ES2328303T3 - Dispositivo de accionamiento de motor sincrono. - Google Patents

Abstract

Dispositivo de accionamiento de motor síncrono que comprende: un medio de control de inversor (8) (10) (28) (30) (48) (50) (68) (70) (88) (90) (108) (110) (126) para controlar un inversor (5) (5b) (25) (45) (65) (85) (105) (121) a fin de adicionar (3) una cantidad variable a una amplitud y a una fase de un comando de corriente o de voltaje cuando se lleva a cabo un control de torque para suprimir el cambio de velocidad en una rotación en un motor síncrono (6) controlado con un inversor (5) (5b) (25) (45) (65) (85) (105) (121), donde el motor (6) acciona una carga que tiene un cambio de torque cíclico.

Description

Dispositivo de accionamiento de motor síncrono.

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método de accionamiento de un motor síncrono, a un método de accionamiento de un compresor, a un dispositivo para los métodos y a un dispositivo de accionamiento de motor DC (corriente continua) sin escobillas. Más concretamente, la presente invención se refiere a un método de accionamiento de motor síncrono para accionar un motor síncrono, tal como un motor de corriente continua (DC) sin escobillas o similar, utilizando un inversor y a un dispositivo para el método, y a un método de accionamiento de compresor para accionar un compresor utilizando el motor síncrono que se acciona aplicando tal método o dispositivo y a un dispositivo para el método, y a un dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas para accionar un motor DC sin escobillas utilizando un inversor.

Antecedentes de la invención

Del estado de la técnica anterior se conoce una técnica de control de torque (véase la publicación de patente Gazett Tokukaihei 6-42789) que controla un voltaje de entrada o una corriente de entrada de un motor inversor de forma que disminuye la vibración subsiguiente a un cambio de la velocidad de rotación en la rotación de un compresor incluyendo un cilindro.

Además, se suele emplear un motor DC sin escobillas como la fuente de accionamiento, ya que es más fácil controlar el torque que con un motor AC, debido al mecanismo de detección de posición que se proporciona previamente en un motor DC sin escobillas.

Entre los motores DC sin escobillas, cuando se emplea un motor DC sin escobillas con una disposición de superficies magnéticas en la que un rotor tiene imanes permanentes provistos en la superficie del rotor y se controla el torque, es conocido un método para controlar que la corriente en el eje-d sea 0, lo cual no influye en la generación del par motor, que es el método para controlar que una fase de corriente sea la misma fase que una fase de un voltaje de generación debida a la velocidad del motor (la fase de corriente es igual a 0) como método de accionamiento libre de reducción de rendimiento y es ampliamente empleado debido que simplifica el control.

Por otra parte, un motor DC sin escobillas con una disposición de imanes embebidos, en el que un rotor tiene imanes permanentes embebidos en una parte interna del rotor, puede enviar al mismo tiempo dos torques de generación, esto es un torque magnético y un torque de reluctancia. Por tanto, el motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos tiene un efecto característico tal que se consigue un accionamiento con mayor rendimiento que el motor DC sin escobillas con disposición de imanes superficiales, estableciendo una distribución de los dos torques adecuada en respuesta a un par de carga con el fin de que la corriente tenga un valor mínimo y el torque total tenga un valor máximo (en lo sucesivo, se denomina "control de torque máximo"). En los últimos años se ha desarrollado el motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos para su aplicación en un aparato de aire acondicionado o similar, lo cual necesario sobre todo para el ahorro de energía.

Además, el método de control de torque máximo para controlar un motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos se describe como "un método de control que es adecuado para motores PM de disposición de imanes embebidos (Umekomi-jishaku-kouzou-PM-mota ni tekishita seigyohou)", Motimoyo y col., Denki-Gakkai Handoutai Denryoku Kenkyuukai Shiryou RCP-92 5. Es sabido que se consigue un control de torque máximo controlando las corrientes de los ejes d y q en base a una ecuación relacional que se determina en base a las constantes eléctricas de un motor.

Sin embargo, cuando el control de torque máximo y el control de par se combinan entre sí, surgen las siguientes desventajas.

1)

Se generan errores de modelo debido a la temperatura del motor y a la saturación magnética, de forma que la condición de torque máximo no se cumple de manera continua. Y, para resolver problemas (en concreto cambios en la resistencia del devanado y en la constante de fuerza electromotriz a consecuencia de un aumento de la temperatura, y cambios en los valores de inductancia de los ejes q y d y en la constante de fuerza electromotriz debidos a saturaciones magnéticas) debidos a errores de modelo de un motor, los cambios en los diversos parámetros debidos a la temperatura y a la saturación magnética deben medirse al momento y ser tenidos en cuenta en las operaciones. Esto es extremadamente difícil en la aplicación real.

2)

Cuando el control de torque máximo se combina con un control de torque que cancela las componentes armónicas hasta armónicas superiores, lo cual influyen poco en la vibración, se consume más energía eléctrica de la necesaria, con lo cual no se obtiene un accionamiento de alto rendimiento.

3)

Aumenta el pico de corriente mediante el control de torque, con lo cual el pico de corriente sobrepasa el valor límite de la corriente del inversor. Por ello, debería cambiarse el punto de operación desde un punto de operación de control de torque máximo, de forma que, en consecuencia, el rendimiento se reduce.

De la US 5469215 se conoce un sistema de control de motor eléctrico para compensar el niple del par. Las amplitudes de corriente compensadas se almacenan en una memoria a la que se accede desde el comando torque, y la velocidad y la uniformidad rotacional. La amplitud de corriente compensada obtenida se añade al comando torque para determinar las amplitudes de corriente en el motor eléctrico. De la WO 93/09595 A se puede tomar un dispositivo de accionamiento de motor síncrono que comprende un medio de control de inversor que controla un inversor mediante la multiplicación de una amplitud de corriente relativa por el producto de una señal de salida de error de un control externo y una función de una característica de compensación de corriente global. La salida de la multiplicación se aplica al inversor para controlarlo.

De la US 5.422.570 se puede tomar un método y un sistema para detectar la velocidad de rotor de un motor de imán permanente sin escobillas, donde se mide una señal que contiene las componentes del tercer armónico aisladas de las densidades de flujo adquiridas, así como los valores absolutos del máximo de las señales, representando el último máximo absoluto medido la velocidad del rotor en ese momento.

Descripción de la invención

La presente invención se materializa en vista de los problemas mencionados.

Es un objeto de la presente invención poner a disposición un dispositivo para llevar a cabo un control de torque que acciona una carga cíclica intermitente bajo una condición de máximo rendimiento, teniendo una instalación práctica y que disminuya la vibración a baja velocidad.

Es otro objetivo de la presente invención poner a disposición un dispositivo de accionamiento de motor para aumentar el margen de accionamiento y mejorar la eficiencia.

Este objeto se resuelve con un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la reivindicación 1 y con un método de accionamiento síncrono según la reivindicación 15.

Las realizaciones preferentes de la invención se describen en las reivindicaciones dependientes. Así, se lleva a cabo un control de torque que acciona una carga de intermitencia cíclica bajo una condición de máximo rendimiento (o bajo una condición de alta eficiencia) utilizando una instalación práctica de forma que se disminuyen las vibraciones a baja velocidad. A continuación se describe la operación con más detalle.

Cuando el ámbito de aplicación del control de torque máximo para el motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos se aplica a un caso en el que se emplea una carga cíclica con un torque de carga intermitente en una rotación, se entiende que es suficiente cambiar la amplitud de corriente y la fase de corriente en una rotación, tal como se ilustra en la Figura 3. Esto es, se entiende que las complicadas operaciones basadas en el modelo para el control de torque máximo pueden sustituirse por diversos controles de onda simples. Por tanto, se lleva a cabo el control de torque máximo de manera precisa corrigiendo adecuadamente el componente de corriente directa y el componente variable de la amplitud de corriente y la fase de corriente, tal como se ilustra en la Figura 3, en cada condición de accionamiento. Naturalmente, la amplitud y la fase del voltaje pueden cambiarse en una rotación, como se ilustra en la Figura 2 o la Figura 4, en vez de cambiar la amplitud y la fase de corriente en una rotación.

Minimizar la corriente del motor es sólo reducir al mínimo las pérdidas de cobre cuando se aplica el método de control de torque máximo. Además, un objeto de control de máxima eficiencia se presenta en el "método de accionamiento de un motor de corriente continua sin escobillas de alto rendimiento y con ahorro de energía (burashiresu DC mota no shou-enerugi-koukouritsu untenhou)", Morimoto y col., Dengakuron D, vol. 112-3, págs. 285 (Hei 4-3), aunque existen problemas de errores de modelo similares a los problemas (1) de control de torque máximo, ya que se determina que las pérdidas de hierro son constantes.

Entre los componentes de las ondas armónicas de una forma de onda de torque de carga, la banda de componentes variables de una amplitud de corriente o fase de corriente se limita fácilmente a componentes de ondas armónicas, que influyen sustancialmente en la vibración (por ejemplo, onda armónica de primer orden y onda armónica de segundo orden para un compresor de cilindro que es una carga intermitente: los componentes de cambio de torque superiores influyen menos en el cambio de rotación y en la vibración debido al cambio en la rotación, ya que el efecto volante (efecto del momento de inercia) se mejora a raíz de la frecuencia). Se evita un consumo innecesario de energía eléctrica debido a la operación anterior, de modo que es posible un accionamiento de mayor rendimiento. Por supuesto, se puede emplear un voltaje en vez de la corriente.

Cuando se utiliza el dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención, el inversor se controla con el medio de control del inversor de forma que se superpone una cantidad variable a una amplitud y una fase de una forma de onda de corriente o de una forma de onda de voltaje cuando se lleva a cabo un control de torque con el fin de suprimir un cambio de velocidad en la rotación mediante un motor síncrono controlado con un inversor, donde el motor acciona una carga que tiene un cambio de par cíclico. Por tanto, se lleva a cabo un control de torque que acciona la carga de intermitencia cíclica bajo una condición de máximo rendimiento (o en una condición de alta eficacia), utilizando una instalación de carácter práctico de forma que disminuya la vibración a baja
velocidad.

Cuando se utiliza el dispositivo de la reivindicación 2, se emplean medios para controlar una cantidad variable de fase en base a una cantidad variable de amplitud que se controla en base a una salida de una sección de control de torque como medio de control de inversor. Por tanto, se realizan operaciones similares a las de la reivindicación 1.

Cuando se utiliza el dispositivo de la reivindicación 3, se emplean medios para controlar una cantidad variable de amplitud en base a una cantidad variable de fase que se controla en base a una salida de una sección de control de torque como medio de control de inversor. Por tanto, se realizan operaciones similares a las de la reivindicación 1.

Cuando se utiliza el dispositivo de la reivindicación 4, se emplean medios para controlar una cantidad variable de amplitud en base a una cantidad de detección correspondiente al rendimiento como medio de control de inversor. Por tanto, se realiza un control que incluye pérdidas de hierro, no considerándose estas pérdidas de hierro en el método de control de torque máximo. También se realizan operaciones similares a las de la reivindicación 1.

Cuando se utiliza el dispositivo de la reivindicación 1, se emplean medios para controlar una cantidad variable de fase en base a una salida de una sección de control de torque y para controlar una cantidad variable de amplitud en base a una cantidad de detección que corresponde al rendimiento como medio de control de inversor. Por tanto, se realiza un control que incluye pérdidas de hierro, no considerándose estas pérdidas de hierro en el método de control de torque máximo. También se realizan operaciones similares a las de la reivindicación 1.

Cuando se utiliza el dispositivo de la reivindicación 6, como medio de control inversor se emplean medios para utilizar una cantidad correspondiente a una onda fundamental y a armónicas inferiores como cantidad variable. Por tanto, se llevan a cabo operaciones análogas a aquellas de las reivindicaciones 1 a 5. Además, se evita el consumo innecesario de energía eléctrica debido a la operación anterior, de modo que se puede llevar a cabo el accionamiento con mayor rendimiento.

Cuando se utiliza el dispositivo de la reivindicación 7 de la presente invención, como medio de control inversor se emplean medios para utilizar una cantidad correspondiente a una onda fundamental como cantidad variable. Por tanto, se llevan a cabo operaciones análogas a aquellas de las reivindicaciones 1 a 5. Además, se evita el consumo innecesario de energía eléctrica debido a la operación anterior, de modo que se puede llevar a cabo el accionamiento con mayor rendimiento.

Cuando se utiliza el dispositivo de la reivindicación 8, como medio de control inversor se utilizan medios para superponer una tercera armónica a la cantidad variable en amplitud. Por tanto, se suprime fácilmente la corriente máxima y se eleva el límite superior de la corriente del inversor, con lo cual es posible el accionamiento en un punto de accionamiento óptimo dentro de un amplio margen del torque de carga. Además, se llevan a cabo operaciones análogas a aquellas de las reivindicaciones 1 a 5. Además, la superposición de la tercera armónica sobre la vibración tiene escasa influencia debido a la operación del momento de inercia.

Cuando se utiliza el dispositivo de la reivindicación 9, el primer voltaje de punto central se obtiene utilizando las resistencias, teniendo cada una un extremo conectado a un borne de salida de cada fase del inversor y el otro extremo conectado a otros, el segundo voltaje de punto central se obtiene utilizando el devanado estatórico, cada uno de cada fase del motor síncrono está conectado por un extremo con otros, y la diferencia entre el primer voltaje de punto central y el segundo voltaje de punto central se integra, mediante medios de integración, con el fin de obtener la señal de integración y la posición del polo magnético de un rotor del motor síncrono se detecta con un medio de detección de posición de polo magnético en base a la señal de integración. Por tanto, cuando se proporciona un elemento Hall, ya no es necesario un codificador o similar para detectar la posición del polo magnético. Además, se llevan a cabo operaciones análogas a las de las reivindicaciones 1 a 8.

Cuando se utiliza el dispositivo de accionamiento del compresor de la reivindicación 10, el único cilindro del compresor se controla mediante el motor síncrono, que se acciona con el dispositivo de accionamiento de motor síncrono según una de las reivindicaciones 1 a 9.

Por tanto, se ahorra energía y se reducen costes. A continuación se describen con más detalle las operaciones.

Cuando el cambio de coordenadas d, q a trifásicas de un motor síncrono se representa como en la fórmula (1), la ecuación de voltaje del motor síncrono tiene la fórmula (2) y el torque generado viene dado por la ecuación (3) usando las corrientes de los ejes d y q. Donde el eje d es un eje que representa una dirección de flujo magnético generado por imanes permanentes y el eje q es un eje que se desplaza eléctricamente 90 grados desde el eje d.

1

Donde los voltajes aplicados al motor síncrono se representan por la fórmula (4), la cual se obtiene mediante la transformación de la fórmula (1). Los voltajes aplicados del motor síncrono se calculan mediante la fórmula (2) y la fórmula (4).

2

donde

3

representando p el número de pares de polos magnéticos, R la resistencia del devanado, Ld, Lq las autoinductancias que se transforman en el sistema de coordenadas d-q, Ke una constante de velocidad de voltaje electromotriz, representando además \Omega el ángulo eléctrico.

Cuando se emplea un motor síncrono con una disposición de imanes superficiales, Lq = Ld, por tanto de la ecuación (3) se entiende que la corriente del eje d no influye en el torque. En consecuencia, es suficiente controlar la corriente del eje d para que sea 0 a fin de reducir al mínimo la corriente del motor, es decir para realizar el control de torque con un mayor rendimiento. Cuando esta condición se aplica a la fórmula (5), se entiende que la fase de corriente deseada es 0 (fija). Sin embargo, se entiende que la fase de corriente debe cambiarse como se ilustra en la figura 2, incluso cuando la fase de corriente en el control de torque máximo se convierte en un valor fijo.

