WO2013161159A1 - インバータ装置およびｐｗｍ信号制御方法 - Google Patents

インバータ装置およびｐｗｍ信号制御方法 Download PDF

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WO2013161159A1
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悟 井谷
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パナソニック株式会社
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    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device and a PWM signal control method for controlling a brushless motor for driving an electric compressor or the like.
  • a three-phase brushless motor using a signal generated by an inverter as a driving power source is frequently used because of its high energy efficiency.
  • the inverter performs PWM (Pulse Width Modulation) control to perform applied voltage control and frequency control, thereby easily rotating and driving a three-phase brushless motor (hereinafter simply referred to as a motor).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the rotation of the motor can be controlled without a position sensor.
  • the inverter When the inverter performs the applied voltage control and the frequency control of the motor, it is realized by controlling the duty ratio of the PWM signal for controlling the power element (the ratio of the ON period to one cycle period).
  • the motor control of the inverter is realized by the microcomputer detecting the output voltage and output current of the inverter and feeding back to the applied voltage control.
  • a technique for rotating a motor by PWM control of an output voltage of an inverter by a microcomputer is disclosed (for example, see Patent Document 1).
  • an inverter that performs position sensorless control detects the induced voltage of the motor and estimates the position of the rotor
  • the potential of the rotor is increased by detecting the potential of the virtual neutral point of the motor.
  • the accuracy can be estimated. Accordingly, it is possible to estimate the position of the rotor with high accuracy without using a position sensor for detecting the position of the rotor, and to realize high-efficiency driving of the motor and stabilization of the rotation speed.
  • the duty ratio of the PWM signal is controlled in the range of 0 to 100% depending on the load state of the electric compressor driven by the motor.
  • one period of the carrier frequency of the PWM signal is, for example, about 100 ⁇ s.
  • microcomputers used for home appliances such as air conditioners do not have high resolution (performance depending on frequency characteristics) in the entire range of 0 to 100%, so near 0% or A duty width of several ⁇ s in the vicinity of 100% cannot be controlled.
  • PWM control cannot be performed at a desired duty ratio when the duty ratio of the PWM waveform is near 0% or near 100%.
  • the duty ratio is 3%, the duty ratio is 0%, and when the duty ratio is 97%, the duty ratio may be 100%.
  • the inverter has a duty ratio of 0% when the phase voltage is 0 V in each of the U phase, V phase, and W phase of the motor.
  • the PWM control is performed with the duty ratio corresponding to the phase voltage.
  • the duty ratio may be 100%.
  • the duty ratio may be 0%.
  • An object of the present invention is to provide an inverter device and a PWM signal control method capable of applying a voltage to a motor without distorting the line voltage of the motor even in an inverter that performs PWM control by a general-purpose microcomputer. is there.
  • an inverter device is an inverter device that generates a signal for driving a multiphase motor, and converts a DC power into an AC power based on a PWM signal and outputs the power element; Control means for controlling the duty ratio for each phase of the multiphase motor and outputting the PWM signal based on the duty ratio to the power element, the control means comprising any phase of the multiphase motor.
  • the controllable duty ratio which is a duty ratio that can be controlled by the arbitrary phase, and the target duty of the arbitrary phase, when the target duty ratio of the control signal becomes a non-controllable duty ratio that cannot be controlled by the arbitrary phase.
  • a differential duty ratio that is a difference from the ratio is calculated, and for the arbitrary phase, the PWM signal based on the controllable duty ratio is The PWM signal for the other phases based on the corrected duty ratio obtained by adding or subtracting the difference duty ratio for each of the target duty ratio excluding any phase, and outputs it to each of the power device, a configuration.
  • the PWM signal control method is a PWM signal control method of an inverter device that generates a signal for driving a multiphase motor, wherein a target duty ratio of an arbitrary phase of the multiphase motor is the arbitrary
  • the differential duty ratio which is the difference between the controllable duty ratio that can be controlled by the arbitrary phase and the target duty ratio of the arbitrary phase when the non-control duty ratio that is the duty ratio that cannot be controlled by the phase Calculating the PWM signal based on the controllable duty ratio for the arbitrary phase, and the differential duty with respect to each target duty ratio for the other phases excluding the arbitrary phase Generating the PWM signal based on the corrected duty ratio obtained by adding or subtracting the ratio.
  • the power element when the power element is subjected to PWM control by a general-purpose microcomputer, even if the duty ratio becomes uncontrollable, it can be corrected so that the waveform of the line voltage of the motor is not distorted. As a result, the ripple component of the motor current is eliminated, so that the motor can be rotationally driven with high efficiency and stability. As a result, it is possible to suppress sound and vibration generated from the motor and the electric compressor as the load.
  • an inexpensive microcomputer can be used, the cost of the inverter device and the air conditioner using the same can be reduced.
  • a cheap and versatile microcomputer can be used, the selection range of the microcomputer used for the inverter device can be expanded.
  • the block diagram which shows the internal structure of the control part shown in FIG. The flowchart which shows the flow of operation
  • the differential duty ratio is added to or subtracted from the target duty ratio of other phases (for example, V phase and W phase).
  • the voltage of each line which is a potential difference between each phase can apply the voltage of a desired waveform (sine wave), respectively.
  • the motor can be driven to rotate with high efficiency and stability while suppressing the torque ripple of the motor.
  • the differential duty ratio which is the difference between the U-phase target duty ratio and the controllable duty ratio (0%, 100%)
  • the differential duty ratio which is the difference between the U-phase target duty ratio and the controllable duty ratio (0%, 100%)
  • the difference between the U-phase target duty ratio and the controllable duty ratio is added (or subtracted) to each of the V-phase and W-phase target duty ratios. Therefore, between the U-phase and the V-phase, between the V-phase and the W-phase Since each line voltage between the W phase and the U phase has a desired waveform (sine wave) voltage, a desired voltage can be applied to the motor.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an inverter device and a peripheral configuration according to an embodiment of the present invention.
  • the inverter device 1 mainly includes a power element 3 and a control unit 5.
  • the power element 3 performs energization or interruption of the DC power supplied from the power supply 2 in accordance with the PWM signal applied from the control unit 5.
  • the power element 3 converts DC power into AC power and supplies it to the motor 6.
  • the current detection unit 4 detects a motor current flowing from the power element 3 to the motor 6.
  • the control unit 5 applies a PWM signal having a target duty ratio according to the current value detected by the current detection unit 4 and the target rotational speed or a corrected duty ratio to the power element 3, and then applies the power element 3 to the power element 3.
  • the power source 2 may be realized by an AC power source such as a commercial power source, a rectifier circuit, and a smoothing circuit, or may be realized only by a storage battery.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of the control unit 5 shown in FIG.
