仮想中性点電
圧と巻線の分圧された端子電圧とを比較するコンパレー
タＣＰｕ，ＣＰｖ，ＣＰｗにより構成される。

【００２６】スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２の動作に
よって、仮想中性点の電位は変動するが、この時の変動
幅は抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の値によって決定され
る。図の場合では、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２の
動作で、３種類の電位が得られ、２つがすべてオフして
いるとき、仮想中性点の電位が最も高くなる。

【００２７】また、ＴＲ１がオンする時は電位が最も低
くなり、ＴＲ２のみがオンする時がその中間の電位をと
る。ここでは、ＴＲ２のみがオンするときに、通常の中
性点の電位となり、これを基準に電位の変動が上下に同
じ幅になるように抵抗の値を選択する。抵抗Ｒｕ１，Ｒ
ｕ２，Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｗ１，Ｒｗ２は、モータＭ１
の端子電圧をコンパレータＣＰｕ，Ｃｐｖ，ＣＰｗの動
作範囲に分圧するためのものである。

【００２８】図２は、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２
の動作とモータＭ１の端子電圧波形を示した図である。
図に示すように、従来の中性点と端子電圧に発生する誘
起電圧とを比較して位置検出を行う方式では、通電位相
は最大でも３０゜までしか進められないのに対し、この
実施の形態では仮想中性点を変動させることで、位置検
出信号が従来よりも進んだ位相の位置で出力させること
ができ、従来以上に通電位相を進めて駆動することが可
能となる。

【００２９】図３は、ＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の動作を
示すフローチャート図である。また、図４は、ＤＣ−Ｂ
ＬＭの駆動装置の位置検出回路の例を示す図である。以
下、図３に従って実施の形態１の動作を説明する。イン
バータ１の通電パターンは、６通りあり、これをロータ
の位置に従って順次切り替えていく。ここでは、６通り
の通電パターンをステージと称し、順を追って動作の説
明を行う。

【００３０】ステージ１では、Ｕ，Ｖ相の通電を行う。
ステージ６において、Ｖ，Ｗ相の通電を行っているた
め、ステップａ１では、ＴＲｗｐをオフし、ＴＲｕｐを
オンする処理を行う。同時にＴＲ１をオフする。ステー
ジ１では、Ｗ相に通電を行わないため、端子電圧には誘
起電圧が発生する。誘起電圧は、中性点に対して高い電
圧から低い電圧へ交差するように発生するため、仮想中
性点を高い電圧へシフトして、実際のゼロクロス点より
も進んだ位相で位置検出信号が発生するようにする。ス
テップａ２において、コンパレータＣＰｗの出力がオフ
となることを確認したら、次のステージ２へと処理を移
行する。

【００３１】ステージ２では、Ｕ，Ｗ相の通電を行う。
ステップａ３において、ＴＲｖｎをオフしてＴＲｗｎを
オンする。また同時に、ＴＲ１をオンする。通電を行わ
ないＶ相に発生する誘起電圧は、中性点に対して低い電
圧から高い電圧へ交差するように発生するので、仮想中
性点を低い電圧へとシフトさせて進んだ位相で位置検出
信号が出力するようにする。ステップａ４において、コ
ンパレータＣＰｖの出力がオンとなることを確認した
ら、ステージ３へと処理を移す。

【００３２】同様の処理をステージ３からステージ６ま
で順次行うことで従来よりも進んだ通電位相での駆動が
可能となる。

【００３３】これによって、ＩＰＭモータではリラクタ
ンストルクを有効に利用することができるようになり、
より効率の良い運転が可能となる。また、弱め界磁制御
も可能となり、モータの高速回転が行えるようになり、
運転範囲が拡大する。

【００３４】なお、図１においては、可変させる仮想中
性点をインバータ１の母線電圧を分圧することによって
得ているが、図４に示すようにモータＭ１の端子電圧得
られる中性点を分圧することで、得ることも可能であ
る。

【００３５】また、仮想中性点を変化させるスイッチン
グ素子は、ＴＲ１，ＴＲ２の２つで構成して、仮想中性
点を３段階に変化させているが、図５示すように、スイ
ッチング素子を４つにすることで、仮想中性点の設定電
圧を５段階にすることも可能である。