4

donde

5

Donde la figura 2 representa el resultado de una simulación de componentes variables en amplitud de voltaje y fase de voltaje bajo la condición de que la fase de corriente se determina para que sea 0 rad a fin de realizar el control de torque de manera eficiente cuando se usa un motor DC sin escobillas con disposición de imanes superficiales (constantes del equipo: p = 2, Ld = Lq = 5 [mH], Ke = 0,11 [V\cdots/rad], R = 0,5 [\Omega], frecuencia de energía: se emplea \omega = 2\pi\cdot30 [rad/s]). El componente variable en fase se reduce debido a que la inductancia es menor que la inductancia de un motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos. Por tanto, el efecto de mejora del rendimiento del control de torque en el que se modifican la amplitud del voltaje y la fase del voltaje es menor que el del motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos. Sin embargo, se obtiene un efecto de mejora del control del torque mediante el empleo de un motor DC sin escobillas con disposición de imanes superficiales y cambiando la amplitud del voltaje y la fase del voltaje.

Por otra parte, del documento anteriormente mencionado de "un método de control que es adecuado para una disposición de motor PM de imanes embebidos (Umekomi-jishaku-kouzou-PM-mota ni tekishita seigyohou)", la condición de torque máximo (reducción al mínimo de la corriente del motor) del motor síncrono con disposición de imanes embebidos viene dada por las corrientes de los ejes d y q de la fórmula (6). El torque de generación en esta condición se representa con la fórmula (7), que se obtiene a partir de la fórmula (3) y la fórmula (6).

6

donde, \rho = L_{q}/L_{d}

7

Es decir, se entiende que la distribución de las corrientes de los ejes d y q deben ajustarse adecuadamente para responder a la magnitud del torque cuando se lleva a cabo el control del torque para reducir al mínimo la corriente del motor.

\newpage

Además, para un motor de reluctancia (un motor impulsado únicamente por un torque de reluctancia), que es un tipo de motor síncrono, se entiende que la fase de corriente de 45 grados es la condición de control de torque máximo, determinándose que la constante de velocidad de voltaje electromotriz es 0 en la ecuación (6). En el motor de reluctancia, normalmente se lleva a cabo un diseño en el que se determina que la inductancia L sea mayor para obtener un torque de reluctancia, de forma que la componente variable en fase de voltaje debería ser mayor. Por tanto, el efecto de mejora del rendimiento que es similar al del motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos se consigue ejecutando un control de torque mediante la modificación de la amplitud de voltaje y la fase voltaje.

En base a la fórmula (6) y a la fórmula (7) se considera que una carga, tal como un compresor, que cambia su torque de carga en una rotación se acciona mediante el motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos (constantes del equipo: p = 2, Ld = 8,7 [mH], HQ = 22,8 [mH], Ke = 0,11 [V\cdots/rad], R = 0,5 [\Omega], frecuencia de energía; \omega = 2\pi\cdot30 [rad/s]), y se entiende que las corrientes de los ejes d y q deben cambiarse en correspondencia a la posición de rotación (posición del polo magnético) del rotor, como se muestra en la figura 1.

Además, cuando las corrientes obtenidas de los ejes d y q de la figura 1 se transforman en la amplitud y la fase de corriente real usando la fórmula (5), la amplitud y la fase se obtienen como se ilustra en la figura 3. Se entiende que la amplitud de corriente y la fase de corriente deben cambiarse para generar un par motor que coincide con la carga intermitente bajo la condición de minimizar la corriente del motor. Basándonos en esto, se lleva a cabo el control de torque con la corriente del motor reducida al máximo empleando un control simple que ajusta la magnitud y la fase de las componentes variables en amplitud de corriente y fase de corriente. Por tanto, no se necesitan operaciones complicadas que emplean múltiples constante de modelo y no es necesaria la tarea de medir múltiples constantes de modelo en cada una de las condiciones, para tener en cuenta la influencia del aumento de la temperatura y la saturación magnética.

Además, cuando se obtienen los voltajes aplicados necesarios mediante la fórmula (2) y la fórmula (4), los voltajes aplicados se obtienen como se ilustra en la figura 4. Se entiende que la amplitud y la fase en los voltajes aplicados deben cambiarse en sincronismo con la intermitencia en el torque de carga, de forma similar a las corrientes del motor.

Además, las líneas discontinuas de las figuras 3 y 4 representan un valor medio de la forma de onda.

Cuando se emplea el dispositivo de la reivindicación 11, el primer voltaje de punto central se obtiene mediante las resistencias, teniendo cada una un extremo conectado a un borne de salida de cada fase del inversor y otro extremo conectado a un motor DC conectado por un extremo al otro, el segundo voltaje de punto central se obtiene usando cada devanado estatórico de cada fase del motor DC sin escobillas que se conecta por un extremo con otros, la diferencia entre el primer voltaje de punto central y el segundo voltaje de punto central se integra, con medios de integración, a fin de obtener la señal de integración, la posición del polo magnético de un rotor de motor DC sin escobillas se detecta con el medio de detección de posición de polo magnético en base a la señal de integración, el medio de control del inversor para controlar un inversor de manera que el voltaje variable adelantado con respecto a la fase del torque de carga se superpone al comando de voltaje de valor medio en sincronismo con la intermitencia del torque de carga, para ser aplicado al motor DC sin escobillas mediante el medio de control de inversor, usando el inversor. Y, durante esta operación, se suprimen los cambios en los picos de la señal de integración con el medio de supresión de cambios de los picos.

Por tanto, se elimina sustancialmente una gran desventaja que consiste en que se genera un fenómeno de vibración debido a la coincidencia de la señal de integración y del ciclo del motor. En consecuencia, la señal de detección del polo magnético se estabiliza de manera que aumenta el margen de accionamiento del motor DC sin escobillas. Además, se mejora el rendimiento del motor DC sin escobillas.

Cuando se emplea el dispositivo de la reivindicación 12, para suprimir los cambios en los picos de la señal de integración, se divide el intervalo del inversor entre el medio de división y se juzga si el nivel de la señal de integración en cada intervalo dividido, mediante un medio de estimación, es grande o pequeño. Y, la fase de voltaje del inversor se retarda en respuesta al resultado de la estimación, lo que representa que el nivel de la señal de integración es grande y la fase de voltaje del inversor se adelanta en respuesta al resultado de la estimación, lo que representa que el nivel de la señal de integración es pequeño, mediante el medio de control de la fase de voltaje del inversor.

Por tanto, se realizan operaciones análogas a las de la reivindicación 11.

Cuando se emplea el dispositivo de la reivindicación 13, se obtiene el primer voltaje de punto central mediante resistencias, teniendo cada una un extremo conectado a un borne de salida de cada fase del inversor y el otro extremo conectado a otros, el segundo voltaje de punto central se obtiene mediante cada devanado estatórico de cada fase del motor DC sin escobillas, que se conecta por un extremo con otro, y la diferencia entre el primer voltaje de punto central y el segundo voltaje de punto central se integra con medios de integración, a fin de obtener la señal de integración, la posición del polo magnético del rotor del motor DC sin escobillas se detecta mediante el medio de detección de posición del polo magnético en base a la señal de integración, la fase variable que se adelanta con respecto a la fase del torque se superpone al comando de fase de valor medio en sincronismo con la intermitencia del torque de carga para aplicarla al motor DC sin escobillas, mediante el medio de control de inversor, utilizando el inversor. Y, durante esta operación, se suprimen los cambios en los picos máximos de la señal de la integración con el medio de supresión de cambios de picos máximos.

Por tanto, se elimina sustancialmente la gran desventaja de generarse un fenómeno de vibración debido a la coincidencia de la señal de integración y el ciclo del motor. En consecuencia, la señal de detección de polo magnético se estabiliza, de manera que aumenta el margen de accionamiento del motor DC sin escobillas. Además, se mejora el rendimiento del motor DC sin escobillas.

Cuando se emplea el dispositivo de la reivindicación 14, para suprimir cambios en los picos máximos de la señal de integración, se divide el intervalo del inversor con el medio de división y se juzga si el nivel de la señal de integración en cada intervalo dividido, con un medio de estimación, es grande o pequeño. Y, la amplitud de voltaje del inversor se aumenta en respuesta al resultado de la estimación, que representa que el nivel de la señal de integración es grande, y la amplitud de voltaje del inversor se disminuye en respuesta al resultado de la estimación que representa que el nivel de la señal de integración es pequeño, con el medio de comando de amplitud de voltaje del inversor.

Por tanto, se llevan a cabo operaciones análogas a las de la reivindicación 13.

Breve descripción de las figuras

Figura 1: gráficos que ilustran la relación entre un ángulo de posición de un rotor y un torque, la relación entre el torque y las corrientes de los ejes d y q, y la relación entre el ángulo de posición del rotor y las corrientes de los ejes d y q, respectivamente.

Figura 2: gráficos que ilustran los resultados de una simulación de componentes variables en amplitud de voltaje y fase de voltaje bajo aquella condición en que se determina que una fase de corriente es 0 rad en un motor DC sin escobillas con disposición de imanes superficiales y una onda fundamental de un torque de carga, respectivamente.

Figura 3: gráficos que ilustran la amplitud y la fase de la corriente del motor de cada fase para obtener las corrientes de los ejes d y q que se ilustran en la figura 1 y la onda fundamental del torque de carga, respectivamente.

Figura 4: gráficos que ilustran la amplitud y la fase de un voltaje aplicado a un motor de cada fase para obtener las corrientes de los ejes d y q que se ilustran en la figura 1.

Figura 5: diagrama de bloques que ilustra una realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 6: organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 5.

Figura 7: diagrama de bloques que ilustra otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 8: organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 7.

Figura 9: diagrama de bloques que ilustra otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 10: organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 9.

Figura 11: diagrama de bloques que ilustra otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 12: organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 11.

Figura 13: diagrama de bloques que ilustra otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 14: organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 13.

Figura 15: diagrama de bloques que muestra otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 16: gráfico que ilustra la relación entre el par de compresión y el ángulo de rotación del compresor de cilindro.

Figura 17: gráfico que ilustra la distribución de frecuencias del par de compresión.

Figura 18: diagrama de bloques que muestra otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 19: organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 18.

Figura 20: gráficos que ilustran el cambio de par, de amplitud de corriente, de fase de corriente, cuando se ajusta una armónica de tercer orden en una forma de onda de corriente de modo que la armónica de tercer orden, que tiene una magnitud de aproximadamente un 10% con respecto a la magnitud de una onda fundamental del par, se superpone a la forma de onda del par.

Figura 21: diagrama de un circuito eléctrico que ilustra otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 22: diagrama de bloques que muestra la materialización del microprocesador que se ilustra en la figura 21.

Figura 23: diagrama que ilustra un modelo de control que corresponde a la figura 21.

Figura 24: organigrama útil para entender una operación de interrupción 1 que se ilustra en la figura 22.

Figura 25: organigrama útil para entender una operación de interrupción 2 que se ilustra en la figura 22.

Figura 26: organigrama útil para entender una operación de interrupción 3 que se ilustra en la figura 22.

Figura 27: gráficos que ilustran las formas de onda de las señales de cada sección del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en las figuras 21 y 22.

Figura 28: gráficos que ilustran los cambios en la línea de amplitud de voltaje, la fase de voltaje, la corriente de fase y la corriente DC de inversor cuando se acciona un dispositivo real mediante el control de la fase de voltaje y la amplitud de voltaje, controlándose cada uno con respecto al otro, en base al objetivo del control de torque máximo.

Figura 29: gráficos que ilustran los cambios en la línea de amplitud de voltaje, la fase de voltaje, la corriente de fase y la corriente DC de inversor cuando se acciona un dispositivo real mediante el control de la fase de voltaje y la amplitud de voltaje, controlándose cada uno con respecto al otro, en base al objetivo de control de torque máximo.

Figura 30: diagrama de bloques que ilustra la instalación de un microprocesador que es una sección principal de otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 31: organigrama útil para comprender el funcionamiento de una operación interrupción 1 ilustrada en la figura 30.

Figura 32: gráficos que ilustran las formas de onda las de señales de cada sección del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en las figuras 21 y 30.

Figura 33: diagrama de bloques que ilustra la instalación de un microprocesador que es una sección principal de otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Figura 34: organigrama útil para comprender una operación de obtener un control de cantidad de fase de compensación.

Figura 35: gráfico que ilustra la relación entre el nivel de la señal de integración y la amplitud del componente de cambio de fase.

Figura 36: diagrama de bloques que muestra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de una realización de un dispositivo de accionamiento de un motor DC sin escobillas según la presente invención.

Figura 37: organigrama útil para comprender el funcionamiento de la operación de interrupción 1 que se ilustra en la figura 36.

Figura 38: organigrama útil para comprender el funcionamiento de la operación de interrupción 2 que se ilustra en la figura 36.

Figura 39: gráficos que ilustran las formas de onda de la señal de cada sección del dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas que se ilustra en la figura 36.

Figura 40: gráfico que ilustra la relación entre el nivel de la señal de integración y la amplitud de la componente variable de fase.

Figura 41: gráficos que ilustran una señal de integración, la velocidad del motor, un modelo de voltaje de compensación y un modelo de fase de compensación cuando se aplica el dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas que se ilustra en la figura 36.

Figura 42: gráficos que ilustran una señal de integración, la velocidad del motor y un modelo de fase de compensación cuando no se cambia la fase de voltaje de inversor.

Figura 43: diagrama de bloques que muestra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas según la presente invención.

Figura 44: organigrama útil para comprender el funcionamiento de la operación de interrupción 1 que se ilustra en la figura 43.

Figura 45: gráficos que ilustran las formas de onda de la señal de cada sección del dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas que se ilustra en la figura 43, y contenidos de la operación.

Figura 46: diagrama de bloques que muestra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas según la presente invención.

Figura 47: organigrama útil para entender el funcionamiento de una sección parcial de la operación de interrupción 1 que se ilustra en la figura 46.

Figura 48: organigrama útil para entender el funcionamiento de la sección restante de la operación de interrupción 1 que se ilustra en la figura 46.

Figura 49: diagrama de bloques que muestra que muestra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de otra realización de un dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas según la presente invención.

Figura 50: organigrama útil para entender el funcionamiento de una sección parcial de la operación de interrupción 1 que se ilustra en la figura 49; y

Figura 51: organigrama útil para entender el funcionamiento de la sección restante de la operación de interrupción 1 que se ilustra en la figura 49.

Forma de realización preferente de la invención

A continuación se explican en detalle las realizaciones de la presente invención con referencia a las figuras adjuntas.

La figura 5 es un diagrama de bloques que ilustra una realización de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Este dispositivo de accionamiento de motor síncrono comprende una sección de cálculo de desviación de velocidad 1 para calcular la desviación entre un comando de velocidad \omega* y la velocidad del motor \omega, una sección de control de velocidad 2 para enviar un comando de valor medio de una amplitud de corriente mediante la introducción de la desviación calculada y ejecutando una operación determinada (por ejemplo, la operación PI (operación proporcional e integral)), una sección de salida de comando de amplitud de corriente 3 para sumar el comando de valor medio de la amplitud de corriente y una componente variable de la amplitud de corriente en cada posición de rotación enviada desde una sección de control de torque 10 (se describe más adelante) y para enviar un comando de amplitud de corriente, una sección de cálculo de corriente alterna trifásica 4 para introducir el comando de amplitud de corriente y un comando de fase de corriente enviado desde una sección de salida de comando de fase de corriente 11 (se describe más adelante) y para enviar un comando de corriente alterna trifásica en base a una fórmula (8) por ejemplo, un inversor alimentado por corriente 5 para introducir el comando de corriente alterna trifásica, un motor síncrono 6 al que se le aplica la salida del inversor alimentado por corriente 5, una sección de detección de posición del rotor 7 para detectar la posición del polo de un rotor del motor síncrono 6 y para enviar un ángulo de posición \delta desde allí, una sección de cálculo de velocidad 9 para introducir el ángulo de posición \theta y para calcular y enviar una velocidad de motor desde allí, la sección de control de torque 10 para introducir la velocidad del motor w y el ángulo de posición \theta, para ejecutar una operación de control de torque, y para enviar una componente variable de la amplitud de corriente en cada posición de rotación, una sección de control de fase 8 para introducir la componente variable de la amplitud de corriente en cada posición de rotación, a fin de llevar a cabo una operación de control de fase (por ejemplo, un determinado coeficiente se multiplica y se lleva a cabo una operación de cambio de fase), y calcular y enviar un comando de componente variable de una fase de corriente, y la sección de salida de comando de fase de corriente 11 para añadir un comando de fase media * que se obtiene de manera conocida en el estado de la técnica y el comando de componente variable y para calcular y enviar el comando de fase de corriente desde allí.