  • the control unit 5 includes each phase (U phase, V phase, W) so that the motor rotates at a desired number of rotations according to the value of the motor current detected by the current detection unit 4.
  • the duty ratio calculation unit 5a for calculating the target duty ratio of the phase), and the target duty ratio of a certain phase (for example, the U phase) calculated by the duty ratio calculation unit 5a is an uncontrolled duty ratio (for example, less than 5% or 95%
  • a duty ratio correction unit 5b for determining a corrected duty ratio to correct the target duty ratio of the own phase and the other phase (for example, V phase, W phase), and a duty ratio correction unit.
  • a PWM output unit 5c that controls the power element of each phase (U phase, V phase, W phase) by the PWM signal of the corrected duty ratio corrected in 5b.
  • the control unit 5 performs PWM control with a carrier frequency of 100 ⁇ s (10 kHz) for one cycle, for example. Therefore, a voltage waveform of 10 ms per cycle is controlled by a 100-pulse PWM signal.
  • the target duty ratio of the PWM signal is 0%.
  • the target duty ratio of the PWM signal is 100%.
  • the target duty ratio is controlled in accordance with the change of the sinusoidal voltage.
  • the frequency of the applied voltage of the inverter device 1 is not fixed at 100 Hz, but can be variably controlled to an arbitrary frequency.
  • the duty ratio calculation unit 5a of the control unit 5 calculates the current rotational speed from the magnitude of the motor current of the motor 6 detected by the current detection unit 4, and calculates the target from the difference from the target rotational speed. Calculate the duty ratio. For example, when the current rotational speed is larger than the target rotational speed, the target duty ratio of the PWM signal calculated by the duty ratio calculation unit 5a decreases.
  • the target duty ratio of the PWM signal calculated by the duty ratio calculation unit 5a increases.
  • the duty ratio correction unit 5b corrects the duty ratio according to the target duty ratio calculated by the duty ratio calculation unit 5a of the control unit 5. That is, the duty ratio correction unit 5b is configured such that the U-phase target duty ratio calculated by the duty ratio calculation unit 5a is a non-control duty ratio (for example, a duty ratio of more than 0% and less than 5% or more than 95% and less than 100%). When this happens, the target duty ratios of the V phase and the W phase are corrected.
  • the U phase target duty ratio and the controllable duty ratio (0% or 100% or 5% or more and 95% or less) is calculated, and the difference duty ratio is added to the target duty ratio of each phase (U phase, V phase, W phase) or Set the corrected duty ratio after subtraction.
  • the duty ratio correction unit 5b does not perform any correction if the target duty ratio of the U phase calculated by the duty ratio calculation unit 5a is a controllable duty ratio.
  • the PWM output unit 5c performs PWM control of each phase (U phase, V phase, W phase) of the power element 3 by the PWM signal of the corrected duty ratio obtained by the duty ratio correction unit 5b.
  • the PWM output unit 5c is different from the target duty ratio that the V phase and the W phase should originally control.
  • a PWM signal having a corrected duty ratio obtained by adding 3% (100% ⁇ 97%) of the duty ratio is output to the V phase and the W phase.
  • FIG. 3 is a flowchart showing an operation flow of the inverter device according to the present embodiment.
  • the control unit 5 performs PWM control of the power element 3
  • the U phase is set to the U phase duty ratio
  • the V phase is set to the V phase duty ratio
  • the W phase is set to W as the target duty ratio of each phase.
  • Each is set to a phase duty ratio (step S1).
  • the control unit 5 determines whether or not the set U-phase duty ratio exceeds 95% (step S2).
  • step S3 if the U-phase duty ratio exceeds 95% (YES in step S2), correction as shown in step S3 is performed. That is, in step S3, since the U-phase duty ratio cannot be controlled to the target duty ratio, a controllable duty ratio of 100% is set, and the control unit 5 sets the U-phase duty ratio to 100% of the original V-phase duty ratio. A value (duty ratio after correction) obtained by adding a difference (difference duty ratio) with the target duty ratio is set as a corrected V-phase duty ratio. Furthermore, the control unit 5 adds a value (corrected duty ratio) obtained by adding a difference (difference duty ratio) between 100% and the target duty ratio of the U phase to the original W phase duty ratio to the corrected W phase. The duty ratio.
  • step S4 the control unit 5 performs PWM control on the U phase of the power element 3 with the corrected U-phase duty ratio based on the corrected duty ratio determined in step S3, and the corrected V-phase duty ratio.
  • the V phase of the power element 3 is PWM-controlled
  • the W phase of the power element 3 is PWM-controlled with the corrected W-phase duty ratio.
  • control unit 5 determines whether or not the set V-phase duty ratio exceeds 95% (step S5). ). If the V-phase duty ratio exceeds 95% (YES in step S5), correction as shown in step S6 is performed. That is, in step S6, since the duty ratio of the V phase cannot be controlled to the target duty ratio, the duty ratio is set to 100%, and the control unit 5 sets the V phase duty ratio to 100% with respect to the original W phase duty ratio. A value obtained by adding a difference (difference duty ratio) to the target duty ratio (corrected duty ratio) is set as a corrected W-phase duty ratio. Furthermore, the control unit 5 adds a value (corrected duty ratio) obtained by adding a difference (difference duty ratio) between 100% and the target duty ratio of the V phase to the original U phase duty ratio to the corrected U phase. The duty ratio.
  • step S4 the control unit 5 performs PWM control on the U phase of the power element 3 with the corrected U-phase duty ratio based on the corrected duty ratio determined in step S6, and the corrected V-phase duty ratio.
  • the V phase of the power element 3 is PWM-controlled
  • the W phase of the power element 3 is PWM-controlled with the corrected W-phase duty ratio.
  • step S7 If the V-phase duty ratio does not exceed 95% in step S5 (NO in step S5), the control unit 5 determines whether or not the set W-phase duty ratio exceeds 95% (step S7). ). If the W-phase duty ratio exceeds 95% (YES in step S7), correction as shown in step S8 is performed. That is, in step S8, since the duty ratio of the W phase cannot be controlled to the target duty ratio, a controllable duty ratio of 100% is set, and the control unit 5 sets 100% and W to the original U phase duty ratio. A value obtained by adding a difference (difference duty ratio) from the target duty ratio of the phase (corrected duty ratio) is defined as a corrected U-phase duty ratio. Furthermore, the control unit 5 adds a value (duty ratio after correction) obtained by adding a difference (difference duty ratio) between 100% and the target duty ratio of the W phase to the original V phase duty ratio. The duty ratio.