【００３６】さらに、スイッチング素子を増やすこと
で、設定電圧を多段階にすることもできる。仮想中性点
を多段階に設定しようとするとき、図１、図５の延長で
スイッチング素子、分圧抵抗を増すのは、ｎ段階の設定
電圧を得るために、ｎ−１個のスイッチング素子が必要
となり、あまり効率のよい方法とはいえない。この時に
は、図６に示すような回路構成を取ることで、スイッチ
ング素子数を少なくすることも可能である。

【００３７】実施の形態２．以下、この発明の実施の形
態２を図を用いて説明する。実施の形態２を示すＤＣ−
ＢＬＭの構成図は、実施の形態１のＤＣ−ＢＬＭの構成
図と同じである。位置検出回路２のスイッチング素子Ｔ
Ｒ１の動作が実施の形態１と異なる。図７は、モータＭ
１の駆動時の巻線の端子電圧の波形と、その時のスイッ
チング素子ＴＲ１、ＴＲ２の動作を示す図であり、図８
は、この時の動作を示すフローチャートである。

【００３８】以下、図８に従い動作を説明する。まずモ
ータＭ１の駆動時、ロータの位置に従い、巻線Ｕ，Ｖへ
の通電を行う。ステージ１のステップｂ１では、スイッ
チング素子ＴＲｗｐをオフし、ＴＲｕｐをオンする。ス
テージ６において、あらかじめＴＲｖｎがオンされてい
るため、これによりＵ，Ｖ相の通電がなされる。この
時、同時にＴＲ１をオンする。ＴＲ２は常にオフしてい
るため、これによって仮想中性点は中性点より高い電圧
となる。Ｗ相には通電が行われていないため、誘起電圧
があらわれる。ｂ２においてこの誘起電圧波形と仮想中
性点との比較により、コンパレータＣＰｗの出力がオフ
になったことが確認された場合ｂ３において電気角で６
０゜−αの時間が経過した後、処理をステージ２のｂ４
へと移す。

【００３９】ｂ３における電気角αは、相の通電直後か
ら相電流が停止するまでの時間よりも長い時間を設定す
る。相電流が流れている間は誘起電圧が発生しないた
め、この時間は位置検出が不可能である。また、図６に
あるように端子電圧は、この時間には直前の通電時の電
圧に対して反転するため、コンパレータの出力も反転
し、誤った検出信号が出力されてしまう。この誤検出の
間に本当に検出すべきゼロクロス点が入ってしまわない
ように、通電を開始するタイミングは位置検出後６０゜
よりもαだけ早いタイミングで行う。

【００４０】ＣＰｗから出力される位置検出信号は、Ｗ
相の誘起電圧が低い電圧から高い電圧へと変化するのに
対して高い電圧の仮想中性点電圧で比較するため、従来
の位置検出ポイントより遅れたタイミングで出力され
る。

【００４１】次にステージ２では、Ｕ，Ｗ相の通電を行
う。ｂ４において、スイッチング素子ＴＲｖｎをオフ、
ＴＲｗｎをオンする。同時にＴＲ１をオフして、仮想中
性点を高い電圧へ設定する。ｂ５においてコンパレータ
ＣＰｖ出力がオンとなることを確認した後、ｂ６におい
て６０゜−α経過後、処理をステージ３へと移してい
く。

【００４２】同様の処理をステージ３から６へと順次行
うことで、ＤＣ−ＢＬＭを駆動する。実施の形態１と大
きく異なるのは、スイッチング素子ＴＲ１の動作であ
り、スイッチング素子ＴＲｕｐ，ＴＲｕｎ，ＴＲｖｐ，
ＴＲｖｎ，ＴＲｗｐ，ＴＲｗｎの動作に対して、ちょう
どオンとオフが反転した動作をとる。

【００４３】つまり、実施の形態１で仮想中性点を高い
電圧に設定していたタイミングでは低い電圧、低い電圧
を設定していたタイミングでは高い電圧をそれぞれ設定
するため、コンパレータからの位置検出の出力は実際の
誘起電圧のゼロクロス点より遅れたタイミングで出力さ
れることとなる。

【００４４】これによって、従来の方法では不可能だっ
た３０゜以上の通電位相遅れでの駆動が可能となる。

【００４５】通電位相を大きく遅らせて駆動することが
可能となるため、運転時の力率が大きく低下する。この
ため、低回転、低トルクの状態でモータに多くの電流が
流れることになり、モータの発熱が増大する。ルームエ
アコンの圧縮機のモータにおいてこの方法を用いると、
発熱を利用して霜取りの時間を短縮することができる。