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Además, la sección de detección de posición del rotor 7 se ejemplifica como un sensor de posición de rotación, tal como un codificador y un circuito contador, para su envío, un circuito de detección de posición para realizar el filtrado a un voltaje de borne del motor, un circuito para llevar a cabo el cálculo de la posición a partir de parámetros eléctricos de un motor y similares.

Además, en esta realización y en las siguientes, el motor síncrono 6 se ejemplifica como un motor DC sin escobillas con disposición de imanes superficiales, un motor DC sin escobillas con disposición de imanes embebidos, un motor de reluctancia y similares.

La figura 6 es un organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 5.

En el paso SP1, se introduce una posición de rotor (ángulo de posición) \theta; en el paso SP2, se calcula una velocidad de rotación (velocidad de motor) \omega a partir de la posición del rotor; en el paso SP3, se aplica la diferencia entre la velocidad real \theta y el comando de velocidad \omega* a una operación PI (operación integral, proporcional) y se obtiene un comando de amplitud de corriente media; en el paso SP4, se lleva a cabo la operación de control del torque mediante la introducción de la velocidad real \omega y la posición del rotor \theta, con lo que se obtiene una componente variable de la amplitud de corriente a partir de una componente variable de la velocidad real; en el paso SP5, se añade el comando de amplitud de corriente media y la componente variable de la amplitud de corriente a fin de obtener y memorizar un comando de amplitud; en el paso SP6, la componente variable de la amplitud de corriente se multiplica por un coeficiente, después se cambia a fin de obtener una componente variable de una fase de corriente (donde, por ejemplo, el coeficiente y la cantidad variable se determinan experimentalmente); en el paso SP7, se añade un comando de fase media \beta* procedente del exterior y la componente variable de la fase de corriente a fin de obtener y memorizar un comando de fase; en el paso SP8, la amplitud de corriente memorizada y el comando de fase se suministran a la sección de cálculo de corriente alterna trifásica; en el paso SP9, se obtiene una corriente de cada fase y se suministra al inversor alimentado por corriente, después la operación vuelve a un proceso original.

Así, se consigue una reducción de la vibración mediante la adición del comando de amplitud de corriente media y la componente variable de la amplitud de corriente a fin de obtener el comando de amplitud. Además, se obtiene una mejora del rendimiento mediante la adición del comando de fase media \beta* desde el exterior y la componente variable de la fase de corriente a fin de obtener el comando de fase. Como resultado, a una carga cíclica intermitente se le aplica un control de torque bajo una condición de rendimiento máximo, con lo cual se reduce la vibración.

La figura 7 es un diagrama de bloques que ilustra otra realización del dispositivo de accionamiento de motor síncrono según la presente invención.

Este dispositivo de accionamiento de motor síncrono se diferencia del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 5 en que se utiliza una sección de cálculo de desviación de corriente 5d para calcular la desviación entre el comando de corriente alterna trifásica y un valor de detección de corriente del devanado que se envía desde una sección de detección de corriente de devanado 5c (se describe más adelante), una sección de control de corriente 5a para introducir la desviación calculada y para llevar a cabo el control de corriente, a fin de transformar un comando de corriente en un comando de voltaje, un inversor alimentado por corriente 5b para introducir el comando de voltaje transformado, y la sección de detección de corriente del devanado 5c para detectar una corriente de devanado de un motor síncrono 6 (se describe más adelante) en vez del inversor alimentado por corriente 5. Las otras secciones de instalación son similares a las del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 5. Además, en la figura 7, la sección de control de corriente 5a, el inversor alimentado con voltaje 5b, la sección de detección de corriente del devanado 5c y la sección de cálculo de la desviación de la corriente 5d constituyen un inversor alimentado por corriente.

La figura 8 es un organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 7.

En el paso SP1, se introduce una posición de rotor (ángulo de posición) \theta; en el paso SP2, se calcula La velocidad de rotación (velocidad del motor) \omega a partir de la posición del rotor; en el paso SP3 se aplica la diferencia entre la velocidad real \theta y el comando de velocidad \omega* a una operación PI (operación integral, proporcional) para obtener un comando de amplitud de corriente media; en el paso SP4, se lleva a cabo la operación de control del torque mediante la introducción de la velocidad real \omega y la posición del rotor \theta para obtener una componente variable de la amplitud de corriente a partir de una componente variable de la velocidad real; en el paso SP5, se añaden el comando de amplitud de corriente media y la componente variable de la amplitud de corriente a fin de obtener y memorizar un comando de amplitud; en el paso SP6, la componente variable de la amplitud de corriente se multiplica por un coeficiente y después se cambia a fin de obtener una componente variable de una fase de corriente (donde, por ejemplo, se determinan experimentalmente el coeficiente y la cantidad variable); en el paso SP7, se añade un comando de fase media \beta* y la componente variable de la fase de corriente a fin de obtener y memorizar un comando de fase; en el paso SP8, el comando de corriente y el comando de fase memorizados se suministran a la sección de cálculo de corriente alterna trifásica; en el paso SP9, se obtiene cada corriente de fase y se suministra al inversor alimentado por corriente, después la operación vuelve a un proceso original.

Así, se consigue una reducción de la vibración mediante la adición del comando de amplitud de corriente y la componente variable, a fin de obtener el comando de amplitud. Además, se mejora el rendimiento mediante la adición de los controles de fase media \beta* desde el exterior y el componente variable en la fase de corriente a fin de obtener el comando de fase. Como resultado, a una carga cíclica intermitente se le aplica un control de torque bajo una condición de rendimiento máximo, con lo cual se reduce la vibración.

Además, se puede simplificar en su totalidad el dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 7, ya que el dispositivo utiliza un inversor alimentado con voltaje que tiene una instalación de circuito principal más sencilla que la de un inversor alimentado por corriente.

La figura 9 es un diagrama de bloques que ilustra un dispositivo de accionamiento de motor síncrono de otra realización según la presente invención.

Este dispositivo de accionamiento de motor síncrono incluye una sección de cálculo de desviación de velocidad 21 para calcular la desviación entre un comando de velocidad \omega* y la velocidad del motor \omega, una sección de control de velocidad 22 para enviar un comando de valor medio de una amplitud de voltaje mediante la introducción de la desviación calculada y la ejecución de una operación determinada (por ejemplo una operación PI), una sección de salida de comando de amplitud 23 para añadir el comando de valor medio de la amplitud de voltaje y una componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de rotación enviada desde una sección de control de torque 30 (se describe más adelante), y para enviar un comando de amplitud de voltaje, una sección de cálculo de corriente alterna trifásica 24 para la introducción del comando de amplitud de voltaje y un comando de fase de voltaje enviado desde una sección de salida de comando de fase de voltaje 31 (se describe más adelante) y para enviar un comando de corriente alterna trifásica en base a la fórmula (9), por ejemplo, un inversor alimentado con voltaje 25 para introducir el comando de corriente alterna trifásica, un motor síncrono 6 al que se le aplica la salida del inversor alimentado con voltaje 25, una sección de detección de posición del rotor 27 para detectar la posición del polo de un rotor del motor síncrono 6 y para enviar un ángulo de posición \theta desde allí, una sección de cálculo de velocidad 29 para introducir el ángulo de posición \theta y para calcular y enviar una velocidad de motor \omega desde allí, la sección de control de torque 30 para introducir la velocidad del motor \omega y el ángulo de posición \theta, para ejecutar la operación de control del torque, y para enviar un componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de rotación, una sección de control de fase 28 para introducir la componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de rotación, para ejecutar una operación de control de fase (por ejemplo, se multiplica por un determinado coeficiente y se realiza una operación de cambio de fase), y para calcular y enviar un comando de componente variable de una fase de voltaje, y la sección de salida del comando de fase de voltaje 31 para añadir un comando de fase media \beta*, que se obtiene de modo ya conocido, y el comando de componente variable y para calcular y enviar el comando de fase de voltaje desde allí.

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donde Vm es una amplitud de voltaje, \alpha es aquí una fase de voltaje.

Además, la sección de detección de posición del rotor 27 se ejemplifica como un sensor de posición de rotación, tal como un codificador y un circuito contador para el envío desde allí, un circuito de detección de posición para filtrar el voltaje del borne del motor, un circuito para calcular la posición a partir de parámetros eléctricos de un motor y similares.

La figura 10 es un organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 9.

En el paso SP1, se introduce una posición de rotor (ángulo de posición); en el paso SP2, se calcula la velocidad de rotación (velocidad del motor) \omega a partir de la posición del rotor \theta; en el paso SP3, se aplica la diferencia entre la velocidad real y un comando de velocidad \omega* a una operación PI (operación integral, proporcional) para obtener un comando de amplitud de corriente media; en el paso SP4, se lleva a cabo la operación de control del torque, mediante la introducción de la velocidad real \omega y la posición del rotor, para obtener una componente variable de la amplitud de voltaje a partir de una componente variable de la velocidad real; en el paso SP5, se añade el comando de amplitud de voltaje medio y la componente variable de la amplitud de voltaje a fin de obtener y memorizar un comando de amplitud; en el paso SP6, la componente variable de la amplitud de voltaje se multiplica por un coeficiente y después se cambia a fin de obtener una componente variable de una fase de voltaje (donde, por ejemplo, se determinan experimentalmente el coeficiente y la cantidad variable); en el paso SP7, se añade un comando de fase media \alpha* y la componente variable de la fase de voltaje a fin de obtener y memorizar un comando de fase; en el paso SP8, el comando de amplitud y el comando de fase memorizados se suministran a la sección de cálculo de corriente alterna trifásica; en el paso SP9, se obtiene un voltaje de cada fase y se suministra al inversor alimentado con voltaje, después la operación vuelve a un proceso original.

Así, se lleva a cabo una reducción de vibración mediante la adición del comando de amplitud de voltaje y la componente variable de amplitud de voltaje a fin de obtener el comando de amplitud. Además, se mejora el rendimiento mediante la adición del comando de fase media \alpha* desde el exterior y el componente variable de fase de voltaje a fin de obtener el comando de fase. Como resultado de ello, a una carga cíclica intermitente se le aplica control de torque bajo una condición de rendimiento máximo, con lo cual se reduce la vibración.

La figura 11 es un diagrama de bloques que ilustra un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según aún otra realización según la presente invención.

Este dispositivo de accionamiento de motor síncrono incluye una sección de cálculo de desviación de la velocidad 41 para calcular la desviación entre el comando de velocidad \omega* y la velocidad del motor \omega, una sección de control de la velocidad 42 para enviar un comando de valor medio de una fase de voltaje mediante la introducción de la desviación calculada y mediante la ejecución de una operación determinada (por ejemplo una operación PI), una sección de salida de comando de fase 43 para añadir el comando de valor medio de la fase de voltaje y una componente variable de la fase de voltaje en cada posición de rotación enviada desde una sección de control de torque 50 (se describe más adelante), y para enviar un comando de fase de voltaje, una sección de cálculo de corriente alterna trifásica 44 para la introducción del comando de fase de voltaje y un comando de amplitud de voltaje enviado desde una sección de salida de comando de amplitud de voltaje 51 (se describe más adelante) y para enviar un comando de corriente alterna trifásica en base a la fórmula (9), por ejemplo, un inversor alimentado con voltaje 45 para introducir el comando de corriente alterna trifásica, un motor síncrono 6 al que se aplica la salida del inversor alimentado con voltaje 45, una sección de detección de la posición del rotor 47 para detectar la posición del polo de un rotor del motor síncrono 6 y para enviar un ángulo de posición \theta desde allí, una sección de cálculo de velocidad 49 para introducir el ángulo de posición \theta y para calcular y enviar una velocidad de motor \omega desde allí, la sección de control de torque 50 para introducir la velocidad del motor \omega y el ángulo de posición, para ejecutar la operación de control del torque, y para enviar una componente variable de la fase de voltaje en cada posición de rotación, una sección de control de amplitud 48 para introducir la componente variable de la fase de voltaje en cada posición de rotación, para ejecutar una operación de control de amplitud (por ejemplo, se multiplica por un determinado coeficiente y se ejecuta una operación de cambio de fase), y para calcular y enviar un comando de la componente variable de una amplitud de voltaje, y la sección de salida del comando de amplitud de voltaje 51 para añadir un comando de amplitud media Vm*, que se obtiene de modo ya conocido, y el comando de componente variable y para calcular y enviar el comando de amplitud de voltaje desde allí.

Además, la sección de detección de posición del rotor 47 se ejemplifica como un sensor de posición giratorio, tal como un codificador y un circuito contador para el envío desde allí, un circuito de detección de posición para realizar un filtrado a un voltaje del borne de motor, un circuito para calcular la posición a partir de los parámetros eléctricos de un motor y similares.

La figura 12 es un organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 11.

En el paso SP1, se introduce la posición del rotor (ángulo de posición) \theta; en el paso SP2, se calcula la velocidad de rotación (velocidad del motor) \omega a partir de la posición del rotor \theta; en el paso SP3, se aplica la diferencia entre la velocidad real y un comando de velocidad \omega* a una operación PI (operación integral, proporcional) para obtener un comando de fase de voltaje medio; en el paso SP4, se ejecuta la operación de control del torque mediante la introducción de la velocidad real \omega y la posición del rotor \theta, para obtener una componente variable de la fase de voltaje a partir de una componente variable de la velocidad real; en el paso SP5, se añade el comando de fase de voltaje medio y la componente variable de la fase de voltaje a fin de obtener y memorizar un comando de fase; en el paso SP6, la componente variable de la fase de voltaje se multiplica por un coeficiente y después se cambia a fin de obtener una componente variable de amplitud de voltaje (donde, por ejemplo, se determinan experimentalmente el coeficiente y la cantidad variable); en el paso SP7, se añade un comando de amplitud media Vm* y la componente variable de la amplitud de voltaje a fin de obtener y memorizar un comando de amplitud; en el paso SP8, el comando de amplitud y el comando de fase memorizados se suministran a la sección de cálculo de corriente alterna trifásica; en el paso SP9, se obtiene un voltaje de cada fase y se suministra al inversor alimentado con voltaje, después la operación vuelve a un proceso original.

Así, se consigue una reducción de la vibración mediante la adición del comando de fase de voltaje medio y la componente variable de fase de voltaje a fin de obtener el comando de fase. Además, se mejora el rendimiento mediante la adición del comando de amplitud media Vm* desde el exterior y el componente variable de amplitud de voltaje a fin de obtener el comando de amplitud. Como resultado, a una carga cíclica intermitente se le aplica control de torque bajo una condición de rendimiento máximo, con lo cual se reduce la vibración.

La figura 13 es un diagrama de bloques que ilustra un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según aún otra realización según la presente invención.