  • step S4 the control unit 5 performs PWM control on the U phase of the power element 3 with the corrected U phase duty ratio based on the corrected duty ratio determined in step S8, and the corrected V phase duty ratio.
  • the V phase of the power element 3 is PWM-controlled
  • the W phase of the power element 3 is PWM-controlled with the corrected W-phase duty ratio.
  • step S9 If the W-phase duty ratio does not exceed 95% in step S7 (NO in step S7), the control unit 5 determines whether the set U-phase duty ratio is less than 5% (step S9). ). If the U-phase duty ratio is less than 5% (YES in step S9), correction as shown in step S10 is performed. That is, in step S10, since the duty ratio of the U phase cannot be controlled to the target duty ratio, a controllable duty ratio of 0% is set, and the control unit 5 sets 0% and U to the original V phase duty ratio. A value obtained by adding a difference (difference duty ratio) from the target duty ratio of the phase (corrected duty ratio) is set as a corrected V-phase duty ratio. Furthermore, the control unit 5 adds a value (difference duty ratio) obtained by adding a difference (difference duty ratio) between 0% and the target duty ratio of the U phase to the original W phase duty ratio to the corrected W phase. The duty ratio.
  • step S4 the control unit 5 performs PWM control on the U phase of the power element 3 with the corrected U-phase duty ratio based on the corrected duty ratio determined in step S10, and the corrected V-phase duty ratio.
  • the V phase of the power element 3 is PWM-controlled
  • the W phase of the power element 3 is PWM-controlled with the corrected W-phase duty ratio.
  • step S11 determines whether or not the set V-phase duty ratio is less than 5% (step S11). ). If the V-phase duty ratio is less than 5% (YES in step S11), correction as shown in step S12 is performed. That is, in step S12, since the V-phase duty ratio cannot be controlled to the target duty ratio, a controllable duty ratio of 0% is set, and the control unit 5 sets 0% and V to the original W-phase duty ratio. A value obtained by adding a difference (difference duty ratio) from the target duty ratio of the phase (corrected duty ratio) is defined as a corrected W-phase duty ratio. Furthermore, the control unit 5 adds a value (difference duty ratio) obtained by adding a difference (difference duty ratio) between 0% and the target duty ratio of the V phase to the original U phase duty ratio to the corrected U phase. The duty ratio.
  • step S4 the control unit 5 performs PWM control of the U phase of the power element 3 with the corrected U-phase duty ratio based on the corrected duty ratio determined in step S12, and the corrected V-phase duty ratio.
  • the V phase of the power element 3 is PWM-controlled
  • the W phase of the power element 3 is PWM-controlled with the corrected W-phase duty ratio.
  • step S13 the control unit 5 determines whether or not the set W-phase duty ratio is less than 5% (step S13). ). If the W-phase duty ratio is less than 5% (YES in step S13), correction as shown in step S14 is performed. That is, in step S14, since the duty ratio of the W phase cannot be controlled to the target duty ratio, a controllable duty ratio of 0% is set, and the control unit 5 sets 0% and W to the original U phase duty ratio. A value obtained by adding a difference (difference duty ratio) from the target duty ratio of the phase (corrected duty ratio) is defined as a corrected U-phase duty ratio. Furthermore, the control unit 5 adds a value (duty ratio after correction) obtained by adding a difference (difference duty ratio) between 0% and the target duty ratio of the W phase to the original V phase duty ratio. The duty ratio.
  • step S4 the control unit 5 performs PWM control on the U phase of the power element 3 with the corrected U phase duty ratio based on the corrected duty ratio determined in step S14, and the corrected V phase duty ratio.
  • the V phase of the power element 3 is PWM-controlled
  • the W phase of the power element 3 is PWM-controlled with the corrected W-phase duty ratio.
  • step S13 the control unit 5 uses the power element with the U-phase duty ratio based on the initially set target duty ratio in step S4.
  • the U phase of the power element 3 is PWM controlled
  • the V phase of the power element 3 is PWM controlled with the V phase duty ratio
  • the W phase of the power element 3 is PWM controlled with the W phase duty ratio.
  • the upper limit value of the target duty ratio capable of PWM control is 95% and the lower limit value is 5%.
  • These values are specific values determined by the microcomputer or the peripheral circuit. Therefore, the upper and lower limits of the target duty ratio that can be PWM controlled by the values unique to the selected microcomputer or peripheral circuit (for example, the dead time to prevent the upper arm and lower arm of each phase of the power element from being turned ON simultaneously) Is determined. That is, depending on the selected microcomputer, the upper limit value of the target duty ratio capable of PWM control can be set to 98%, for example, and the lower limit value can be set to 2%, for example.
  • FIG. 4 shows ideal phase voltage waveforms of the U phase, the V phase, and the W phase when a line voltage is applied to the three-phase motor, where the horizontal axis indicates time and the vertical axis indicates the voltage level.
  • FIG. 5 shows waveforms of line voltages between the U phase and the V phase, between the V phase and the W phase, and between the W phase and the U phase caused by the phase voltages as shown in FIG. The voltage level is shown.
  • a sinusoidal phase voltage as shown in FIG. 4, as shown in FIG. 5, each line voltage applied between the U phase and V phase, between the V phase and W phase, and between the W phase and U phase of the three-phase motor.
  • the waveform is also an ideal sine wave.
  • FIG. 6 shows U-phase, V-phase, and W-phase phase voltage waveforms when duty ratio correction is not performed by PWM control of a power element by a general-purpose microcomputer, with the horizontal axis indicating time and the vertical axis indicating voltage level.
  • FIG. 7 shows waveforms of line voltages between the U phase and the V phase, between the V phase and the W phase, and between the W phase and the U phase caused by the phase voltages as shown in FIG. The voltage level is shown.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase voltages are close to the peak voltage of the sine wave, respectively. Since the target duty ratio of the PWM signal is an uncontrollable high value (for example, 95%), the controllable duty ratio is 100%.
  • the waveforms of the U-phase, V-phase, and W-phase voltages reach the voltage level of the input power source of the power element near the peak value of the sine wave. That is, the waveform of each phase voltage of the U phase, the V phase, and the W phase is not a sine wave but a waveform including distortion, as shown in FIG.
  • the waveforms of the line voltages between the U phase and the V phase, between the V phase and the W phase, and between the W phase and the U phase generated by the phase voltages as shown in FIG. 6 are waveforms including distortion as shown in FIG. .
  • each line voltage having a waveform including distortion as shown in FIG. 7 is applied between the U phase and the V phase, between the V phase and the W phase, and between the W phase and the U phase of the three phase motor.