【００４６】実施の形態３．以下、この発明の実施の形
態３を図を用いて説明する。実施の形態３に示すＤＣ−
ＢＬＭの駆動装置の構成図は実施の形態１による駆動装
置と同様であるが、位置検出回路２の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３，Ｒ４の値の組合せが異なる。スイッチング素
子ＴＲ１，ＴＲ２の動作によって、仮想中性点の電圧が
中性点の電圧と、それより高い電圧あるいは低い電圧に
変化する。実施の形態１と異なるのは、変化する電圧
が、中性点電圧に対して高い電圧のみ、あるいは低い電
圧のみであるという点である。

【００４７】例えば、中性点電圧に対して低い電圧のみ
に変化するように設定する場合、スイッチング素子ＴＲ
１，ＴＲ２がともにオフしている状態の時に、仮想中性
点は通常の中性点の電圧を取るように抵抗の値を設定す
る。このようにすることで、スイッチング素子ＴＲ２を
オンすると、仮想中性点は低い電圧となり、スイッチン
グ素子ＴＲ１をオンすると、仮想中性点はさらに低い電
圧へと設定される。

【００４８】逆に中性点に対して、高い電圧にのみ変化
するように設定する場合には、スイッチング素子ＴＲ１
をオンしたときに、仮想中性点電圧が通常の中性点電圧
になるように抵抗の値を設定する。これにより、スイッ
チング素子ＴＲ１をオフ、ＴＲ２をオンしたと仮想中性
点は高い電圧へ変化し、ＴＲ１，ＴＲ２ともにオフした
ときには、さらに高い電圧へと変化する。

【００４９】図９は、実施の形態３における駆動電圧を
示したものである。この場合では、仮想中性点の電圧
を、中性点電圧よりも低い電圧のみに設定している。通
常の運転の場合、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２はオ
フの状態にあり、図９（ａ）のように仮想中性点電圧
は、本来の中性点電圧に等しい。この時の通電の位相角
は進み、遅れともに３０゜以内である。

【００５０】次に位相角を３０゜以上もしくは３０゜前
後で運転したい場合、スイッチング素子ＴＲ２をオンす
る。これにより、図９（ｂ）のように仮想中性点の電圧
は、中性点電圧より低い電圧となる。この時に位置検出
回路より出力される信号は、誘起電圧が立ち上がってい
るところでは進み位相、立ち下がりの部分では遅れ位相
となる。進み位相で運転するため、ここでは誘起電圧の
立ち上がり部分での位置検出信号をもとに運転を行う。

【００５１】さらに、位相角を進めた状態で運転を行う
場合には、スイッチング素子ＴＲ１をオンして、仮想中
性点の電圧をさらに低い電圧へと変更する。これによっ
て、図９(ｃ)に示すように、位置検出信号は、さらに早
いタイミングで出力されるようになり、より大きな進み
位相で運転が可能となる。

【００５２】これに対して、誘起電圧が立ち下がりの部
分で出力される位置検出信号をもとに運転を行うと、逆
に遅れ位相での運転が可能となる。また、仮想中性点の
電圧を中性点電圧より高い電圧に設定することでも同様
の効果を得ることが可能である。この場合、スイッチン
グ素子の動作と、位置検出信号の出力タイミングが異な
ることに注意する必要がある。

【００５３】このように、仮想中性点の電位を中性点電
圧に対して、高いあるいは低い方向へ複数設定すること
によって、通電の位相角の設定を細かく設定することが
可能となる。実施の形態１の効果でも述べたように、通
常の位相角を従来以上に進めることで、ＩＰＭモータに
おいてはリラクタンストルクの有効利用と、同時に弱め
界磁制御が可能となる。しかし、リラクタンストルクを
利用して最大の効率の得られる位相角に対して、弱め界
磁制御の効果が得られる位相角はより大きく進んだとこ
ろにあり、両方の効果を得るには、より位相角の設定が
細かく行えるほうが有利である。