Este dispositivo de accionamiento de motor síncrono incluye una sección de cálculo de desviación de la velocidad 61 para calcular la desviación entre el comando de velocidad \omega* y la velocidad del motor \omega, una sección de control de la velocidad 62 para enviar un comando de valor medio de una amplitud de voltaje mediante la introducción de la desviación calculada y mediante la ejecución de una operación determinada (por ejemplo una operación PI), una sección de salida de comando de amplitud 63 para añadir el comando de valor medio de la amplitud de voltaje y una componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de rotación enviada desde una sección de control de torque 70 (se describe más adelante), y para enviar un comando de amplitud de voltaje, una sección de cálculo de corriente alterna trifásica 64 para la introducción del comando de amplitud de voltaje y un comando de fase de voltaje enviado desde una sección de salida de comando de fase de voltaje 71 (se describe más adelante) y para enviar un comando de corriente alterna trifásica en base a la fórmula (9), por ejemplo, un inversor alimentado con voltaje 65 para introducir el comando de corriente alterna trifásica, un motor síncrono 6 al que se le aplica la salida del inversor alimentado con voltaje 65, una sección de detección de la posición del rotor 67 para detectar la posición del polo de un rotor del motor síncrono 6 y para enviar el ángulo de posición desde allí, una sección de cálculo de la velocidad 69 para introducir el ángulo de posición \theta y para calcular y enviar la velocidad del motor \omega desde allí, la sección de control de torque 70 para introducir la velocidad de motor y el ángulo de posición \theta, para ejecutar la operación de control del torque, y para enviar una componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de rotación, una sección de control de fase 68 para introducir una corriente de entrada de inversor detectada por una sección de detección de corriente de entrada de inversor 72 (se describe después), para ejecutar una operación de control de fase, y para calcular y enviar un comando de componente variable de una fase de voltaje, la sección de salida de comando de fase de voltaje 71 para añadir un comando de fase media \alpha*, que se obtiene de modo ya conocido, y el comando de la componente variable y para calcular y enviar el comando de fase de voltaje desde allí, y la sección de detección de corriente de entrada de inversor 72 para detectar la corriente de entrada del inversor (un tipo de cantidad de detección relacionada con el rendimiento) que se suministra al inversor alimentado con voltaje 65 desde una fuente de alimentación comercial.

Además, la sección de detección de posición del rotor 67 se ejemplifica como un sensor de posición de rotación, tal como un codificador y un circuito contador para el envío desde allí, un circuito de detección de posición para realizar un filtrado a un voltaje del borne del motor, un circuito para calcular la posición a partir de parámetros eléctricos de un motor y similares.

Además, es posible llevar a cabo el control de corriente añadiendo una sección de detección de corriente de devanado y una sección de control de corriente. También es posible emplear un inversor alimentado por corriente en vez de un inversor alimentado con voltaje.

La figura 14 es un organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 13.

En el paso SP1, se introduce una posición de rotor (ángulo de posición) \theta; en el paso SP2, se calcula la velocidad de rotación (velocidad del motor) \omega a partir de la posición del rotor \theta; en el paso SP3,. se aplica la diferencia entre la velocidad real \omega y un comando de velocidad \omega* a una operación PI (operación integral, proporcional) para obtener un comando de amplitud de voltaje medio; en el paso SP4, se ejecuta la operación de control del torque mediante la introducción de la velocidad real \omega y la posición del rotor \theta para obtener una componente variable de la amplitud de voltaje a partir de una componente variable de la velocidad real; en el paso SP5, se añade el comando de amplitud de voltaje medio y la componente variable de la amplitud de voltaje a fin de obtener y memorizar un comando de amplitud; en el paso SP6, se aplica la componente variable de la fase de voltaje para controlar y funcionar en respuesta a la magnitud de la corriente de entrada del inversor (para minimizar la corriente de entrada del inversor); en el paso SP7, se añade un comando de fase media \alpha* y la componente variable de la fase de voltaje a fin de obtener y memorizar un comando de fase; en el paso SP8, el comando de amplitud y el comando de fase memorizados se suministran a la sección de cálculo de corriente alterna trifásica; en el paso SP9, se obtiene cada voltaje de fase y se suministra al inversor alimentado con voltaje, después la operación vuelve a un proceso original.

Por tanto, se consigue una reducción de la vibración mediante la adición del comando de amplitud de voltaje medio y la componente variable de amplitud de voltaje a fin de obtener el comando de amplitud. Además, se consigue una mejora del rendimiento al ejecutar un control que tiene en cuenta las pérdidas de hierro, calculando la componente variable de fase de voltaje en respuesta a la magnitud de la corriente de entrada del inversor (para minimizar la corriente de entrada del inversor) y añadiendo la componente variable de la fase de voltaje y el comando de amplitud media Vm* desde el exterior, para obtener el comando de fase. Como resultado, a una carga cíclica intermitente se le aplica un control de torque bajo un rendimiento máximo, con lo cual se reduce la vibración.

Además, puede llevarse a cabo un control para minimizar la potencia de entrada del inversor añadiendo una detección de voltaje y calculando una potencia de entrada de inversor, en lugar de controlar y hacer funcionar la componente variable de la fase de voltaje en respuesta a la magnitud de la corriente de entrada del inversor.

La figura 15 es un diagrama de bloques que ilustra un dispositivo de accionamiento de motor síncrono de otra realización según la presente invención.

Este dispositivo de accionamiento de motor síncrono incluye una sección de cálculo de desviación de la velocidad 81 para calcular la desviación entre el comando de velocidad \omega* y la velocidad del motor \omega, una sección de control de velocidad 82 para enviar un comando de valor medio de una fase de voltaje mediante la introducción de la desviación calculada y mediante la ejecución de una operación determinada (por ejemplo una operación PI), una sección de salida de comando de fase 83 para añadir el comando de valor medio de la fase de voltaje y una componente variable de la fase de voltaje en cada posición de rotación enviada desde una sección de control de torque 90 (se describe más adelante), y para enviar un comando de fase de voltaje, una sección de cálculo de corriente alterna trifásica 84 para la introducción del comando de fase de voltaje y un comando de amplitud de voltaje enviado desde una sección de salida de comando de amplitud de voltaje 91 (se describe más adelante) y para enviar un comando de corriente alterna trifásica en base a la fórmula (9), por ejemplo, un inversor alimentado con voltaje 85 para introducir el comando de corriente alterna trifásica, un motor síncrono 6 al que se aplica la salida del inversor alimentado con voltaje 85, una sección de detección de la posición del rotor 87 para detectar la posición del polo de un rotor del motor síncrono 6 y para enviar un ángulo de posición \theta desde allí, una sección de cálculo de velocidad 89 para introducir el ángulo de posición \theta y para calcular y enviar una velocidad de motor desde allí, la sección de control de torque 90 para introducir la velocidad del motor \omega y el ángulo de posición, para ejecutar la operación de control del torque, y para enviar una componente variable de la fase de voltaje en cada posición de rotación, una sección de control de amplitud 88 para introducir la corriente de entrada del inversor detectada por una sección de detección de corriente de entrada de inversor 92 (se describe después), para ejecutar una operación de control de amplitud, y para calcular y enviar un comando de la componente variable de la amplitud de voltaje, la sección de salida de comando de amplitud de voltaje 91 para añadir un comando de amplitud media \alpha*, que se obtiene de modo ya conocido, y el comando de componente variable y para calcular y enviar el comando de amplitud de voltaje desde allí, y la sección de detección de corriente de entrada del inversor 92 para detectar la corriente de entrada del inversor (un tipo de cantidad de detección relacionada con el rendimiento) que se suministra al inversor alimentado con voltaje 85 desde una fuente de alimentación comercial 93.

Además, la sección de detección de posición de rotor 87 se ejemplifica como un sensor de posición de rotación, tal como un codificador y un circuito contador para el envío desde allí, un circuito de detección de posición para realizar un filtrado a un voltaje del borne de motor, un circuito para calcular la posición a partir de parámetros eléctricos de un motor y similares.

Además, es posible llevar a cabo el control de corriente añadiendo una sección de detección de corriente de devanado y una sección de control de corriente. También es posible emplear un inversor alimentado por corriente en vez de un inversor alimentado con voltaje. También, puede llevarse a cabo un control para minimizar la potencia de entrada del inversor añadiendo la detección de voltaje y calculando la potencia de entrada del inversor, en lugar de controlar y hacer funcionar la componente variable de la fase de voltaje en respuesta a la magnitud de la corriente de entrada del inversor.

La figura 16 es un gráfico que ilustra el cambio de par de carga correspondiente al ángulo de rotación de un compresor de cilindro, mientras que la figura 17 es un gráfico que ilustra la distribución de frecuencias del par de carga.

Como se observa en estas figuras, una carga intermitente real incluye muchas componentes de frecuencia. Cuando se lleva a cabo un control del torque, para compensar totalmente las componentes de frecuencia y suprimir el cambio de velocidad, que es una causa de la vibración, se plantea la desventaja de que aumenta el valor efectivo y el pico máximo de la corriente del motor.

En lo que se refiere a la componente intermitente del torque de las armónicas superiores, el cambio de velocidad es menor e influye poco en la vibración debido al efecto volante, que se debe al momento de inercia de un motor síncrono y una carga. Por tanto, se puede suprimir la corriente, innecesaria, para hacer frente a la intermitencia del par, que influye poco en la vibración, determinando la frecuencia del torque intermitente de compensación mediante el control de torque de forma que sea una onda fundamental y armónicas inferiores, de manera que se consigue un control más eficaz del motor síncrono mediante la combinación con el citado dispositivo de accionamiento de motor síncrono y el citado método de accionamiento de motor síncrono. En concreto, es más fácil, por ejemplo, la aplicación de una función de filtrado en la sección de control del torque que se incluye en el anterior dispositivo de accionamiento de motor síncrono.

Además, cuando se instala un compresor en un aire acondicionado, se crea un diseño para absorber la vibración que se transmite a la carcasa de la sección exterior mediante el diseño de la forma de cada tubo de conexión del intercambiador de calor y el compresor, empleando un soporte en peana de caucho, o similar. Por tanto, en la práctica surgen problemas menores, incluso aunque la frecuencia del par intermitente a compensar, donde se aplica un control de torque, se limite sólo a la onda fundamental, de manera que se consiga un control más eficaz. Por supuesto, se lleva a cabo una operación similar a la anterior cuando el dispositivo de accionamiento del motor síncrono se aplica a un aparato que no sea un aire acondicionado, por ejemplo un refrigerador o similar.

La figura 18 es un diagrama de bloques que ilustra un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según aún otra realización según la presente invención.

Este dispositivo de accionamiento de motor síncrono incluye una sección de cálculo de desviación de la velocidad 101 para calcular la desviación entre el comando de velocidad \omega* y la velocidad del motor \omega, una sección de control de la velocidad 102 para enviar un comando de valor medio de una amplitud de voltaje mediante la introducción de la desviación calculada y mediante la ejecución de una operación determinada (por ejemplo una operación PI), una sección de salida de comando de amplitud 103 para añadir el comando de valor medio de la amplitud de voltaje y una componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de rotación enviada desde una sección de salida de la componente variable 113 (se describe más adelante), y para enviar un comando de amplitud de voltaje, una sección de cálculo de corriente alterna trifásica 104 para la introducción del comando de amplitud de voltaje y un comando de fase de voltaje enviado desde una sección de salida del comando de fase de voltaje 111 (se describe más adelante) y para enviar un comando de corriente alterna trifásica en base a la fórmula (9), por ejemplo, un inversor alimentado con voltaje 105 para introducir el comando de corriente alterna trifásica, un motor síncrono 6 al que se le aplica la salida del inversor alimentado con voltaje 105, una sección de detección de la posición del rotor 107 para detectar la posición del polo de un rotor del motor síncrono 6 y para enviar un ángulo de posición \theta desde allí, una sección de cálculo de velocidad 109 para introducir el ángulo de posición \theta y para calcular y enviar la velocidad de motor desde allí, una sección de control de torque 110 para introducir la velocidad del motor \omega y el ángulo de posición, para ejecutar la operación de control del torque, y para enviar una componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de rotación, una sección de control de fase 108 para introducir una componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de rotación enviada desde la sección de salida de la componente variable de cambio de amplitud de voltaje 113, para ejecutar una operación de control de fase (por ejemplo, se multiplica por un determinado coeficiente y se ejecuta una operación de cambio de fase), y para calcular y enviar un comando de componente variable de una fase de voltaje, la sección de salida de comando de fase de voltaje 111 para añadir un comando de fase media \alpha*, que se obtiene de modo ya conocido, y el comando de componente variable y para calcular y enviar el comando de fase de voltaje desde allí, una sección de generación de una tercera armónica 112 para introducir el ángulo de posición \theta y para generar una armónica de tercer orden, y la sección de salida de componente variable de amplitud de voltaje 113 para añadir la componente variable de la amplitud de voltaje enviada desde la sección de control de torque 110 y la armónica de tercer orden y para enviar la componente variable de la amplitud de voltaje en cada posición de
rotación.

Además, la sección de detección de posición del rotor 107 se ejemplifica como un sensor de posición de rotación, tal como un codificador y un circuito contador para el envío desde allí, un circuito de detección de posición para realizar el filtrado a un voltaje del borne de motor, un circuito para calcular la posición a partir de parámetros eléctricos de un motor y similares.

La figura 19 es un organigrama útil para comprender el funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 18.

En el paso SP1, se introduce la posición del rotor (ángulo de posición) \theta; en el paso SP2, se calcula la velocidad de rotación (velocidad del motor) \omega a partir de la posición del rotor \theta; en el paso SP3, a la diferencia entre la velocidad real y un comando de velocidad \omega* se le aplica una operación PI (operación integral, proporcional) para obtener un comando de amplitud de voltaje medio; en el paso SP4, se ejecuta una operación de control de torque mediante la introducción de la velocidad real \omega y la posición del rotor para obtener una componente variable de la amplitud de voltaje a partir de una componente variable de la velocidad real; en el paso SP5, se añade una armónica de tercer orden de fase para reducir el pico máximo a la componente variable de amplitud de voltaje para calcular una nueva componente variable de amplitud de voltaje; en el paso SP6, se añade el comando de amplitud de voltaje medio y la nueva componente variable de amplitud de voltaje para obtener y memorizar un comando de amplitud; en el paso SP7, la nueva componente variable de fase de voltaje se multiplica por un coeficiente, después se cambia el producto de manera que se obtenga una componente variable de fase de voltaje (donde el coeficiente y la cantidad variable se determinan, por ejemplo, experimentalmente); en el paso SP8, se añade un comando de fase media \alpha* procedente del exterior y la componente variable de fase de voltaje a fin de obtener y memorizar un comando de fase; en el paso SP9, el comando de amplitud y el comando de fase memorizados se suministran a la sección de cálculo de corriente alterna trifásica; en el paso SP10, cada voltaje de fase se obtiene y se suministra al inversor alimentado con voltaje, después la operación vuelve a un proceso original.

Así, la reducción de vibración se consigue mediante la adición del comando de amplitud de voltaje y la componente variable de la amplitud de voltaje a fin de obtener el comando de amplitud. Además, se mejora el rendimiento mediante la adición del comando de fase media \beta* desde el exterior y la componente variable de la fase de voltaje a fin de obtener el comando de fase. Como resultado, a una carga cíclica intermitente se le aplica un control de torque bajo una condición de rendimiento máximo, con lo cual se reduce la vibración.

Además, se puede llevar a cabo el control de la corriente añadiendo una sección de detección de corriente del devanado y una sección de control de corriente. Además, en las realizaciones que se ilustran en la figuras 18 y 19, la armónica de tercer orden se superpone al comando de voltaje, pero la armónica de tercer orden se puede superponer al comando de corriente. En este caso, el inversor alimentado por corriente u inversor del tipo de control de corriente comprende un inversor alimentado con voltaje, una sección de detección de corriente de devanado y una sección de control corriente, para realizar el control de corriente. Y, en cada caso, se determina el grado de superposición de la armónica de tercer orden en base a la especificación del sistema de accionamiento del motor síncrono.

La figura 20 son los gráficos que ilustran las formas de onda del torque (véase la figura 20 (A)), formas de onda de la amplitud de corriente (véase la figura 20 (B)) y las formas de onda de la fase de corriente (véase la figura 20 (C)) cuando la armónica de tercer orden de la forma de onda se superpone de manera que aproximadamente un 10% de la armónica de tercer orden se superpone, con respecto a la onda fundamental del torque, a la forma de onda del par. Representando en cada figura: "a" la forma de onda que se obtiene por la superposición de la armónica de tercer orden, "b" la forma de onda que no se superpone a la armónica de tercer orden, y "c" un valor medio.