  • the ripple component of the motor current flowing through the As a result, the torque ripple of the three-phase motor increases, causing uneven rotation of the three-phase motor and the electric compressor, increasing the sound and vibration, and reducing the efficiency of the three-phase motor.
  • FIG. 8 shows U-phase, V-phase, and W-phase phase voltage waveforms when duty ratio correction is performed by PWM control of a power element by a general-purpose microcomputer, with the horizontal axis indicating time and the vertical axis indicating voltage level.
  • FIG. 9 is a waveform of each line voltage generated between the U phase and the V phase, between the V phase and the W phase, and between the W phase and the U phase caused by the phase voltage as shown in FIG. The voltage level is shown.
  • the V-phase and W-phase are increased by the amount of the voltage level of the U-phase voltage increased.
  • the voltage levels of the V-phase and W-phase voltages are increased.
  • the V-phase The W-phase voltage is also returned to the target duty ratio by the normal PWM control to lower the voltage level.
  • the waveform of the line voltage between the U phase and the V phase, between the V phase and the W phase, and between the W phase and the U phase generated by the phase voltage as shown in FIG. It becomes a sinusoidal waveform that is canceled (removed). That is, the waveform of each line voltage between the U-phase and V-phase, between the V-phase and the W-phase, and between the W-phase and the U-phase shown in FIG. Since it has a waveform, the ripple component of the motor current flowing to the three-phase motor is eliminated. As a result, the inverter device can rotationally drive the three-phase motor with high efficiency and stability.
  • the inverter device according to the present invention has been specifically described above based on the embodiments and examples.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Can be done.
  • the duty ratio correction of the PWM signal in the power element has been described, but the duty ratio correction of the present embodiment is applied even when PWM control is performed on a multi-phase inverter having four or more phases. It is natural that we can do it.
  • a versatile and inexpensive microcomputer is used, and an inverter is driven by optimal PWM control to perform motor control. Therefore, any device that uses a motor, for example, an air conditioner, a refrigerator, It can be used effectively for household appliances such as washing machines.

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Abstract

　汎用のマイコンでパワー素子にＰＷＭ制御を印加しても、出力側の線間電圧が歪まないようにすることができるインバータ装置。この装置では、デューティ比計算部（５ａ）がモータ電流値に基づいて各相の目標デューティ比を計算する。任意の相（Ｕ相）の目標デューティ比が無制御デューティ比（例えば、５％以下または９５％以上）になると、デューティ比補正部（５ｂ）は、他相（Ｖ相、Ｗ相）の目標デューティ比に対し、任意の相（Ｕ相）の目標デューティ比と制御可能デューティ比（例えば、０％または１００％）との差分である差分デューティ比を加算又は減算した補正後デューティ比を求める。ＰＷＭ出力部（５ｃ）は、制御可能デューティ比、補正後デューティ比に基づくＰＷＭ信号をパワー素子（３）へ印加する。

Description

インバータ装置およびＰＷＭ信号制御方法
　本発明は、電動コンプレッサ等を駆動するためのブラシレスモータの制御を行うインバータ装置およびＰＷＭ信号制御方法に関する。
　従来より、空気調和装置等に用いられる電動コンプレッサを駆動するためのモータは、エネルギー効率が良いことからインバータが生成した信号を駆動電源とする三相ブラシレスモータが多用されている。このとき、インバータが、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御を行って印加電圧制御と周波数制御とを行うことにより、三相ブラシレスモータ（以下、単にモータと言う）を容易に回転駆動させることができる。さらに、モータの巻線に発生する誘起電圧を検出することにより、位置センサなしでモータの回転制御を行うことができる。インバータがモータの印加電圧制御と周波数制御を行う場合は、パワー素子を制御するＰＷＭ信号のデューティ比（１サイクル期間に対するＯＮ期間の比率）を制御することによって実現している。また、インバータのモータ制御は、マイコンがインバータの出力電圧や出力電流を検出して印加電圧制御にフィードバックすることによって実現される。
　なお、関連技術として、マイコンによってインバータの出力電圧をＰＷＭ制御することによりモータを回転駆動させる技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。この技術によれば、位置センサレス制御を行うインバータが、モータの誘起電圧を検出してロータの位置を推定するとき、モータの仮想中性点の電位を検出することにより、該ロータの位置を高精度に推定することができる。これにより、ロータの位置を検出するための位置センサを用いなくても、高精度にロータの位置を推定して、モータの高効率駆動及び回転速度の安定化を実現することが可能となる。