【００５４】本実施の形態においては、位相角の設定が
細かくできるため、リラクタンストルクの有効利用によ
る高効率な運転と、弱め界磁瀬御による運転範囲の拡大
の両方を行うことが可能となる。また、実施の形態１に
おいて、仮想中性点の電圧を複数設定して位相角を細か
く設定しようとすると、分圧抵抗とスイッチング素子の
数を増やさなくては行けなくなるため、コスト的に不利
となる。実施の形態３では、少ない素子数で位相角を細
かく設定できる点がコスト的に有利となる。

【００５５】実施の形態４．以下、この発明の実施の形
態４を図を用いて説明する。実施の形態４によるＤＣ−
ＢＬＭの駆動装置の構成は、実施の形態１による駆動装
置と同様であるが、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２の
動作によって変化する仮想中性点の電圧の変化が少なく
なるように分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の値を選択
するする点が異なる。

【００５６】図１０は、実施の形態４における動作波形
を示す図である。図１０（ａ）に示すように、仮想中性
点電圧の変化は実施の形態１の場合よりも少なくなって
いる。動作を示すフローチャートは、図３の実施の形態
１のフローチャートと同様である。

【００５７】ＤＣ−ＢＬＭで高性能化のために永久磁石
の磁束を集中させる目的でロータ内部に磁石を埋め込ん
だ形状を取ることがあるが、この場合、ロータの極が反
転する付近の磁束密度が小さくなるため、ロータ回転中
にこの部分から発生する磁束がステータの巻線に鎖交し
始めるとき、あるいはしなくなる時の巻線全体に鎖交す
る磁束の変化が小さくなる。これにより、誘起電圧の発
生が小さくなり、波形上ゼロクロス付近で平坦な部分が
生じる。このため、雑音等の影響によって、位置検出信
号が出力されるタイミングが不安定となり易く、ＤＣ−
ＢＬＭの回転ムラや振動、騒音の原因となる。

【００５８】これに対して、位置検出回路で用いられる
仮想中性点の電圧を駆動パターンに応じて、中性点電圧
の上下の電圧へと切り替える。これによって、図１０
（ｂ）に示すように、誘起電圧が平坦な部分での電圧比
較を回避して、誘起電圧が比較的勾配を持っている部分
で電圧比較を行う。こうして、位置検出信号の出力タイ
ミングを安定化する。これによって、ＤＣ−ＢＬＭの回
転を安定させ、振動、騒音の発生を抑えることが可能と
なる。ここで変化させる仮想中性点電圧の変化量は、誘
起電圧波形の平坦部を避け、十分な勾配が得られるのに
十分な電圧を設定する。

【００５９】実施の形態５．以下、この発明の実施の形
態５を図を用いて説明する。図１１は、実施の形態５に
よるＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の構成図である。実施の形
態１の構成と比較すると、仮想中性点電圧を可変とする
スイッチング素子の数が１つである点が異なる。

【００６０】スイッチング素子ＴＲ１をオン、オフする
ことにより、仮想中性点電圧を中性点電圧の上下に変動
させる。図１２は、モータＭ１の駆動時の巻線の端子電
圧の波形とスイッチング素子ＴＲ１の動作を示した図で
あり、図１３はこの時の動作を示すフローチャートであ
る。

【００６１】以下、図１３に従い動作を説明する。まず
モータＭ１の駆動時、ロータの位置に従い巻線Ｕ，Ｖへ
の通電を行う。ステージ１のステップＣ１では、スイッ
チング素子ＴＲｗｐをオフ、ＴＲｕｐをオンする。前の
ステージ６において、ＴＲｖｎがオンされているため、
Ｕ，Ｖ相の通電がなされる。この時、ＴＲ１はオンの状
態であり、仮想中性点の電圧は、中性点電圧より低い電
圧にある。Ｗ相には通電が行われていないため、誘起電
圧が発生する。

【００６２】Ｃ２において、Ｗ相の端子電圧と仮想中性
点の比較により、コンパレータＣＰｗの出力がオフとな
ったことが確認された場合、Ｃ３においてＴＲ１をオフ
して、今度は、仮想中性点の電圧を中性点より高い電圧
に設定する。この時点で、仮想中性点電圧は、誘起電圧
よりも高くなるため、ＣＰｗの出力がオンとなる。

【００６３】次にＣ４においてＷ相の誘起電圧と仮想中
性点電圧を比較して、ＣＰｗが再びオフとなったことを
確認した後、処理をステージ２へ移し、Ｃ５においてＴ
Ｒｖｎをオフ、ＴＲｗｎをオンする。