Tal como se observa en las figuras, se suprime el pico de la amplitud de corriente (un pico de la corriente del motor) mediante la superposición de la armónica de tercer orden. Por tanto, no se necesita un accionamiento con un punto de funcionamiento cambiado producido por una limitación de la capacidad de corriente de un elemento inversor, y se lleva a cabo el control del dispositivo de accionamiento de motor síncrono y el método de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en las figuras 5 a 15 en un rango más amplio.

Cuando el control se lleva a cabo por superposición de la armónica de tercer orden, tal como anteriormente, la armónica de tercer orden puede no estar incluida en el par de carga, la armónica de tercer orden puede aumentar el cambio de velocidad en aquel caso en que la relación de amplitud o la relación de fase sea diferente de la anterior relación. Sin embargo, esto no plantea un problema en la práctica y tiene la ventaja anterior, con lo cual es preferible aplicar la superposición de la armónica de tercer orden al dispositivo de accionamiento de motor síncrono y al método de accionamiento de motor síncrono, teniendo en cuenta que los efectos volante son grandes y el diseño de prevención de vibración que se aplica en el momento de la instalación.

La figura 21 es un diagrama de bloques que ilustra un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según otra realización según la presente invención.

En este dispositivo de accionamiento de motor síncrono, se conectan en paralelo tres circuitos de conexión en serie entre sí entre los bornes de una fuente de alimentación de corriente directa 120, con lo cual se construye un inversor alimentado con voltaje 121, construyéndose cada circuito de conexión en serie mediante la conexión de dos transistores de conmutación en serie. Además, se conecta un diodo de protección en paralelo con cada uno de los transistores de conmutación. Tres resistencias 122u, 122v y 122w, que están conectadas en una disposición de conexión en Y, y devanados estatóricos 6u, 6v y 6w de un motor síncrono 6, que están conectados en una disposición de conexión en Y, se conectan a un punto central de cada circuito de conexión en serie. Además, 6a representa un rotor. Un primer voltaje de punto central VN obtenido en un punto central de las resistencias 122u, 122v y 122w se suministra a un borne de entrada no invertido de un amplificador de funcionamiento 123a, y un segundo voltaje de punto central VM obtenido en un punto central de los devanados estatóricos 6u, 6v y 6w se suministra a un borne de entrada invertido del amplificador de funcionamiento 123a a través de una resistencia 123b. Se conecta una resistencia 123c entre el borne de entrada invertido y el borne de salida del amplificador de funcionamiento 123a. Por tanto, se obtiene un voltaje diferencial VNM correspondiente a la diferencia entre el primer voltaje de punto central VN y el segundo voltaje de punto central VM en el borne de salida del amplificador de funcionamiento 123a. El voltaje diferencial VNM se suministra al circuito de integración, en el que se conectan entre sí una resistencia 124a y un condensador 124b en serie. Una señal de integración \intVNOdt obtenida en un punto medio de la resistencia 124a y el condensador 124b se suministra a un borne de entrada no invertido de un amplificador de funcionamiento 125, y un borne de entrada no invertido 125 del amplificador de funcionamiento se conecta a tierra, constituyéndose un comparador de cruce-cero. Una señal de salida procedente del comparador de cruce-cero se suministra a un microprocesador 126 como una señal de posición (señal de detección de polo magnético). La señal de integración \intSVNOdt se suministra a un circuito de detección de nivel de señal de integración 127. La señal de detección procedente del circuito de detección de nivel de señal de integración 127 se suministra al microprocesador 126. También se suministra un comando de velocidad y de cambio de velocidad al microprocesador 126. El microprocesador 126 emite señales para controlar el inversor 212 a través de un circuito de accionamiento base 128.

La figura 22 es un diagrama de bloques que muestra una instalación del microprocesador 126.

Este microprocesador 126 comprende un temporizador de medición de intervalos 131 para ejecutar una parada, un reinicio y una reanudación mediante un proceso de interrupción 1 debido a la recepción de la señal de posición, una sección de cálculo de intervalo de señal 132 para calcular el intervalo de la señal de posición mediante la introducción de un valor de temporizador del temporizador de medición de intervalos 131 en el momento de la parada, una sección de cálculo de velocidad 133 para ejecutar una operación de velocidad mediante la introducción del intervalo de la señal de posición enviada desde la sección de cálculo de intervalo de señal de posición 132 y para calcular y enviar una velocidad actual, una sección de cálculo de desviación 134 para calcular la diferencia entre un comando de velocidad procedente del exterior y la velocidad actual enviada desde la sección de cálculo de velocidad 133 y para enviar esta diferencia como un cambio de velocidad, una sección de cálculo de señal de conmutación 135 para calcular y enviar una señal de conmutación mediante la introducción del cambio de velocidad enviado desde la sección de cálculo de desviación 134 y un comando de cambio procedente del exterior, una sección de cálculo de modelo de compensación de componente de primer orden 136 para calcular y enviar un modelo de compensación de componente de primer orden desde la sección de cálculo de desviación 134 y la señal de conmutación enviada desde la sección de cálculo de señal de conmutación 135, una sección de operación PI 137 para ejecutar una operación PI mediante la introducción del cambio de velocidad enviado desde la sección de cálculo de desviación 134 y para enviar un resultado de la operación desde allí, y adicionadores 138 para sumar la salida del modelo de compensación de componente de primer orden enviado desde la sección de cálculo de modelo de compensación de componente de primer orden 136 y el resultado de la operación enviado desde la sección de operación de PI 137 y para enviar la suma como un comando de voltaje, una sección de cálculo de valor tiempo 139 para calcular y enviar un valor de tiempo mediante la introducción del intervalo de la señal de posición enviada desde la sección de cálculo de intervalo de señal de posición 132 y un comando de cantidad de fase dado desde un adicionador 147 (se describe después), el proceso de interrupción 1 pone en marcha un temporizador de corrección de fase 140 en el que se fija el valor del tiempo enviado desde la sección de cálculo de valor de tiempo 139, debido a la recepción de la señal de posición, y envía una señal de recuento desde allí, mediante el recuento del valor fijado del temporizador, un temporizador de control de ancho de conducción 141 en el que se fija el valor del tiempo enviado desde la sección de cálculo de valor de temporizador 139, se pone en marcha mediante un proceso de interrupción 2 debido a la señal de recuento enviada desde el temporizador de corrección de fase 140, y envía una señal de recuento desde allí, ejecutando un recuento del valor fijado del temporizador, una sección de selección de modo de inversor 142 para leer de una memoria 143 y enviar un modelo de voltaje mediante el proceso de interrupción 2 debido a la señal de recuento enviada desde el temporizador de corrección de fase 140 o mediante un proceso de interrupción 3 debido a la señal de recuento enviada desde el temporizador de control de ancho de conducción 141, una sección PWM 144 para llevar a cabo la por ancho de pulso mediante la introducción del comando de voltaje enviado desde el adicionador 138 y para enviar señales de conmutación desde allí, una sección de procesamiento de retardo 145 para cambiar el modelo de compensación de la componente de primer orden enviado desde la sección de cálculo del modelo de compensación de la componente de primer orden 136, un dispositivo de coeficiente 146 para multiplicar por un coeficiente predeterminado el modelo de compensación de la componente de primer orden cambiada enviada desde la sección de procesamiento de retardo 145 y para enviar un comando de cantidad de fase de compensación desde allí, y un adicionador 147 para sumar el comando de cantidad de fase de compensación enviado desde el dispositivo de coeficiente 146 y un comando de cantidad de fase media procedente del exterior y para enviar un comando de cantidad de fase.

La sección de cálculo del modelo de compensación de la componente primaria 136 ejecuta la operación de compensación usando incrementos, que son 0 para las componentes que no son la componente de primer orden. Por tanto, no surgen problemas incluso aunque se use un cambio de velocidad como dato de entrada en la sección de cálculo del modelo de compensación de la componente primaria 136. Es decir, el comando de velocidad es constante (corriente directa) en un régimen permanente, y la salida de la sección de cálculo del modelo de compensación de la componente primaria 136 es cero incluso cuando se introduce una corriente directa (o una señal que tiene una frecuencia diferente de la frecuencia de una señal de salida procedente de un modelo de señal) en la sección de cálculo del modelo de compensación de la componente primaria 136. Es decir, la salida procedente de la sección de cálculo del modelo de compensación de la componente primaria 136 se determina únicamente en base a la velocidad del motor, aunque se use un cambio de velocidad {= (velocidad del motor)-(control de velocidad)} como entrada en la sección de cálculo del modelo de compensación de la componente primaria 136. Por tanto, el control del funcionamiento no se ve afectado en absoluto.

La figura 23 es un diagrama esquemático que ilustra un modelo de control de un sistema en el que se acciona un compresor usando un motor síncrono que se acciona mediante el dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 21.

Este modelo de control incluye una sección de sustracción 201 para calcular la diferencia entre el control de velocidad y la velocidad de rotación del motor síncrono 6, una sección de control PI 202 para ejecutar un control proporcional y un control integral (control PI) mediante la introducción de la diferencia enviada desde la sección de sustracción 201 y para enviar un resultado de control proporcional y un resultado de control integral desde allí, una sección de cálculo de valor medio de cambio de velocidad 203, para calcular una magnitud \Delta\omega de la media del cambio de velocidad durante N rotaciones (N es un número natural) mediante la introducción de la diferencia enviada desde la sección de sustracción 201, una sección de transferencia 204 para enviar 0 ó 1 mediante la introducción de la magnitud \Delta\omega de la media del cambio de velocidad enviado desde la sección de cálculo del valor medio de cambio de velocidad 203, una sección de multiplicación 205 para multiplicar la velocidad de rotación del motor síncrono 6 por la salida de la sección de transferencia 204 y para enviar un resultado de multiplicación, una sección de compensación de la componente de primer orden de disposición variable 206 para ejecutar una compensación de la componente de primer orden mediante la introducción del resultado de la multiplicación enviado desde la sección de multiplicación 205 y para enviar un valor de compensación, una sección de adición 207 para sumar el resultado del control proporcional, el resultado del control integral y el valor de compensación y para enviar un comando de voltaje, un amplificador 207' para realizar la compensación mediante la introducción del comando de voltaje enviado desde la sección de adición 207, una sección de sustracción 208 para calcular y enviar cuatro diferencias entre el voltaje de salida enviado desde el amplificador 207' y una parte parcial \varepsilon\tau que influye en la generación de corriente para el par entre el voltaje electromotriz de velocidad de motor, la función de transferencia de voltaje-corriente (elemento de retardo de primer orden determinado en base a la resistencia y la inductancia de los devanados del motor) 209 de un motor, para enviar una corriente mediante la introducción de la diferencia enviada desde la sección de sustracción 208, una sección de sustracción 210 para calcular y enviar la diferencia entre la corriente enviada desde la función de transferencia de voltaje-corriente 209 de un motor y la corriente \varepsilon\tau, representando correspondientemente un componente de error de par después del control no directo de la forma de onda de corriente (fase/amplitud) correspondiente a la posición del rotor, una función de transferencia corriente-par 211 de un motor para enviar el par motor mediante la introducción de la diferencia enviada desde la sección de sustracción 210, una sección de sustracción 212 para restar un par de carga del compresor del par motor enviado desde la función de transferencia corriente-par 211 de un motor y para enviar un par axial de compresor, y una función de transferencia de par-velocidad 213 de un motor para enviar la velocidad mediante la introducción del par axial del compresor enviado desde la sección de sustracción 212. Además, la sección de sustracción 208, la función de transferencia de voltaje-corriente 209, la sección de sustracción 210, la función de transferencia corriente-par 211, la sección de sustracción 212 y la función de transferencia par-velocidad 213 constituyen el motor síncrono 6.

Las figuras 24 a 26 son organigramas útiles para entender el funcionamiento del microprocesador 126. La figura 24 explica el proceso de interrupción 1, la figura 25 explica el proceso de interrupción 2 y la figura 26 explica el proceso de interrupción 3.

El funcionamiento del organigrama que se ilustra en la figura 24 se ejecuta en cada aceptación de la señal de posición.

En el paso SP1, se calcula un valor para el temporizador de corrección de fase 140 a partir del comando de cantidad de fase; en el paso SP2, el valor del temporizador de corrección de fase se ajusta en el temporizador de corrección de fase 140; en el paso SP3, se pone en marcha el temporizador de corrección de fase 140; en el paso SP4, se detiene el temporizador de medición de intervalo 131; en el paso SP5, se lee el valor del temporizador de medición de intervalo 131; en el paso SP6, se reinicia el temporizador de medición de intervalo 131, después se pone en marcha el temporizador de medición de intervalo 131 para la siguiente medición de intervalo. En el paso SP7, se calcula el intervalo de la señal de posición; en el paso SP8, se calcula la velocidad de rotación del motor a partir del resultado del cálculo del intervalo de la señal de posición; en el paso SP9, se calcula el cambio de velocidad en base a la velocidad de rotación del motor y el comando de velocidad; en el paso SP10, se ejecuta la operación PI para el cambio de velocidad y se calcula el comando de amplitud de voltaje medio; en el paso SP11, se calcula el valor medio de la magnitud del cambio de velocidad y se envía la señal de conmutación en base al valor medio obtenido; en el paso SP12, se calcula la amplitud de voltaje de compensación en base al cambio de velocidad y a la señal de trasferencia; en el paso SP13, la amplitud de voltaje de compensación se añade a la amplitud de voltaje medio; en el paso SP14, se ejecuta el proceso de retardo (por ejemplo, se memoriza la amplitud de voltaje de compensación y se lee la amplitud de voltaje de compensación, que es anterior a M muestras siendo M un número entero positivo); en el paso SP15, se calcula la fase de compensación multiplicando por un coeficiente determinado del dispositivo de coeficiente 146; en el paso SP16, la fase de compensación se añade al comando de fase media y se memoriza la suma como siguiente comando de fase, después la operación vuelve a un proceso original.

El proceso del organigrama que se ilustra en la figura 25 se ejecuta en cada salida de la señal de recuento del temporizador de corrección de fase 140.

En el paso SP1, un modo inversor se adelanta un paso: en el paso SP2, se envía un modelo de voltaje correspondiente al modo de inversor adelantado; en el paso SP3, se calcula un valor de temporizador del temporizador de control de ancho de conducción 141 a partir del comando de ancho de conducción; en el paso SP4, el valor de temporizador {= un valor de temporizador para (ángulo de accionamiento - 120) grados} se ajusta en el temporizador de control de ancho de conducción 141; en el paso SP5, se pone en marcha el temporizador de control de ancho de conducción 141, después la operación vuelve a un proceso original.

El proceso del organigrama que se ilustra en la figura 26 se ejecuta en cada salida de la señal de recuento procedente del temporizador de control de ancho de conducción 141.

En el paso SP1, un modo inversor se adelanta un paso; en el paso SP2 se envía un modelo de voltaje correspondiente al modo de inversor adelantado, después la operación vuelve a un proceso original.

La figura 27 son gráficos que ilustran las formas de onda de señal de cada sección del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en las figuras 21 y 22.

Cuando el compresor se acciona con el motor síncrono 6, se obtiene el voltaje diferencial VNM que se ilustra en la figura 27(A), la señal de integración VNOdt que se ilustra en la figura 27(B), y la señal de posición que se ilustra en la figura 27(C).

El temporizador de corrección de fase 140 comienza a funcionar como se ilustra en la figura 27(D) {véanse los puntos iniciales de las flechas que se ilustran en la figura 27(D)} mediante el proceso de interrupción 1 en base a la señal de posición. Y el temporizador de control de ancho de conducción 141 empieza a funcionar tal como se ilustra en la figura 27(E) {véanse los puntos iniciales de las flechas que se ilustran en la figura 27(E)} en cada salida de la señal de recuento {véanse los puntos finales de las flechas que se ilustran en la figura 27(D)} procedente del temporizador de corrección de fase 140, que controla que el valor de temporizador se ajusta en base al control de la cantidad de fase, tal como se ilustra en Fig. 27(M).