特開平１１－１４６６８５号公報
　マイコンがインバータの出力電圧をＰＷＭ制御してモータを回転駆動させる場合は、該モータによって駆動される電動コンプレッサの負荷状態によって、ＰＷＭ信号のデューティ比を０～１００％の範囲で制御する。このとき、ＰＷＭ信号のキャリア周波数の１周期は、例えば、１００μｓ程度である。しかし、一般的に、空気調和装置等の家電品に使用されるマイコンは０～１００％の全範囲で高い分解能（周波数特性に依存される性能）を備えていないので、０％の近傍、あるいは１００％の近傍での数μｓのデューティ幅を制御することはできない。
　言い換えると、家電品等に使用される汎用のマイコンを使用した場合は、ＰＷＭ波形のデューティ比が０％の近傍、あるいは１００％の近傍においては、所望のデューティ比でＰＷＭ制御することができない。例えば、デューティ比を３％にしたいときはデューティ比が０％になってしまい、デューティ比を９７％にしたいときはデューティ比が１００％になってしまうことがある。
　また、インバータは、モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相において、相電圧が０Ｖの場合、例えば、デューティ比を０％にして、それぞれの相電圧が最大値の場合では、デューティ比を１００％にして、相電圧が０Ｖから最大値の間では相電圧に応じたデューティ比にして、ＰＷＭ制御を行っている。ところが上述の汎用マイコンを使用した場合には、９７％のデューティ比にしたいときに、１００％のデューティ比になってしまうことがある。また、３％のデューティ比にしたいときに、０％のデューティ比になってしまうことがある。その結果、モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相において相電圧が歪むため、モータの線間電圧も歪んでしまう。
　モータの線間電圧が歪むとモータのトルクが所望の値より小さくあるいは大きくなって電動コンプレッサの駆動制御を行うことができなくなったり、モータのトルクリップルが大きくなって該モータに音や振動が発生したりする。その結果、電動コンプレッサの制御能力が低下して空気調和装置等を高効率で継続運転することができなくなる。
　本発明の目的は、汎用のマイコンによってＰＷＭ制御するインバータにおいても、モータの線間電圧を歪ませないようにしてモータに電圧を印加することができるインバータ装置およびＰＷＭ信号制御方法を提供することである。
　上記目的を達成するため、本発明に係るインバータ装置は、多相モータを駆動する信号を生成するインバータ装置であって、ＰＷＭ信号に基づき直流電力を交流電力に変換して出力するパワー素子と、前記多相モータの各相についてデューティ比を制御し、前記デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を前記パワー素子へ出力する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記多相モータの任意の相の目標デューティ比が、前記任意の相で制御できないデューティ比である無制御デューティ比となったとき、前記任意の相で制御可能なデューティ比である制御可能デューティ比と前記任意の相の目標デューティ比との差分である差分デューティ比を算出し、前記任意の相については前記制御可能デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を、前記任意の相を除く他相についてはそれぞれの目標デューティ比に対して前記差分デューティ比を加算または減算した補正後デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を、それぞれ前記パワー素子へ出力する、構成を採る。
　また、本発明に係るＰＷＭ信号制御方法は、多相モータを駆動する信号を生成するインバータ装置のＰＷＭ信号制御方法であって、前記多相モータの任意の相の目標デューティ比が、前記任意の相で制御できないデューティ比である無制御デューティ比となったとき、前記任意の相で制御可能なデューティ比である制御可能デューティ比と前記任意の相の目標デューティ比との差分である差分デューティ比を算出するステップと、前記任意の相については前記制御可能デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を生成するステップと、前記任意の相を除く他相についてはそれぞれの目標デューティ比に対して前記差分デューティ比を加算または減算した補正後デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を生成するステップと、を有する。
　本発明によれば、汎用のマイコンによってパワー素子をＰＷＭ制御したときに、制御できないデューティ比となっても、モータの線間電圧の波形が歪まないように補正することができる。これによって、モータ電流のリップル成分がなくなるので、モータを高効率かつ安定的に回転駆動させることができる。その結果、モータ及びその負荷である電動コンプレッサから発生する音や振動を抑制することができる。また、廉価なマイコンを使用することができるため、インバータ装置及びこれを用いた空気調和装置等のコストダウンを図ることができる。さらには、廉価かつ汎用性のあるマイコンを使用することができるので、インバータ装置に使用するマイコンの選択範囲を拡大させることができる。
本発明の一実施の形態に係るインバータ装置及び周辺の構成を示すブロック図 図１に示す制御部の内部構成を示すブロック図 本実施の形態に係るインバータ装置の動作の流れを示すフローチャート 三相モータへ線間電圧が印加されるときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の理想的な相電圧波形 図４に示すような相電圧によって生じるＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形 汎用のマイコンによるパワー素子のＰＷＭ制御でデューティ比補正を行わない場合のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧波形 図６に示すような相電圧によって生じるＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形 汎用のマイコンによるパワー素子のＰＷＭ制御でデューティ比補正を行った場合のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧波形 図８に示すような相電圧によって生じるＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形
　《概要》
　本発明は、通常の分解能（周波数特性に依存される性能）を有する汎用のマイコンが、モータを駆動するインバータのパワー素子へ印加するＰＷＭ信号のデューティ比を制御するとき、ある相（例えば、Ｕ相）のデューティ比（目標デューティ比）が、制御できないデューティ比（以下、「無制御デューティ比」という）となったときは、制御可能なデューティ比を設定する。そして、当該相（Ｕ相）の目標デューティ比と制御可能なデューティ比の差分（差分デューティ比）を算出し、目標デューティ比に差分デューティ比を加算または減算することにより補正後デューティ比（＝制御可能なデューティ比）を算出する。そして、他の相（例えば、Ｖ相、Ｗ相）の目標デューティ比に差分デューティ比を加算または減算する。これにより、各相間の電位差である各線間電圧はそれぞれ所望の波形（正弦波）の電圧を印加することができる。また、モータへの印加電圧の波形歪みがなくなるので、モータのトルクリップルを低く抑えて高効率かつ安定的に該モータを回転駆動させることができる。
　例えば、インバータ出力のＵ相が所望の０％超５％未満または９５％超１００％未満のデューティ比で制御できないために、０％超５％未満または９５％超１００％未満の無制御デューティ比となったときは、Ｕ相の目標デューティ比と制御可能なデューティ比（０％、１００％）との差分である差分デューティ比をＶ相とＷ相の目標デューティ比に加算または減算する。これにより、Ｕ相の目標デューティ比と制御可能なデューティ比の差分は、Ｖ相とＷ相の各目標デューティ比に加算（または減算）されるので、Ｕ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、及びＷ相－Ｕ相間の各線間電圧はそれぞれ所望の波形（正弦波）の電圧となるため、モータに所望の電圧を印加することができる。