【００６４】以降、順次ステージ６まで処理を行うこと
でＤＣ−ＢＬＭを駆動していく。例えば、実施の形態４
の場合、仮想中性点電圧を中性点電圧に対して上下に変
化させるため、検出される位置信号は、位相の進みまた
は遅れを持っている。この位相は、誘起電圧の振幅や波
形がモータの回転数やロータ形状等でも異なるため、一
意に決定できない。一定速度で運転する場合、位置検出
信号の発生と、ロータ位置との間に変動は発生しない
が、通電の位相角を正確に把握するのは難しくなる。

【００６５】これに対して、１つの位置検出区間に対し
て、２回検出を行う場合、実際の誘起電圧のゼロクロス
タイミングは、２回の位置検出信号の検出タイミングの
中間に発生するため、位相角は容易に推測ができる。以
上のように位置検出精度が向上し回転を安定させること
が可能となる。

【００６６】実施の形態６．以下、この発明の実施の形
態６を図を用いて説明する。図１４は、実施の形態６に
よるＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の構成図である。実施の形
態４の構成図と比較すると、スイッチング素子ＴＲ１を
駆動するための信号を生成する論理回路が存在する点が
異なる。この論理回路は、インバータの駆動信号ＴＲｕ
ｐ，ＴＲｕｎ，ＴＲｖｐ，ＴＲｖｎ，ＴＲｗｐ，ＴＲｗ
ｎよりスイッチング素子ＴＲ１の駆動信号を生成する
が、この論理回路の構成は、インバータの速度制御の方
法によって異なってくる。

【００６７】実施の形態４のように、マイコンからＴＲ
１の駆動信号を出力必要がないため、論理回路を追加す
るだけで実施の形態４と同等の効果を得ることができ
る。このため、マイコンのプログラムを変更する必要が
無く、既存のシステムに対する適用が容易となる。

【００６８】図１５は、論理回路の一例である。ＰＷＭ
の前後重畳方式のようにインバータのスイッチング素子
のすべてにおいてチョッピング動作を行う場合、図１５
（ａ）に示される論理回路を用いることで、ＴＲ１の駆
動信号を生成することができる。また、ＰＷＭを下側の
み重畳する方式、つまり、ＴＲｕｎ，ＴＲｖｎ，ＴＲｗ
ｎのみでチョッピング動作を行う場合には、図１５
（ｂ）に示す回路によっても信号生成が可能である。Ｔ
Ｒｕｐ，ＴＲｖｐ，ＴＲｗｐにおいてチョッピングが行
われないため、これらの信号を用いることで回路構成が
簡単になっている。速度制御をＰＡＭで行う場合には、
インバータのスイッチング素子のチョッピングを行わな
いため、図１５（ｃ）に示す回路によっても信号生成が
可能となり、さらに回路構成が簡単になる。

【００６９】また、図１６に示す構成の駆動装置を用い
ることにより、実施の形態１および２と同等の効果を得
ることが可能となる。仮想中性点をモータの駆動にあわ
せて変動させるスイッチング素子ＴＲ１の駆動信号は、
インバータの駆動信号より論理回路により生成し、仮想
中性点を中性点電圧に一致させるためのスイッチング素
子ＴＲ２の駆動信号は、マイコンより出力される。

【００７０】また、スイッチング素子ＴＲ２の駆動信号
は、同時にスイッチング素子ＴＲ１へも出力され、スイ
ッチング素子ＴＲ１の動作を制御している。通常の運転
を行う時、マイコンよりスイッチング素子ＴＲ２をオン
させる信号を出力する。この信号は、同時にスイッチン
グ素子ＴＲ１に対してオフさせる信号を出力するため、
位置検出回路において中性点電圧が設定される。次に、
通電位相を大きく進めるあるいは遅らせて運転する場
合、マイコンよりスイッチング素子ＴＲ２をオフする信
号を出力する。この時、ＴＲ１に対しては、オンさせる
信号を出力するため、スイッチング素子ＴＲ１は、ロジ
ック回路により生成された駆動信号に従って動作する。

【００７１】図１６においては、マイコンからの出力は
ＴＲ２をオン、オフさせる信号を１つ出力するのみであ
り、この出力は運転時の通電位相を大きく進めるあるい
は遅らせるかどうかを切り替えるために用いられるた
め、モータの運転にあわせて、常に切り替える必要はな
い。このため、マイコンの処理への負担は少ないととも
に、プログラムの変更も少なくてすむ。