El modo de inversor se adelanta en cada paso, como se ilustra en la Fig. 27(N), y las condiciones ON-OFF de los transistores de conmutación 121u1, 121u2, 121v1, 121v2, 121w1, 121w2 del circuito del inversor 121 se cambian en correspondencia con el modo inversor, como se ilustra en las figuras 27(F) a 27(K), en cada salida de la señal de recuento procedente del temporizador de corrección de fase 140 {véanse los puntos finales de las flechas que se ilustran en la figura 27(D)} y en cada salida de la señal de recuento procedente del temporizador de control de ancho de conducción 141 {véanse los puntos finales de las flechas que se ilustran en la figura 27(E)}. Además, a cada transistor de conmutación se le aplica un control por interruptor pulsante mediante la sección PWM 144 en base al voltaje de salida del inversor que se ilustra en la figura 27(L). La línea discontinua que se ilustra en la figura 27(L) representa la salida (voltaje medio) de la sección de operación PI 137 y la línea continua que se ilustra en la figura 27(L) representa la salida (voltaje de compensación) de la sección de cálculo del modelo de compensación de la componente de primer orden 136.

Además, el control de fase se convierte en un sistema de control con 1 retardo de muestra en relación al proceso de temporizador.

Las figuras 28 son gráficos que ilustran una línea de forma de onda de amplitud de voltaje {véase la figura 28(A)}, una forma de onda de fase de voltaje {véase la figura 28(B)}, una forma de onda de corriente de fase {véase la figura 28(C)} y una forma de onda de corriente DC de inversor {véase la figura 28(D)} cuando se acciona un compresor controlando la fase de voltaje y la amplitud de voltaje, siendo ambas relativas entre sí, en base al objetivo del máximo control del torque. La figura 29 son gráficos que ilustran una línea de forma de onda de amplitud de voltaje {véase la figura 29(A)}, una forma de una de fase de voltaje {véase la figura 29(B)}, una forma de onda de corriente de fase {véase la figura 29(C)} y una forma de onda de corriente DC de inversor {véase la Fig. 29(D)} cuando un compresor se acciona controlando la fase de voltaje y la amplitud de voltaje, siendo ambas relativas entre sí, en base al objetivo del máximo control del torque. Además, la condición de accionamiento es la siguiente: baja presión: 5 kg/cm^{2}, alta presión 13 kg/cm^{2}, numero de rotaciones: 20 rps.

Cuando se comparan entre sí las figuras 28 y 29, se observa que el valor máximo de la corriente de devanado del motor es menor y la corriente DC que entra en el inversor alimentado por voltaje también es menor en la figura 28. Es decir, se entiende que se lleva a cabo un accionamiento más eficiente en la figura 28.

La figura 30 es un diagrama de bloques que ilustra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono de otra realización según la presente invención. Además, la instalación diferente a la del microprocesador es la misma que la del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en figura 21, por tanto, se omite su descripción.

Este microprocesador incluye un temporizador de medición de intervalos 151 para llevar a cabo una parada, un reinicio y una reanudación mediante un proceso de interrupción 1, cuando se recibe la señal de posición, una sección de cálculo de intervalo de señal 152 para calcular el intervalo de la señal de posición mediante la introducción de un valor de temporizador del temporizador de medición de intervalos 151 en el momento de la parada, una sección de cálculo de velocidad 153 para ejecutar una operación de velocidad mediante la introducción del intervalo de la señal de posición enviada desde la sección de cálculo de intervalo de señal de posición 152 y para calcular y enviar una velocidad presente, una sección de cálculo de desviación 154 para ejecutar un control de velocidad mediante la introducción de un control de velocidad procedente del exterior y la velocidad presente enviada desde la sección de cálculo de velocidad 153 y para enviar un comando de voltaje medio, una sección de generación de coeficiente de fase de compensación 155 para generar un coeficiente de fase de compensación mediante la introducción de la velocidad presente enviada desde la sección de cálculo de velocidad 153, una sección de generación de coeficiente de voltaje de compensación 161 para generar un coeficiente de voltaje de compensación mediante la introducción de la velocidad presente enviada desde la sección de cálculo de velocidad 153, una sección de selección de modo patrón de fase de compensación 156 y una sección de selección de modo patrón de voltaje de compensación 165 que opera mediante el proceso de interrupción 1, debido a la recepción de la señal de posición, una sección de multiplicación 157 para multiplicar el control de cantidad de fase media procedente del exterior, el coeficiente de fase de compensación enviado desde la sección de generación de coeficiente de fase de compensación 155 y un modelo de fase de compensación que se selecciona mediante la sección de selección de modo patrón de fase de compensación 156 y para enviar un control de cantidad de fase de compensación desde allí, un adicionador 158 para sumar el comando de cantidad de fase media procedente del exterior y el control de cantidad de fase de compensación enviado desde la sección de multiplicación 157 y para enviar un valor de temporizador mediante la introducción del intervalo de la señal de posición enviada desde la sección de cálculo de intervalo de señal de posición 152 y el control de cantidad de fase enviado desde el adicionador 158, un temporizador de corrección de fase 160 en el que se ajusta el valor del temporizador enviado desde la sección de cálculo de valor de temporizador 159, se pone en marcha mediante el proceso de interrupción 1 debido a la recepción de la señal de posición, y envía una señal de recuento cuando se ha realizado una operación de recuento para el valor fijado del temporizador, un temporizador de control de ancho de conducción 168 en el que se ajusta el valor del temporizador enviado desde la sección de cálculo de valor de temporizador 159, se pone en marcha mediante el proceso de interrupción 2 debido a la señal de recuento enviada desde el temporizador de corrección de fase 160, y envía una señal de recuento cuando se ha realizado una operación de recuento para el valor fijado del temporizador, una sección de selección de modo de inversor 162 para leer y enviar un modelo de voltaje desde una memoria 163 mediante el proceso de interrupción 2 debido a la señal de recuento enviada desde el temporizador de corrección de fase 160 y mediante el proceso de interrupción 3 debido a la señal de recuento enviada desde el temporizador de control de ancho de conducción 168, una sección de multiplicación 166 para multiplicar el comando de voltaje medio enviado desde la sección de control de velocidad 154, el coeficiente de voltaje de compensación enviado desde la sección de generación de coeficiente de voltaje de compensación 161, y un modelo de voltaje de compensación seleccionado por la sección de selección de modo patrón de voltaje de compensación 165 y para enviar un comando de voltaje de compensación, y un adicionador 167 para añadir el comando de voltaje medio enviado desde la sección de control de velocidad 154 y el comando de voltaje de compensación enviado desde la sección de multiplicación 166, y una sección PWM 164 para ejecutar modulación por ancho de pulsos mediante la introducción del comando de voltaje enviado desde el adicionador 167 y el modelo de voltaje enviado desde la sección de selección de modo de inversor 162 y para enviar señales de conmutación desde allí.

La figura 31 es un organigrama útil para entender un funcionamiento del microprocesador que se ilustra en la figura 30. La figura 31 ilustra sólo el proceso de interrupción 1. Además, el proceso de interrupción 2 y el proceso de interrupción 3 son similares a los de los organigramas que se ilustran en las figuras 25 y 26, por tanto, se omiten sus ilustraciones.

El funcionamiento del organigrama que se ilustra en la figura 31 se ejecuta cada vez que se acepta la señal de posición.

En el paso SP1, el temporizador de medición de intervalos 151 se detiene; en el paso SP2, se lee el valor del temporizador de medición de intervalos 151; en el paso SP3, se reinicia el valor del temporizador de medición de intervalos 151 y se pone en marcha el temporizador de medición de intervalos 151 para la siguiente medición de intervalos. En el paso SP4, se calcula el intervalo de la señal de posición; en el paso SP5, se calcula la velocidad actual del motor a partir del resultado del cálculo del intervalo de la señal de posición; en el paso SP6, se lee el modelo de fase de compensación en base al modo de modelo de fase de compensación; en el paso SP7, el modo de modelo de fase de compensación se adelanta 1 paso; en el paso SP8, se lee el coeficiente de fase de compensación en base a la velocidad actual; en el paso SP9, se calcula el comando de cantidad de fase de compensación multiplicando el resultado de la multiplicación del comando de cantidad de fase media y el coeficiente por el modelo de fase de compensación; en el paso SP10, se calcula el comando de cantidad de fase añadiendo el comando de cantidad de fase media y el comando de cantidad de fase de compensación; en el paso SP11, se calcula el valor de temporizador del temporizador de corrección de fase 160 a partir del comando de cantidad de fase; en el paso SP12, se fija el valor del temporizador de corrección en el temporizador de corrección de fase 160; en el paso SP13, se pone en marcha el temporizador de corrección de fase 160; en el paso SP14, se ejecuta el control de velocidad en base al comando de velocidad y a la velocidad actual y se calcula el comando de voltaje medio; en el paso SP15, se lee el modelo de voltaje de compensación en base al modo patrón de voltaje de compensación; en el paso SP16, el modo de modelo de voltaje de compensación se adelanta 1 paso; en el paso SP17, se lee el coeficiente de voltaje de compensación en base a la velocidad actual; en el paso SP18, el modelo de voltaje de compensación se multiplica por el resultado de la multiplicación del comando de voltaje medio y el coeficiente y se calcula el comando de voltaje de compensación; en el paso SP19, el comando de voltaje de compensación se añade al comando de voltaje medio, después la operación vuelve a un proceso original.

En este dispositivo de accionamiento de motor síncrono, se determina la componente variable de amplitud de voltaje para reducir la vibración y se determina la componente variable de fase para mejorar el rendimiento y se determina la componente variable de amplitud de voltaje y la componente variable de fase para que sirvan de modelo, respectivamente, y se lee la componente variable de amplitud de voltaje y la componente variable de fase en los modelos. Por tanto, la operación de control puede simplificarse, de preferencia, cuando se acciona una carga intermitente en la que apenas cambia el par resistente de la carga.

La figura 32 son gráficos que ilustran las formas de ondas de la señal de cada sección del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en las figuras 21 y 30.

Cuando el motor síncrono 6 acciona el compresor 6, se obtiene el voltaje diferencial VNM como se ilustra en la figura 32(A), la señal de integración \intVNOdt se obtiene como se ilustra en Fig. 32(B) y la señal de posición se obtiene como se ilustra en la figura 32(C).

El temporizador de corrección de fase 160 se pone en marcha como se ilustra en la figura 32(D) {véanse los puntos iniciales de las flechas que se ilustran en la figura 32(D)} mediante el proceso de interrupción 1 en base a la señal de posición. Y el temporizador de control de ancho de conducción 169 se pone en marcha como se ilustra en la figura 32(E) {véanse los puntos iniciales de las flechas que se ilustran en la figura 32(E)} en cada salida de la señal de recuento {véanse los puntos finales las flechas que se ilustran en la figura 32(D)} procedente del temporizador de corrección de fase 160 para el que se controla el valor de temporizador que se fija en base al control de la cantidad de fase como se ilustra en la figura 32(M).

El modo de inversor se adelanta 1 paso como se ilustra en la figura 32(N), y se cambian las condiciones ON-OFF de los transistores de conmutación 121u1, 121u2, 121v1, 121v2, 121w1, 121w2 del circuito de inversor 121 en correspondencia con el modo de inversor tal como se ilustra en las figuras 32(F) a 32(K), en cada salida de la señal de recuento procedente del temporizador de corrección de fase 160 {véanse los puntos finales de las flechas que se ilustran en la figura 32(D)} y en cada salida de la señal de recuento procedente del temporizador de control de ancho de conducción 169 {véanse los puntos finales de las flechas que se ilustran en la figura 32(E)}.

Además, a cada transistor de conmutación se le aplica un control por interruptor pulsante mediante la sección PWM 164 en base al voltaje de salida del inversor que se ilustra en la figura 32(L). La línea discontinua que se ilustra en la figura 32(L) representa la salida (voltaje medio) procedente de la sección de control de velocidad 154 y la línea continua que se ilustra en la figura 32(L) representa la salida (voltaje de compensación) procedente de la sección de multiplicación 166.

Además, el control de fase se transforma en un sistema de control con 1 retardo de muestra en relación al proceso de temporizador.

La figura 33 es un diagrama de bloques que ilustra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de un dispositivo de accionamiento de motor síncrono según otra realización según la presente invención.

Este dispositivo de accionamiento de motor síncrono se diferencia del dispositivo de accionamiento de motor síncrono que se ilustra en la figura 30 en que se emplea una sección de generación de coeficiente de fase de compensación 168 para obtener y enviar un coeficiente de fase de compensación mediante la introducción de la señal de detección del nivel de señal enviada desde el circuito de detección del nivel de señal de integración 127 (véase la figura 21) y se emplea el modelo de fase de compensación enviado desde la sección de selección de modo patrón de fase de compensación 156 en vez de la sección de generación de coeficiente de fase de compensación 155, y donde el coeficiente de fase de compensación enviado desde la sección de selección de modo patrón de fase de compensación 156 y el coeficiente de fase de compensación enviado desde la sección de generación de coeficiente de fase de compensación 168 se multiplican para obtener el control de cantidad de fase de compensación.

La figura 34 es un organigrama útil para entender la operación destinada a obtener un control de cantidad de fase de compensación.

En el paso SP1, se lee un modo de modelo de fase de compensación; en el paso SP2, se lee un modelo de fase de compensación (por ejemplo, sen\thetan) en base al modo de modelo de fase de compensación; en el paso SP3, se compara la señal de detección de nivel de señal de integración con un valor predeterminado, de manera que se juzga si la señal de detección de nivel de señal de integración es mayor o no.

Cuando se juzga que la señal de detección de nivel de señal de integración es mayor, en el paso SP4, un coeficiente de fase de compensación K se incrementa en \deltasen\thetan. Por el contrario, cuando se juzga que la señal de detección de nivel de señal de integración es menor, en el paso SP5, el coeficiente de fase de compensación K disminuye en \deltasen\thetan. Siendo \delta una constante que se determina de manera experimental.

Una vez realizado el proceso del paso SP4 ó del paso SP5, en el paso SP6, el modelo de fase de compensación se multiplica por el coeficiente para calcular un comando de cantidad de fase de compensación (=K \cdot sen\thetan), después termina la operación.

Por tanto, el modelo del componente variable de fase se corrige sucesivamente para determinar que la señal de detección de nivel de señal de integración esté en un valor predeterminado, y como resultado de ello, se ejecuta de manera segura un control eficaz.

A continuación se describe la operación con más detalle.

La figura 35 es un gráfico que ilustra la relación entre un nivel de señal de integración y una componente variable de fase. La línea discontinua que se muestra en la figura 35 es el nivel de señal de integración que hace que la eficacia sea máxima.

Por tanto, cuando la polaridad del modelo de fase de compensación sin\thetan es negativa (la componente variable de fase corresponde a un periodo de compensación de avance),

1)

cuando la señal de detección del nivel de señal de integración es mayor que un valor predeterminado, se determina que el coeficiente K es menor (equivale a determinar que la cantidad de avance de fase es menor, ya que el componente variable de fase corresponde al periodo de compensación de avance). Por tanto, se determina que el nivel de la señal de integración es menor.

2)

cuando la señal de detección de nivel de señal de integración es menor que un valor predeterminado, se determina que el coeficiente K es mayor y la cantidad de fase de compensación se determina mayor (equivale a determinar que la cantidad de avance de fase es mayor, ya que el componente variable de fase corresponde al periodo de compensación de avance). Por tanto, se determina que el nivel de la señal de integración es mayor.

Por el contrario, cuando la polaridad del modelo de fase de compensación sin\thetan es positiva (la componente variable de fase corresponde a un periodo de compensación de retardo),

1)

cuando la señal de detección de nivel de señal de integración es mayor que un valor predeterminado, se determina que el coeficiente K es mayor y que la cantidad de fase de compensación es mayor (equivale a determinar que la cantidad de avance de fase es menor, ya que el componente variable de fase corresponde al periodo de compensación de retardo predeterminado. Como, se determina que el nivel de la señal de integración es menor.