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一要素は原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。なお、以下の説明では、インバータ装置においてパワー素子をＰＷＭ制御する場合について述べる。
　（実施の形態）
　〈インバータ装置の構成〉
　図１は、本発明の実施の形態に係るインバータ装置及び周辺の構成を示すブロック図である。図１に示すように、インバータ装置１は、パワー素子３と、制御部５と、から主に構成されている。パワー素子３は、制御部５から印加されるＰＷＭ信号に従って、電源２から供給される直流電力の通電または遮断を行う。これにより、パワー素子３は、直流電力を交流電力に変換してモータ６に供給する。電流検出部４は、パワー素子３からモータ６へ流れるモータ電流を検出する。制御部５は、電流検出部４が検出した電流値と目標の回転速度に応じた目標デューティ比または補正された補正後デューティ比のＰＷＭ信号をパワー素子３へ印加して、該パワー素子３を制御する。なお、電源２は、商用電源などの交流電源と整流回路と平滑回路とによって実現してもよいし、蓄電池のみによって実現してもよい。
　図２は、図１に示す制御部５の内部構成を示すブロック図である。図２に示すように、制御部５の内部は、電流検出部４の検出したモータ電流の値に応じて、所望の回転数でモータが回転するように各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の目標デューティ比を計算するデューティ比計算部５ａと、デューティ比計算部５ａが計算したある相（例えば、Ｕ相）の目標デューティ比が無制御デューティ比（例えば、５％未満または９５％超のデューティ比）となったとき、自相と他相（例えば、Ｖ相、Ｗ相）の目標デューティ比を補正するため補正後デューティ比を決定するデューティ比補正部５ｂと、デューティ比補正部５ｂで補正された補正後デューティ比のＰＷＭ信号によって各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のパワー素子を制御するＰＷＭ出力部５ｃと、によって構成されている。
　〈インバータ装置の動作〉
　次に、図１及び図２を参照して本実施の形態のインバータ装置の動作を説明する。パワー素子３からモータ６へ印加する電圧の周波数が、例えば、１００Ｈｚであるとき、制御部５は、例えば、１サイクルが１００μｓ（１０ｋＨｚ）のキャリア周波数でＰＷＭ制御を行っている。したがって、１サイクルが１０ｍｓの電圧波形は１００パルスのＰＷＭ信号によって制御されている。このとき、インバータ装置１の各相の電圧波形が０ＶではＰＷＭ信号の目標デューティ比は０％の値となっている。また、インバータ装置１の各相の電圧波形が電源電圧ピーク値ではＰＷＭ信号の目標デューティ比は１００％の値となっている。さらに、電圧が０％と１００％との間では、正弦波状の電圧の変化にしたがって目標デューティ比が制御されている。なお、インバータ装置１の印加電圧の周波数は１００Ｈｚに固定されているものではなく、任意の周波数に可変制御できるようになっている。
　このような前提条件において、制御部５のデューティ比計算部５ａは、電流検出部４が検出したモータ６のモータ電流の大きさから現在の回転数を計算し、目標回転数との差分から目標デューティ比を計算する。例えば、目標回転数に対して現在の回転数が大きいときは、デューティ比計算部５ａが計算するＰＷＭ信号の目標デューティ比は減少する。
　また、目標回転数に対して現在の回転数が小さいときは、デューティ比計算部５ａが計算するＰＷＭ信号の目標デューティ比は増加する。
　デューティ比補正部５ｂは、制御部５のデューティ比計算部５ａが計算した目標デューティ比に応じてデューティ比の補正を行う。すなわち、デューティ比補正部５ｂは、デューティ比計算部５ａの計算したＵ相の目標デューティ比が、無制御デューティ比（例えば、０％超５％未満または９５％超１００％未満のデューティ比）となったときは、Ｖ相とＷ相の目標デューティ比の補正を行う。例えば、Ｕ相の目標デューティ比が無制御デューティ比（０％超５％未満または９５％超１００％未満）となったときは、Ｕ相の目標デューティ比と制御可能なデューティ比（０％または１００％または５％以上９５％以下）との差である差分デューティ比を算出し、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の目標デューティ比に対して、それぞれ、差分デューティ比を加算または減算した補正後デューティ比を設定する。なお、デューティ比補正部５ｂは、デューティ比計算部５ａの計算したＵ相の目標デューティ比が、制御可能なデューティ比であれば、何ら補正を行わない。
　次に、ＰＷＭ出力部５ｃは、デューティ比補正部５ｂが求めた補正後デューティ比のＰＷＭ信号によってパワー素子３の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）をＰＷＭ制御する。例えば、Ｕ相の目標デューティ比が９７％であるときに１００％のデューティ比を設定した場合は、ＰＷＭ出力部５ｃは、Ｖ相とＷ相がそれぞれ本来制御すべき目標デューティ比に対して差分デューティ比の３％（１００％－９７％）を加算した補正後デューティ比のＰＷＭ信号をＶ相とＷ相に出力する。
　次に、フローチャートを参照して本実施の形態のインバータ装置の動作を説明する。図３は、本実施の形態に係るインバータ装置の動作の流れを示すフローチャートである。図３において、先ず、制御部５は、パワー素子３をＰＷＭ制御するとき、各相の目標デューティ比として、Ｕ相をＵ相デューティ比に、Ｖ相をＶ相デューティ比に、Ｗ相をＷ相デューティ比に、それぞれ設定する（ステップＳ１）。次に、制御部５は、設定したＵ相デューティ比が９５％を超えているか否かを判断する（ステップＳ２）。
　ここで、Ｕ相デューティ比が９５％を超えていれば（ステップＳ２でＹＥＳ）、ステップＳ３に示すような補正を行う。すなわち、ステップＳ３において、Ｕ相デューティ比は目標デューティ比に制御できないために制御可能な１００％のデューティ比を設定し、制御部５は、本来のＶ相デューティ比に対して１００％とＵ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＶ相デューティ比とする。さらに、制御部５は、本来のＷ相デューティ比に対して１００％とＵ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＷ相デューティ比とする。
　そして、制御部５は、ステップＳ４において、ステップＳ３で決定された補正後デューティ比に基づき、補正後のＵ相デューティ比でパワー素子３のＵ相をＰＷＭ制御し、補正後のＶ相デューティ比でパワー素子３のＶ相をＰＷＭ制御し、補正後のＷ相デューティ比でパワー素子３のＷ相をＰＷＭ制御する。
　また、ステップＳ２でＵ相デューティ比が９５％を超えていなければ（ステップＳ２でＮＯ）、制御部５は、設定したＶ相デューティ比が９５％を超えているか否かを判断する（ステップＳ５）。ここで、Ｖ相デューティ比が９５％を超えていれば（ステップＳ５でＹＥＳ）、ステップＳ６に示すような補正を行う。すなわち、ステップＳ６において、Ｖ相のデューティ比は目標デューティ比に制御できないために１００％の制御可能なデューティ比とし、制御部５は、本来のＷ相デューティ比に対して１００％とＶ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＷ相デューティ比とする。さらに、制御部５は、本来のＵ相デューティ比に対して１００％とＶ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＵ相デューティ比とする。
　そして、制御部５は、ステップＳ４において、ステップＳ６で決定された補正後デューティ比に基づき、補正後のＵ相デューティ比でパワー素子３のＵ相をＰＷＭ制御し、補正後のＶ相デューティ比でパワー素子３のＶ相をＰＷＭ制御し、補正後のＷ相デューティ比でパワー素子３のＷ相をＰＷＭ制御する。