【００７２】以上のように、図１４のような構成を取る
ことで、マイコンのソフトウェアの変更を行うことなし
に、例えば、実施の形態４と同様の効果を得ることが可
能である。また、マイコンのソフトウェアを変更しない
ため、既存のシステムに対して少しの回路変更で効果を
得ることも可能である。

【００７３】また、図１６の構成を取ることで、マイコ
ンのソフトウェアの変更を最小限にし、また、運転時の
マイコンの処理への負担も最小限におさえて、例えば実
施の形態１，２あるいは４の効果が得られる。

【００７４】

【発明の効果】この発明に係るＤＣブラシレスモータの
制御装置は、ロータと、多相巻線とを有するＤＣブラシ
レスモータと、このＤＣブラシレスモータの各巻線に対
して通電の切替およびチョッピングによる可変速制御を
行うインバータと、ＤＣブラシレスモータの各巻線に発
生する誘起電圧よりロータの位置を検出する位置検出回
路と、この位置検出回路より出力される信号をもとにイ
ンバータを制御するマイコンと、位置検出回路に設けら
れ、抵抗とスイッチング素子とで構成され、スイッチン
グ素子の動作によりインバータの母線電圧より分圧によ
り得られる仮想中性点を変化させる中性点生成部とを備
えた構成にしたので、位置検出回路の部品点数を低減で
きる。

【００７５】また、スイッチング素子を、位置検出回路
からの出力信号が誘起電圧のゼロクロス点の検出よりも
早いタイミングで出力するように動作させることによ
り、ＩＰＭモータではリラクタンストルクを有効に利用
することができるようになり、より効率の良い運転が可
能となる。また、弱め界磁制御も可能となり、モータの
高速回転が行えるようになり、運転範囲が拡大する。

【００７６】また、スイッチング素子を、位置検出回路
からの出力信号が誘起電圧のゼロクロス点の検出よりも
遅いタイミングで出力するように動作させることによ
り、通電位相を大きく遅らせて駆動することが可能とな
るため、運転時の力率が大きく低下する。このため、低
回転、低トルクの状態でモータに多くの電流が流れるこ
とになり、モータの発熱が増大する。例えば、ルームエ
アコンの圧縮機のモータにおいてこの方法を用いると、
発熱を利用して霜取りの時間を短縮することができる。

【００７７】また、抵抗の値の組合せにより、仮想中性
点を実際の中性点より低い電圧にのみ、又は高い電圧に
のみ複数設定することにより、位相角の設定が細かくで
きるため、リラクタンストルクの有効利用による高効率
な運転と、弱め界磁瀬御による運転範囲の拡大の両方を
行うことが可能となる。

【００７８】また、ＤＣブラシレスモータは磁極間の磁
束が広範囲で小さいもので、抵抗の値の組合せにより仮
想中性点の変化量をわずかにすることにより、位置検出
信号の出力タイミングを安定化する。これによって、Ｄ
Ｃブラシレスモータの回転を安定させ、振動、騒音の発
生を抑えることが可能となる。

【００７９】また、位置検出回路にスイッチング素子を
一つ用い、１つのゼロクロス点検出に対して、二つの中
性点電圧を順次比較することにより、位置検出精度が向
上し回転を安定させることが可能となる。

【００８０】また、スイッチング素子を駆動する信号
を、インバータの駆動信号より生成する論路回路を備え
た構成にしたので、マイコンの負担が少なく、また、従
来の駆動装置のマイコンのソフトウェアの変更が不要あ
るいは最小に抑えられる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１を示すＤＣ−ＢＬＭの
駆動装置の構成図である。

【図２】 本発明の実施の形態１に係わるＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の各部動作波形を示す図である。

【図３】 本発明の実施の形態１に係わるＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の動作を示すフローチャート図である。

【図４】 本発明の実施の形態１に係わるＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の位置検出回路の例を示す図である。

【図５】 本発明の実施の形態１に係わるＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の位置検出回路の例を示す図である。

【図６】 本発明の実施の形態１に係わるＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の位置検出回路の例を示す図である。

【図７】 本発明の実施の形態２に係わるＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の各部動作波形を示す図である。