2)

cuando la señal de detección de nivel de señal de integración es menor que un valor predeterminado, se determina que el coeficiente K es menor y la cantidad de fase de compensación se determina menor (equivale a determinar que la cantidad de avance de fase es mayor, ya que el componente variable de fase corresponde al periodo de compensación de retardo). Por tanto, se determina que el nivel de la señal de integración es mayor.

Como resultado, se ejecuta un control efectivo de manera segura.

La figura 36 es un diagrama de bloques que ilustra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de un dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas de una realización de la presente invención. La instalación de una sección diferente a la del microprocesador es similar a la instalación que se ilustra en la figura 21, por tanto se omite una descripción detallada. Además, un motor DC sin escobillas se usa como motor síncrono. Además, este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas ejecuta un control de velocidad usando una amplitud de voltaje.

Una señal de detección de posición de polo magnético se suministra a un borne de interrupción exterior del microprocesador. En el microprocesador, un proceso de interrupción para un temporizador de corrección de fase 18a, un temporizador de medición de intervalos 18b y una sección de selección de modo patrón de voltaje 19g'' y un proceso de interrupción para una sección de selección de modo patrón de fase de compensación 19m (véase el proceso de interrupción 1 en la figura 36) se ejecutan mediante la señal de detección de posición de polo magnético suministrada en el borne de interrupción exterior. En el temporizador de corrección de fase 18a se ajusta un valor de temporizador mediante una sección de cálculo de valor de temporizador 19a (se describe después). El temporizador de medición de intervalos 18b obtiene un valor de temporizador mediante la medición de un intervalo de la señal de detección de posición de polo magnético y suministra el valor del temporizador a una sección de cálculo de intervalo de señal de posición 19b incluida en una CPU 19. La sección de cálculo de intervalo de señal de posición 19b recibe el valor de tiempo del temporizador de medición de intervalos 18b, calcula los intervalos de modelos de voltajes de devanados estatóricos 13u, 13v y 13w y envía una señal de intervalo de señal de posición que representa el intervalo. El temporizador de corrección de fase 18a suministra una señal de recuento a una sección de selección de modo de inversor 19c incluida en la CPU 19 y ejecuta un proceso de interrupción (véase el proceso de interrupción 2 en la figura 36). La sección de selección de modo de inversor 19c lee un modelo de voltaje correspondiente procedente de una memoria 18c y envía el modelo de voltaje desde allí. La sección de selección de modo de modelo de voltaje de compensación 19g'' lee un modelo de voltaje de compensación correspondiente procedente de la memoria 18c y envía el patrón de voltaje de compensación desde allí. La sección de selección de modo de patrón de voltaje de compensación 19m lee un modelo de fase de compensación correspondiente procedente de la memoria 18c y envía el modelo de fase de compensación desde allí. En la CPU 19, se realiza un cálculo en base al valor del temporizador mediante la sección de cálculo de intervalo de señal de posición 19b para enviar una señal de intervalo de señal de posición. La señal de intervalo de la señal de posición se suministra a la sección de cálculo de valor de temporizador 19a y a una sección de cálculo de velocidad 19e. La sección de cálculo de velocidad 19e calcula una velocidad actual en base a la señal del intervalo de señal de posición procedente de la sección de cálculo de intervalo de señal de posición 19b y suministra la velocidad actual a una sección de control de velocidad 19f. También se suministra un control de velocidad a la sección de control de velocidad 19f. La sección de control de velocidad 19f envía un comando de voltaje medio en base al comando de velocidad y a la velocidad actual desde la sección de cálculo de velocidad 19e. El modelo de fase de compensación enviado desde la sección de selección de modo de patrón de voltaje de compensación 19m y un comando de cantidad de fase media se suministran a un adicionador 19n, y la suma de los dos se suministra como un comando de cantidad de fase a la sección de cálculo de valor de temporizador 19a. La sección de cálculo de valor de temporizador 19a calcula el valor de temporizador que se va a ajustar en el temporizador de corrección de fase 18a en base al comando de cantidad de fase y la señal de intervalo de señal de posición procedente de la sección de cálculo de intervalo de señal de posición 19b. El comando de voltaje medio y el modelo de voltaje de compensación enviados desde la sección de selección del modo de patrón de voltaje de compensación 19g'' se suministran a un adicionador 19h, y la suma de ambos se envía como un comando de voltaje. Y, el modelo de voltaje enviado desde la sección de selección de modo de inversor 19c y el comando de voltaje enviado desde el adicionador 19h se suministran a una sección PWM (modulación de anchura de pulso) 18d. La sección PWM 18d envía comandos de voltaje para tres fases. Estos comandos de voltaje se suministran a un circuito de accionamiento base 20. El circuito de accionamiento base 20 envía señales de control, cada una de las cuales se va a suministrar a cada borne de base de los transistores de conmutación 121u1, 121u2, 121v1, 121v2, 121w1 y 121w2 del inversor. Además, en la descripción anterior, sólo se representa la sección funcional de cada sección del componente incluida en la CPU 19 para realizar la función correspondiente como sección de componente. Aquellas secciones de componente que no existen en la CPU 19 en una condición de forma que cada sección de componente se diferencia claramente.

A continuación, se describe una operación del dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas que se ilustra en la figura 36 con referencia a los diagramas de formas de onda que se ilustran en la figura 39.

La señal de posición, cuyo nivel se invierte periódicamente, se envía como se ilustra en la figura 39(A). El proceso de interrupción 1 se ejecuta en aquellos momentos que corresponden a un aumento y un descenso de la señal de posición. El modo de patrón de voltaje de compensación se cambia tal como se ilustra en la figura 39(C), de manera que se envía el modelo de voltaje de compensación que se ilustra en la figura 39(B). El modo de patrón de fase de compensación se cambia tal como se ilustra en la figura 39(E), de manera que se envía el modelo de fase de compensación que se ilustra en la figura 39(D). El modelo de fase de compensación se determina de manera que se reduce el valor máximo de la señal de integración, como se ilustra en la figura 42.

La suma del modelo de fase de compensación y del control de cantidad de fase media se suministra a la sección de cálculo de valor de temporizador 19a como comando de cantidad de fase y se determina el valor de temporizador del temporizador de corrección de fase 18a en base a la salida desde la sección de cálculo de valor de temporizador 19a, de manera que el valor de temporizador aumenta o disminuye, como se ilustra en la figura 39(F). Aunque el temporizador de corrección de fase 18a tiene su valor de temporizador determinado por la sección de cálculo del valor de temporizador 19a, el temporizador de corrección de fase 18a se reinicia cuando el temporizador de corrección de fase realiza una operación de recuento para el valor de temporizador determinado {véanse los puntos finales de las flechas en la figura 39(F)}. El proceso de interrupción 2 se ejecuta en cada recuento del temporizador de corrección de fase 18a, de manera que la sección de selección de modo de inversor 19c adelanta el modo de inversor 1 paso. Es decir, se selecciona el modo de inversor en el orden de "2" "3" "4"... "0" "1" "2"... La condición ON-OFF de los transistores de conmutación 121u1, 121u2, 121v1, 121v2, 121w1 y 121w2 se controla como se ilustra en las figuras 39(G) a 39(L), en correspondencia con cada modo de inversor, adelantando el modo de inversor 1 paso mediante el proceso de interrupción 2.

Además, el nivel de la señal de integración y la fase de voltaje de inversor están relacionados, con lo cual el nivel de la señal de integración aumenta adelantando la fase de voltaje de inversor y el nivel de la señal de integración disminuye retrasando la fase de voltaje del inversor, como se ilustra en la figura 40. Por tanto, el fenómeno de vibración en la señal de integración se reduce sustancialmente, como se ilustra en la figura 41, ejecutando el proceso en base al dispositivo que se ilustra en la figura 36, con lo cual la señal de posición (señal de integración) se estabiliza y aumenta el margen de accionamiento del motor DC sin escobillas cuando se lleva a cabo el control de torque. Las figuras 42 son gráficos que ilustran la señal de integración, la velocidad del motor y el modelo de voltaje de compensación cuando no se determina el valor de temporizador en base al modelo de fase de compensación. El fenómeno de vibración se genera hasta cierto punto en la señal de integración. Además, la figura 41 ilustra la señal de integración, la velocidad del motor, el modelo de voltaje de compensación y el modelo de fase de compensación.

Por tanto, se entiende que el fenómeno de vibración se reduce sustancialmente comparando las figuras 41 y 42. Además, el rendimiento del motor es superior en las figuras 41 que en las figuras 42.

Cuando el fenómeno de vibración de la señal de integración es grande, se produce la desventaja de que la detección de cruce-cero llega a ser imposible, ya que el nivel de la señal de integración es demasiado bajo, con lo cual no se puede realizar la detección de la señal de posición, y otra desventaja consiste en que una operación de integración normal llega a ser imposible debido a la saturación del dispositivo, con lo cual, por ejemplo, no se puede detectar la señal de posición. El motor DC sin escobillas puede calarse debido a las desventajas anteriores. Sin embargo, se puede evitar que se produzcan tales desventajas utilizando el dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas que se ilustra en la figura 36. Como resultado, se puede mejorar el efecto de supresión de la vibración y se mejora el rendimiento del motor debido a que se puede determinar qué cantidad de control de torque es mayor.

La figura 37 es un organigrama útil para entender el funcionamiento del proceso de interrupción 1.

Un requisito de interrupción externa es aceptado en los flancos de subida y bajada, respectivamente, de la señal de detección de posición de polo magnético (correspondiente a la excitación de la señal de conmutación) de la sección de detección de posición.

En el paso SP1, el comando de cantidad de fase se calcula en base a la suma de la cantidad de fase media (ángulo de corrección de fase media) desde el exterior y el modelo de fase de compensación seleccionado por la sección de selección del modo de patrón de compensación 19m; en el paso SP2, el valor del temporizador de corrección de fase 18a se calcula en base al comando de cantidad de fase; en el paso SP3, el valor del temporizador de corrección se ajusta en el temporizador de corrección de fase 18a; en el paso SP4, se pone en marcha el temporizador de corrección de fase 18a. En el paso SP5, se detiene el temporizador de medición de intervalos 18b que se ha puesto en marcha en el anterior proceso de interrupción 1; en el paso SP6, se lee el valor del temporizador de medición de intervalos (se memoriza). Las operaciones de los pasos SP5 y SP6 sirven para detectar un intervalo de los flancos de la señal de posición. Por tanto, después de la lectura del valor del temporizador de medición de intervalos, en el paso SP7, el temporizador de medición de intervalos 18b se reinicia inmediatamente y comienza a funcionar de nuevo para la siguiente medición de intervalos. En el paso SP8, se ejecuta el cálculo del intervalo de la señal de posición memorizada (por ejemplo, el cálculo de un número indicado por un grado en ángulo eléctrico); en el paso SP9, se calcula la velocidad de rotación actual del motor DC sin escobillas 13 en base al resultado del cálculo del intervalo de señal de posición; en el paso SP10, se ejecuta el control de velocidad en base al comando de velocidad para calcular el comando de voltaje medio; en el paso SP11, el modelo de voltaje de compensación se añade al comando de voltaje medio y se envía la suma, después la operación se vuelve a el proceso original.

La figura 38 es un organigrama útil para entender el funcionamiento del proceso de interrupción 2.

El proceso de interrupción 2 es aceptado en cada recuento del temporizador de corrección de fase 18a que se ha puesto en marcha en el proceso de interrupción 1.

En el paso SP1, el modo de inversor previamente determinado en la memoria 18c se adelanta un paso; en el paso SP2, se envía el modelo de voltaje correspondiente al modo de inversor adelantado, después la operación vuelve a su proceso original.

La figura 43 es un diagrama de bloques que ilustra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de un dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas según otra realización de la presente invención. La parte diferente a la del microprocesador es similar a la de la instalación que se ilustra en la figura 21, por tanto se omite una descripción detallada. Además, este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas lleva a cabo un control de velocidad usando una fase de voltaje.

Este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas se diferencia del motor DC sin escobillas de la figura 36 en que se emplea una sección de control de velocidad 19f' para enviar un comando de cantidad de fase media mediante la introducción de la velocidad actual enviada desde la sección de cálculo de velocidad 19e y el comando de velocidad procedente del exterior, en vez de la sección de control de velocidad 19f, en que el modelo de fase de compensación enviado desde la sección de selección de modo de patrón de fase de compensación 19m, y el comando de cantidad de fase media se suministran al adicionador 19n para obtener el comando de cantidad de fase y el comando de cantidad de fase se suministra a la sección de cálculo de valor de temporizador 19a, y se suministra el comando de voltaje medio procedente del exterior y el modelo de voltaje de compensación enviado desde la sección de selección del modo de patrón de voltaje de compensación 19g'' al adicionador 19h para obtener el comando de voltaje, y el comando de voltaje se suministra a la sección PWM 18d.

El funcionamiento del dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas que se ilustra en la figura 43 se describe con referencia a las formas de onda que se ilustran en la figura 45.

La señal de posición, cuyo nivel se invierte periódicamente, se ilustra en la figura 45(A). El proceso de interrupción 1 se ejecuta en el momento que se corresponde con el aumento y el descenso de la señal de posición. El modo de modelo de voltaje de compensación cambia tal como se ilustra en la figura 45(E), de manera que se envía el modelo de voltaje de compensación que se ilustra en la figura 45(D). Además, el modo de modelo de fase de compensación cambia tal como se ilustra en la figura 45(C), de manera que se envía el modelo de compensación que se ilustra en la figura 45(B).

La suma del modelo de fase de compensación y del control de cantidad de fase media enviados desde la sección de control de velocidad 19f' se envía como comando de cantidad de fase a la sección de cálculo de valor de temporizador 19ª, con lo cual el valor de temporizador en el temporizador de corrección de fase 18a se determina mediante la salida de la sección de cálculo del valor de temporizador 19a. Por tanto, el valor de temporizador aumenta o disminuye, como se ilustra en la figura 45(F). Aunque la sección de cálculo del valor de temporizador 19a determina este temporizador de corrección de fase 18a, el temporizador de corrección de fase 18a se reinicia cuando el temporizador de corrección de fase 18a ha realizado una operación de recuento para el valor de temporizador determinado {véanse los puntos finales de las flechas en la figura 45(F)}. El proceso de interrupción 2 se ejecuta en cada recuento del temporizador de corrección de fase 18a, con lo cual la sección de selección de modo de inversor 19c adelanta el modo de inversor un paso. Es decir, el modo de inversor se selecciona secuencialmente en el orden de "2" "3" "4"... "0" "1" "2". La condición ON-OFF de los transistores de conmutación 121u1, 121u2, 121v1, 121v2, 121w1 y 121w2 se controla en correspondencia con cada modo de inversor, tal como se ilustra en las figuras 45(G) a 45(L), adelantando el modo de inversor 1 paso mediante el proceso de interrupción 2.

Así, el fenómeno de vibración de la señal de integración se reduce sustancialmente, con lo cual la señal de posición (señal de integración) se estabiliza y aumenta el margen de accionamiento del motor DC sin escobillas cuando se aumenta el control del par de manera similar al dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas que se ilustra en la figura 36.

La figura 44 es un organigrama útil para entender el funcionamiento del proceso de interrupción 1. Un requisito de interrupción externa es aceptado en cada flanco de subida y bajada, respectivamente, de la señal de detección de posición de polo magnético (correspondiente a la excitación de la anterior señal de conmutación) de la sección de detección de posición.