　また、ステップＳ５でＶ相デューティ比が９５％を超えていなければ（ステップＳ５でＮＯ）、制御部５は、設定したＷ相デューティ比が９５％を超えているか否かを判断する（ステップＳ７）。ここで、Ｗ相デューティ比が９５％を超えていれば（ステップＳ７でＹＥＳ）、ステップＳ８に示すような補正を行う。すなわち、ステップＳ８において、Ｗ相のデューティ比は目標デューティ比に制御できないために１００％の制御可能なデューティ比を設定し、制御部５は、本来のＵ相デューティ比に対して１００％とＷ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＵ相デューティ比とする。さらに、制御部５は、本来のＶ相デューティ比に対して１００％とＷ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＶ相デューティ比とする。
　そして、制御部５は、ステップＳ４において、ステップＳ８で決定された補正後デューティ比に基づき、補正後のＵ相デューティ比でパワー素子３のＵ相をＰＷＭ制御し、補正後のＶ相デューティ比でパワー素子３のＶ相をＰＷＭ制御し、補正後のＷ相デューティ比でパワー素子３のＷ相をＰＷＭ制御する。
　また、ステップＳ７でＷ相デューティ比が９５％を超えていなければ（ステップＳ７でＮＯ）、制御部５は、設定したＵ相デューティ比が５％を下回っているか否かを判断する（ステップＳ９）。ここで、Ｕ相デューティ比が５％を下回っていれば（ステップＳ９でＹＥＳ）、ステップＳ１０に示すような補正を行う。すなわち、ステップＳ１０において、Ｕ相のデューティ比は目標デューティ比に制御できないために０％の制御可能なデューティ比を設定し、制御部５は、本来のＶ相デューティ比に対して０％とＵ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＶ相デューティ比とする。さらに、制御部５は、本来のＷ相デューティ比に対して０％とＵ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＷ相デューティ比とする。
　そして、制御部５は、ステップＳ４において、ステップＳ１０で決定された補正後デューティ比に基づき、補正後のＵ相デューティ比でパワー素子３のＵ相をＰＷＭ制御し、補正後のＶ相デューティ比でパワー素子３のＶ相をＰＷＭ制御し、補正後のＷ相デューティ比でパワー素子３のＷ相をＰＷＭ制御する。
　また、ステップＳ９でＵ相デューティ比が５％を超えていなければ（ステップＳ９でＮＯ）、制御部５は、設定したＶ相デューティ比が５％を下回っているか否かを判断する（ステップＳ１１）。ここで、Ｖ相デューティ比が５％を下回っていれば（ステップＳ１１でＹＥＳ）、ステップＳ１２に示すような補正を行う。すなわち、ステップＳ１２において、Ｖ相のデューティ比は目標デューティ比に制御できないために０％の制御可能なデューティ比を設定し、制御部５は、本来のＷ相デューティ比に対して０％とＶ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＷ相デューティ比とする。さらに、制御部５は、本来のＵ相デューティ比に対して０％とＶ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＵ相デューティ比とする。
　そして、制御部５は、ステップＳ４において、ステップＳ１２で決定された補正後デューティ比に基づき、補正後のＵ相デューティ比でパワー素子３のＵ相をＰＷＭ制御し、補正後のＶ相デューティ比でパワー素子３のＶ相をＰＷＭ制御し、補正後のＷ相デューティ比でパワー素子３のＷ相をＰＷＭ制御する。
　また、ステップＳ１１でＶ相デューティ比が５％を超えていなければ（ステップＳ１１でＮＯ）、制御部５は、設定したＷ相デューティ比が５％を下回っているか否かを判断する（ステップＳ１３）。ここで、Ｗ相デューティ比が５％を下回っていれば（ステップＳ１３でＹＥＳ）、ステップＳ１４に示すような補正を行う。すなわち、ステップＳ１４において、Ｗ相のデューティ比は目標デューティ比に制御できないために０％の制御可能なデューティ比を設定し、制御部５は、本来のＵ相デューティ比に対して０％とＷ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＵ相デューティ比とする。さらに、制御部５は、本来のＶ相デューティ比に対して０％とＷ相の目標デューティ比との差分（差分デューティ比）を加算した値（補正後デューティ比）を、補正後のＶ相デューティ比とする。
　そして、制御部５は、ステップＳ４において、ステップＳ１４で決定された補正後デューティ比に基づき、補正後のＵ相デューティ比でパワー素子３のＵ相をＰＷＭ制御し、補正後のＶ相デューティ比でパワー素子３のＶ相をＰＷＭ制御し、補正後のＷ相デューティ比でパワー素子３のＷ相をＰＷＭ制御する。
　また、ステップＳ１３でＷ相デューティ比が５％を超えていなければ（ステップＳ１３でＮＯ）、制御部５は、ステップＳ４において、最初に設定した目標デューティ比に基づき、Ｕ相デューティ比でパワー素子３のＵ相をＰＷＭ制御し、Ｖ相デューティ比でパワー素子３のＶ相をＰＷＭ制御し、Ｗ相デューティ比でパワー素子３のＷ相をＰＷＭ制御する。
　なお、図３のフローチャートでは、目標デューティ比の上限値（例えば、９５％）におけるＰＷＭ制御が可能か否かのチェックと、目標デューティ比の下限値（例えば、５％）におけるＰＷＭ制御が可能か否かのチェックとを行っているが、目標デューティ比の上限値のみのチェック、または目標デューティ比の下限値のみのチェックを行うようにすることもできる。また、図３のフローチャートでは、上限値からチェックを行っているが、下限値からチェックを行うようにすることもできる。また、図３のフローチャートでは、チェックと同時に補正を行っているが、チェックのみ先に実施し、補正の優先順序をＰＷＭ制御が可能から否に変わった順またはその逆順にすることもできる。また、図３のフローチャートでは、ＰＷＭ制御が可能な目標デューティ比の上限値を９５％、下限値を５％としたが、これらの値はマイコンあるいは周辺回路によって決まる固有の値である。したがって、選択したマイコンあるいは周辺回路に固有な値（例えばパワー素子の各相の上アームと下アームを同時にＯＮさせないためのデッドタイム）によって、ＰＷＭ制御が可能な目標デューティ比の上限値と下限値は決定される。すなわち、選択したマイコンによって、ＰＷＭ制御が可能な目標デューティ比の上限値を例えば９８％、下限値を例えば２％とすることもできる。
　（実施例）
　次に、本実施の形態のインバータ装置が、上記で述べたようなデューティ比補正を行った場合において、パワー素子からモータへ印加される線間電圧波形の具体的な実施例について説明する。なお、以下の実施例では、本実施の形態によるデューティ比補正の優位性を示すために、理想的な電圧波形と、汎用のマイコンによるＰＷＭ制御でデューティ比補正を行わない場合の電圧波形と、汎用のマイコンによるＰＷＭ制御でデューティ比補正を行った場合の電圧波形との比較を行う。
　図４は、三相モータへ線間電圧が印加されるときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の理想的な相電圧波形であり、横軸は時間、縦軸は電圧レベルを示している。また、図５は、図４に示すような相電圧によって生じるＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形であり、横軸は時間、縦軸は電圧レベルを示している。図４に示すような正弦波状の相電圧の場合は、図５に示すように、三相モータのＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間へ印加される各線間電圧の波形も理想的な正弦波となる。
　図６は、汎用のマイコンによるパワー素子のＰＷＭ制御でデューティ比補正を行わない場合のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧波形であり、横軸は時間、縦軸は電圧レベルを示している。また、図７は、図６に示すような相電圧によって生じるＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形であり、横軸は時間、縦軸は電圧レベルを示している。