【図８】 本発明の実施の形態２に係わるＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の動作を示すフローチャート図である。

【図９】 本発明の実施の形態３に係わるＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の各部動作波形を示す図である。

【図１０】 本発明の実施の形態４に係わるＤＣ−ＢＬ
Ｍの駆動装置の各部動作波形を示す図である。

【図１１】 本発明の実施の形態５を示すＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の構成図である。

【図１２】 本発明の実施の形態５に係わるＤＣ−ＢＬ
Ｍの駆動装置の各部動作波形を示す図である。

【図１３】 本発明の実施の形態５に係わるＤＣ−ＢＬ
Ｍの駆動装置の動作を示すフローチャート図である。

【図１４】 本発明の実施の形態６を示すＤＣ−ＢＬＭ
の駆動装置の構成図である。

【図１５】 本発明の実施の形態６に係わるＤＣ−ＢＬ
Ｍの駆動装置の論理回路を示す図である。

【図１６】 本発明の実施の形態６に係わるＤＣ−ＢＬ
Ｍの駆動装置の構成の例を示す図である。

【図１７】 従来のＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の構成を示
す図である。

【図１８】 従来のＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の各部動作
波形を示す図である。

【図１９】 従来のＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の構成を示
す図である。

【図２０】 従来のＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の各部動作
波形を示す図である。

【図２１】 従来のＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の各部動作
波形を示す図である。

【図２２】 従来のＤＣ−ＢＬＭの駆動装置の構成を示
す図である。

【図２３】 ＤＣ−ＢＬＭのロータの構造を示す図であ
る。

【符号の説明】

１ インバータ、２ 位置検出回路、ＣＰｕ，ＣＰｖ，
ＣＰｗ コンパレータ、ＭＣ１ マイコン、Ｍ１ モー
タ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒｕ１，Ｒｕ２，Ｒｖ
１，Ｒｖ２，Ｒｗ１，Ｒｗ２ 抵抗、ＴＲｕｐ，ＴＲｕ
ｎ，ＴＲｖｐ，ＴＲｖｎ，ＴＲｗｐ，ＴＲｗｎ，ＴＲ
１，ＴＲ２ スッチング素子、Ｕ，Ｖ，Ｗ巻線。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ロータと、多相巻線とを有するＤＣブラ
   シレスモータと、 このＤＣブラシレスモータの前記各巻線に対して通電の
   切替およびチョッピングによる可変速制御を行うインバ
   ータと、 前記ＤＣブラシレスモータの前記各巻線に発生する誘起
   電圧より前記ロータの位置を検出する位置検出回路と、 この位置検出回路より出力される信号をもとに前記イン
   バータを制御するマイコンと、 前記位置検出回路に設けられ、抵抗とスイッチング素子
   とで構成され、該スイッチング素子の動作により前記イ
   ンバータの母線電圧より分圧により得られる仮想中性点
   を変化させる中性点生成部と、を備えたことを特徴とす
   るＤＣブラシレスモータの制御装置。
2. 【請求項２】 前記スイッチング素子を、前記位置検出
   回路からの出力信号が前記誘起電圧のゼロクロス点の検
   出よりも早いタイミングで出力するように動作させるこ
   とを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの
   制御装置。
3. 【請求項３】 前記スイッチング素子を、前記位置検出
   回路からの出力信号が前記誘起電圧のゼロクロス点の検
   出よりも遅いタイミングで出力するように動作させるこ
   とを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの
   制御装置。
4. 【請求項４】 前記抵抗の値の組合せにより、前記仮想
   中性点を実際の中性点より低い電圧にのみ、又は高い電
   圧にのみ複数設定することを特徴とする請求項１記載の
   ＤＣブラシレスモータの制御装置。
5. 【請求項５】 前記ＤＣブラシレスモータは磁極間の磁
   束が広範囲で小さいもので、前記抵抗の値の組合せによ
   り前記仮想中性点の変化量をわずかにしたことを特徴と
   する請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
6. 【請求項６】 前記位置検出回路に前記スイッチング素
   子を一つ用い、１つのゼロクロス点検出に対して、二つ
   の中性点電圧を順次比較することを特徴とする請求項１
   記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
7. 【請求項７】 前記スイッチング素子を駆動する信号
   を、前記インバータの駆動信号より生成する論路回路を
   備えたことを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレス
   モータの制御装置。