　すなわち、汎用のマイコンによってパワー素子をＰＷＭ制御してデューティ比補正を行わない場合は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧は、それぞれ、電圧値が正弦波のピーク電圧に近い付近ではＰＷＭ信号の目標デューティ比が制御不能な高い値（例えば、９５％）であるので、１００％の制御可能なデューティ比になってしまう。その結果、図６に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧の波形は、正弦波のピーク値付近ではパワー素子の入力電源の電圧レベルまで達している。すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧の波形は、図６に示すように、正弦波ではなく歪みを含んだ波形になってしまう。
　したがって、図６に示すような相電圧によって生じるＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形は、図７に示すような歪みを含んだ波形となる。これによって、図７に示すような歪みを含んだ波形の各線間電圧が、三相モータのＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間に印加されるので、三相モータに流れるモータ電流のリップル成分が大きくなる。その結果、三相モータのトルクリップルが大きくなり、該三相モータや電動コンプレッサに回転むらが生じて音や振動が大きくなると共に、該三相モータの効率が低下してしまう。
　図８は、汎用のマイコンによるパワー素子のＰＷＭ制御でデューティ比補正を行った場合のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧波形であり、横軸は時間、縦軸は電圧レベルを示している。また、図９は、図８に示すような相電圧によって生じるＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形であり、横軸は時間、縦軸は電圧レベルを示している。
　図８に示すように、Ｕ相電圧を１００％の制御可能なデューティ比に設定した時点（時刻１近傍の時点）において、Ｕ相電圧の電圧レベルが高くなった電圧分だけＶ相およびＷ相の目標デューティ比に加算して、Ｖ相およびＷ相電圧の電圧レベルを高くしている。また、Ｕ相電圧を補正して１００％の制御可能なデューティ比にした状態から通常のＰＷＭ制御による目標デューティ比に戻って電圧レベルが低くなった時点（時刻２近傍の時点）において、Ｖ相およびＷ相の電圧も通常のＰＷＭ制御による目標デューティ比に戻して電圧レベルを低くしている。このようなデューティ比補正によってＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧を補正することにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧は、図８に示すような電圧波形となる。
　その結果、図８に示すような相電圧によって生じるＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形は、図９に示すように、各相間で歪みが相殺（除去）された正弦波状の波形となる。すなわち、図９に示すＵ相－Ｖ相間、Ｖ相－Ｗ相間、Ｗ相－Ｕ相間の各線間電圧の波形は、図５に示すような理想的な線間電圧と同じ程度の正弦波状の波形となるため、三相モータへ流れるモータ電流のリップル成分がなくなる。その結果、インバータ装置は、三相モータを高効率かつ安定的に回転駆動させることができる。
　以上、本発明に係るインバータ装置について実施の形態及び実施例に基づいて具体的に説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更を行うことが可能である。例えば、前記の実施の形態及び実施例ではパワー素子におけるＰＷＭ信号のデューティ比補正について説明したが、４相以上の多相インバータをＰＷＭ制御する場合においても、本実施の形態のデューティ比補正が適用できることは当然である。
　２０１２年４月２５日出願の特願２０１２－９９８６８の日本出願に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明によれば、汎用性のある廉価なマイコンを使用し、最適なＰＷＭ制御によってインバータを駆動してモータ制御を行っているので、モータを使用するあらゆる機器、例えば、空気調和装置、冷蔵庫、洗濯機などの家電機器などに有効に利用することができる。
　１　インバータ装置
　２　電源
　３　パワー素子
　４　電流検出部
　５　制御部（制御手段）
　５ａ　デューティ比計算部
　５ｂ　デューティ比補正部
　５ｃ　ＰＷＭ出力部
　６　モータ
 
 

Claims (6)

  1. 　多相モータを駆動する信号を生成するインバータ装置であって、
    　ＰＷＭ信号に基づき直流電力を交流電力に変換して出力するパワー素子と、
    　前記多相モータの各相についてデューティ比を制御し、前記デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を前記パワー素子へ出力する制御手段と、を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記多相モータの任意の相の目標デューティ比が、前記任意の相で制御できないデューティ比である無制御デューティ比となったとき、
    　前記任意の相で制御可能なデューティ比である制御可能デューティ比と前記任意の相の目標デューティ比との差分である差分デューティ比を算出し、
    　前記任意の相については前記制御可能デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を、前記任意の相を除く他相についてはそれぞれの目標デューティ比に対して前記差分デューティ比を加算または減算した補正後デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を、それぞれ前記パワー素子へ出力する、
    　インバータ装置。
  2. 　前記制御手段は、
    　前記多相モータに流れるモータ電流の値に基づいて各相の目標デューティ比を計算するデューティ比計算部と、
    　前記デューティ比計算部が計算した任意の相の目標デューティ比が前記無制御デューティ比となったときに前記補正後デューティ比を求めるデューティ比補正部と、
    　前記制御可能デューティ比、および、前記デューティ比補正部が求めた補正後デューティ比のＰＷＭ信号を前記パワー素子へ印加するＰＷＭ出力部と、
    　を備える、
    　請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　前記無制御デューティ比は、０％より大きく所定の第１の比よりも小さいデューティ比、または、第２の比より大きく１００％よりも小さいデューティ比であって、
    　前記デューティ比補正部は、前記任意の相の制御可能デューティ比を０％または１００％として、前記任意の相の目標デューティ比との差分である差分デューティ比を加算または減算して前記補正後デューティ比を求める、
    　請求項２に記載のインバータ装置。
  4. 　前記デューティ比補正部は、前記デューティ比計算部が計算した任意の相の目標デューティ比が前記制御可能デューティ比であるときは、前記任意の相を除く他相はそれぞれの目標デューティ比を補正後デューティ比とする、
    　請求項２に記載のインバータ装置。
  5. 　請求項１に記載のインバータ装置を備えた、
    　空気調和装置に用いる電動コンプレッサ。
  6. 　多相モータを駆動する信号を生成するインバータ装置のＰＷＭ信号制御方法であって、
    　前記多相モータの任意の相の目標デューティ比が、前記任意の相で制御できないデューティ比である無制御デューティ比となったとき、
    　前記任意の相で制御可能なデューティ比である制御可能デューティ比と前記任意の相の目標デューティ比との差分である差分デューティ比を算出するステップと、
    　前記任意の相については前記制御可能デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を生成するステップと、
    　前記任意の相を除く他相についてはそれぞれの目標デューティ比に対して前記差分デューティ比を加算または減算した補正後デューティ比に基づいた前記ＰＷＭ信号を生成するステップと、
    　を有するＰＷＭ信号制御方法。
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