En el paso SP1, el temporizador de medición de intervalos 18b se detiene; en el paso SP2, se lee el valor del temporizador de medición de intervalos. Las operaciones de los pasos SP1 y SP2 sirven para detectar el intervalo de los flancos de la señal de posición. Por tanto, después de la lectura del valor de temporizador de medición de intervalos, en el paso SP3, se detiene inmediatamente el temporizador de medición de intervalos 18b y empieza a funcionar de nuevo para la siguiente medición de intervalos. En el paso SP4, se calcula el intervalo de la señal de posición (cálculo de un número contado en grado en ángulo eléctrico); en el paso SP5, se calcula la velocidad de rotación presente del motor DC sin escobillas en base al resultado del cálculo del intervalo de la señal de posición; en el paso SP6, se calcula el comando de cantidad de fase media ejecutando un control de velocidad en base al comando de velocidad; en el paso SP7, se obtiene el comando de cantidad de fase añadiendo el modelo de fase de compensación al comando de cantidad de fase media; en el paso SP8, se calcula el valor de temporizador que se va a fijar en el temporizador de corrección de fase 18a en base al comando de cantidad de fase; en el paso SP9, el valor de temporizador calculado se fija en el temporizador de corrección de fase 18a; en el paso SP10, se pone en marcha el temporizador de corrección de fase 18a; en el paso SP11, se envía el comando de voltaje añadiendo el modelo de voltaje de compensación al comando de voltaje medio, después la operación vuelve a su proceso original.

Los contenidos del funcionamiento del proceso de interrupción que se ilustran en la figura 43 son similares a los del funcionamiento del organigrama de la figura 38, por tanto se omite su descripción.

La figura 46 es un diagrama de bloques que ilustra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de un motor DC sin escobillas según otra realización según la presente invención. El diagrama de bloques ilustra con más detalle el dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas de la figura 36. Además, la instalación diferente a la del microprocesador es similar a la instalación que se ilustra en figura 21, por tanto, se omite su descripción. Además, este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas lleva a cabo un control de velocidad en base a la amplitud de voltaje.

Este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas se diferencia del dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas de la figura 36 en que se proporciona también una sección de generación de coeficiente de voltaje de compensación 19i' para enviar un coeficiente de voltaje de compensación determinado (un valor entre 0 y 1) en base a la velocidad actual, desde la sección de cálculo de velocidad 19e, y una sección de generación de coeficiente de fase de compensación 19p para enviar un coeficiente de fase de compensación previamente determinado (un valor entre 0 y 1) en base a la velocidad actual, desde la sección de cálculo de velocidad 19e. También se proporciona una sección de multiplicación 19j para enviar un modelo de voltaje de compensación mediante la introducción del comando de voltaje medio enviado desde la sección de control de velocidad 19f, el coeficiente de voltaje de compensación enviado desde la sección de generación de coeficiente de voltaje de compensación 19i' y el modelo de voltaje de compensación enviado desde la sección de selección de modo de patrón de voltaje de compensación 19g''. También se proporciona una sección de multiplicación 19q para enviar un modelo de fase de compensación mediante la introducción del control de cantidad de fase media procedente del exterior, el coeficiente de fase de compensación enviado desde la sección de generación de coeficiente de fase de compensación 19p y el modelo de fase de compensación enviado desde la sección de selección de modo de patrón de fase de compensación 19m. De ese modo, el comando de voltaje medio enviado desde la sección de control de velocidad 19f y el modelo de voltaje de compensación enviado desde la sección de multiplicación 19j se suministran al adicionador 19h y la suma de ambos se envía como comando de voltaje, y el comando de cantidad de fase media procedente del exterior y el modelo de fase de compensación enviado desde la sección de multiplicación 19q se suministran al adicionador 19n y la suma ambos se envía como comando de cantidad de fase.

Las figuras 47 y 48 son un organigrama útil para entender el funcionamiento del proceso de interrupción 1 de la figura 46. Un requisito de interrupción externa es aceptado en flancos de subida y de bajada de la señal de detección de posición de polo magnético (correspondiente a la excitación de la señal de conmutación anterior) de la sección de detección de posición.

En el paso SP1, el temporizador de medición de intervalos 18b se detiene; en el paso SP2, se lee el valor del temporizador de medición de intervalos. Las operaciones de los pasos SP1 y SP2 sirven para detectar un intervalo de los flancos de la señal de posición. Por tanto, después de la lectura del valor de temporizador de medición de intervalos, en el paso SP3, se reinicia inmediatamente el temporizador de medición de intervalos 18b y empieza a funcionar de nuevo para la siguiente medición de intervalos. En el paso SP4, se calcula el intervalo de la señal de posición memorizada (por ejemplo, el cálculo de un número contado en grado en ángulo eléctrico); en el paso SP5, se calcula la velocidad actual del motor DC sin escobillas en base al resultado del cálculo del intervalo de la señal de posición; en el paso SP6, se lee el modelo de fase de compensación en base al modo de modelo de fase de compensación; en el paso SP7, el modo de modelo de fase de compensación se adelanta 1 paso. En el paso SP8, se lee el coeficiente de fase de compensación en base a la velocidad actual; en el paso SP9, se calcula la fase de compensación multiplicando el resultado de la multiplicación del comando de cantidad de fase media y el coeficiente de fase de compensación por el modelo de fase de compensación; en el paso SP10, se calcula el comando de cantidad de fase añadiendo la fase de compensación y el comando de cantidad de fase media; en el paso SP11, se calcula el valor de temporizador que debe fijarse en el temporizador de corrección de fase 18a en base al comando de cantidad de fase; en el paso SP12, el valor de temporizador se ajusta en el temporizador de corrección de fase 18ª; en el paso SP13, empieza a funcionar el temporizador de corrección de fase 18a. En el paso SP14, se calcula el comando de voltaje medio llevando a cabo el control de velocidad en base al comando de velocidad procedente del exterior. En el paso SP15, se lee el modelo de voltaje de compensación en base al modo de patrón de voltaje de compensación. En el paso SP16, el modo de patrón de voltaje de compensación se adelanta 1 paso. En el paso SP17, se lee el coeficiente de voltaje de compensación en base a la velocidad de rotación actual. En el paso SP18, se calcula el voltaje de compensación multiplicando el resultado de la multiplicación del comando de cantidad de voltaje medio y el coeficiente de voltaje de compensación por el modelo de voltaje de compensación. En el paso SP19, se calcula el comando de voltaje mediante la adición del voltaje de compensación y el comando de voltaje medio, después la operación vuelve a su proceso
original.

Los contenidos del funcionamiento del proceso de interrupción 2 que se ilustra en la figura 46 son similares a los del funcionamiento del organigrama de la figura 38, por tanto se omite su descripción.

Así, se llevan a cabo las funcionalidades y los efectos similares a los del dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas de la figura 36 cuando se emplea este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas.

Además, en esta realización, la sección de selección del modo de patrón de fase de compensación 19m selecciona el modelo de fase de compensación para suprimir el fenómeno de vibración de la señal de integración. Aunque es posible dividir el intervalo del inversor, se determina si el nivel de la señal de integración es alto o bajo en cada intervalo dividido y, en respuesta al resultado de la determinación, se retrasa la fase de voltaje del inversor cuando el nivel de la señal de integración es alto, o se adelanta la fase de voltaje del inversor cuando el nivel de la señal de integración es bajo.

La figura 49 es un diagrama de bloques que ilustra una instalación de un microprocesador que es una sección principal de un motor DC sin escobillas según otra realización según la presente invención. El diagrama de bloques ilustra con más detalle el dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas de la figura 43. Además, la instalación diferente al del microprocesador es similar a la instalación que se ilustra en figura 21, por tanto, se omite su descripción. Además, este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas lleva a cabo un control de velocidad en base a la amplitud de fase.

Este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas se diferencia del dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas de la figura 43 en que se proporciona también una sección de generación de coeficiente de voltaje de compensación 19i' para enviar un coeficiente de voltaje de compensación determinado (un valor entre 0 y 1) en base a la velocidad actual desde la sección de cálculo de velocidad 19e, y una sección de generación de coeficiente de fase de compensación 19p para enviar un coeficiente de fase de compensación previamente determinado (un valor entre 0 y 1) en base a la velocidad actual desde la sección de cálculo de velocidad 19e. También se proporciona una sección de multiplicación 19j para enviar un modelo de voltaje de compensación mediante la introducción del comando de voltaje medio enviado desde la sección de control de velocidad 19f, el coeficiente de voltaje de compensación enviado desde la sección de generación de coeficiente de voltaje de compensación 19i' y el modelo de voltaje de compensación enviado desde la sección de selección del modo de patrón de voltaje de compensación 19g''. También se proporciona una sección de multiplicación 19q para enviar un modelo de fase de compensación mediante la introducción del control de cantidad de fase media enviado desde la sección de control de velocidad 19f, el coeficiente de fase de compensación enviado desde la sección de generación de coeficiente de fase de compensación 19p y el modelo de fase de compensación enviado desde la sección de selección de modo de patrón de fase de compensación 19m. De ese modo, el comando de voltaje medio enviado desde el exterior y el modelo de voltaje de compensación enviado desde la sección de multiplicación 19j se suministran al adicionador 19h y la suma ambos se envía como comando de voltaje, y se suministra el control de cantidad de fase media procedente de la sección de control de velocidad 19f y el modelo de fase de compensación enviado desde la sección de multiplicación 19q al adicionador 19n y la suma ambos se envía como control de cantidad de fase.

Las figuras 50 y 51 son un organigrama útil para entender el funcionamiento del proceso de interrupción 1 de la figura 49. Un requisito de interrupción externa es aceptado en flancos de subida y de bajada de la señal de detección de posición de polo magnético (correspondiente a la excitación de la anterior señal de conmutación) de la sección de detección de posición.

En el paso SP1, el temporizador de medición de intervalos 18b se detiene; en el paso SP2, se lee el valor del temporizador de medición de intervalos. Las operaciones de los pasos SP1 y SP2 sirven para detectar un intervalo de los flancos de la señal de posición. Por tanto, después de la lectura del valor de temporizador de medición de intervalos, en el paso SP3, se reinicia inmediatamente el temporizador de medición de intervalos 18b y empieza a funcionar de nuevo para la siguiente medición de intervalos. En el paso SP4, se calcula el intervalo de la señal de posición memorizada (por ejemplo, el cálculo de un número contado como grado en ángulo eléctrico); en el paso SP5, se calcula la velocidad actual del motor DC sin escobillas en base al resultado del cálculo del intervalo de la señal de posición; en el paso SP6, se calcula el comando de cantidad de fase media mediante el control de la velocidad en base al comando de velocidad dado desde el exterior; en el paso SP7, se lee el modelo de fase de compensación en base al modo de patrón de fase de compensación; en el paso SP8, el modo de patrón de fase de compensación se adelanta 1 paso. En el paso SP9, se lee el coeficiente de fase de compensación en base a la velocidad actual; en el paso SP10, se calcula la fase de compensación multiplicando el resultado de la multiplicación del control de cantidad de fase media y el coeficiente de fase de compensación por el modelo de fase de compensación. En el paso SP11, se calcula el control de cantidad de fase mediante la adición de la fase de compensación y el control de cantidad de fase media; en el paso SP12, se calcula el valor de temporizador que debe fijarse en el temporizador de corrección de fase 18a en base al comando de cantidad de fase; en el paso SP13, el valor de temporizador se ajusta en el temporizador de corrección de fase 18ª; en el paso SP14, se pone en marcha el temporizador de corrección de fase 18a. En el paso SP15, se lee el modelo de voltaje de compensación en base al modo de patrón de voltaje de compensación; en el paso SP16, el modo de patrón de voltaje de compensación se adelanta 1 paso. En el paso SP17, se lee el coeficiente de voltaje de compensación en base a la velocidad de rotación actual; en el paso SP18, se calcula el voltaje de compensación multiplicando el resultado de la multiplicación del comando de cantidad de voltaje medio y del coeficiente de voltaje de compensación por el modelo de voltaje de compensación; en el paso SP19, se calcula el comando de voltaje mediante la adición del voltaje de compensación y el comando de voltaje medio, después la operación vuelve a su proceso original.

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Los contenidos del funcionamiento del proceso de interrupción 2 que se ilustra en la figura 49 son similares a los del funcionamiento del organigrama de la figura 38, por tanto se omite su descripción.

Así, se llevan a cabo las funcionalidades y los efectos similares a los del dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas de la figura 43 cuando se emplea este dispositivo de accionamiento de motor DC sin escobillas.

Aplicabilidad industrial

La presente invención puede llevar a cabo un control del torque para reducir la vibración a baja velocidad de una carga intermitente cíclica bajo una condición de rendimiento máximo y en una instalación práctica y se puede aplicar en diversas aplicaciones en las que una carga intermitente cíclica se acciona usando un motor síncrono o un motor DC sin escobillas.

Claims (22)

1. Dispositivo de accionamiento de motor síncrono que comprende:

un medio de control de inversor (8) (10) (28) (30) (48) (50) (68) (70) (88) (90) (108) (110) (126) para controlar un inversor (5) (5b) (25) (45) (65) (85) (105) (121) a fin de adicionar (3) una cantidad variable a una amplitud y a una fase de un comando de corriente o de voltaje cuando se lleva a cabo un control de torque para suprimir el cambio de velocidad en una rotación en un motor síncrono (6) controlado con un inversor (5) (5b) (25) (45) (65) (85) (105) (121), donde el motor (6) acciona una carga que tiene un cambio de torque cíclico.

2. Dispositivo según la reivindicación 1, caracterizado porque el medio de control de inversor (8) (10) (28) (30) (48) (50) (68) (70) (88) (90) (108) (110) (126) es un medio para controlar una cantidad variable en fase en base a una cantidad variable en amplitud que se controla en base a una salida de una sección de control de torque (10) (30)
(110).

3. Dispositivo según la reivindicación 1, caracterizado porque el medio de control de inversor (48) (50) (126) es un medio para controlar una cantidad variable en amplitud en base a una cantidad variable en fase que se controla en base a una salida de una sección de control de torque (50).

4. Dispositivo según la reivindicación 1, caracterizado porque el medio de control de inversor (68) (70) (126) es un medio para controlar una cantidad variable en amplitud en base a una salida de una sección de control de torque (70) y para controlar una cantidad variable en fase en base a una cantidad de detección que corresponde a un
rendimiento.

5. Dispositivo según la reivindicación 1, caracterizado porque el medio de control de inversor (88) (90) (126) es un medio para controlar una cantidad variable en fase en base a una salida de una sección de control de torque (90) y para controlar una cantidad variable en amplitud en base a una cantidad de detección que corresponde a un rendimiento.

6. Dispositivo según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque el medio de control de inversor (8) (10) (28) (30) (48) (50) (68) (70) (88) (90) (108) (110) (126) emplea una cantidad que corresponde a una onda fundamental y a armónicas inferiores como cantidad variable.

7. Dispositivo según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque el medio de control de inversor (8) (10) (28) (30) (48) (50) (68) (70) (88) (90) (108) (110) (126) emplea una cantidad que corresponde a una onda fundamental como cantidad variable.

8. Dispositivo según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque el medio de control de inversor (8) (10) (28) (30) (48) (50) (68) (70) (88) (90) (108) (110) (126) es un medio para superponer una tercera armónica a la cantidad variable en amplitud.

9. Dispositivo según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8, caracterizado porque comprende además unas resistencias (122u) (122v) (122w), teniendo cada una un extremo conectado a un borne de salida de cada fase del inversor (121) y el otro extremo conectado a los otros, de manera que se obtiene un primer voltaje de punto central, unos devanados estatóricos (6u) (6v) (6w) de cada fase de motor síncrono (6) conectados entre sí por un extremo de manera que se obtiene un segundo voltaje de punto central, un medio de integración (124a) (124b) para integrar una diferencia entre el primer voltaje de punto central y el segundo voltaje de punto central y para obtener una señal de integración, y un medio de detección de posición de polo magnético (125) para detectar la posición de polo magnético de un rotor (6a) del motor síncrono (6) en base a la señal de integración.

10. Dispositivo de accionamiento de compresor que comprende:

un compresor de cilindro, y

un motor síncrono para accionar el compresor de cilindro que se acciona mediante el dispositivo de accionamiento de motor síncrono según una de las reivindicaciones 1 a 9.

11. Dispositivo según la reivindicación 1, donde el medio de control de inversor (18) utiliza un voltaje variable que está avanzado con respecto a una fase de un par de carga como cantidad variable, y utiliza un comando de voltaje de valor medio como forma de onda del voltaje, y lleva a cabo una operación de superposición en sincronismo con una intermitencia del par de carga para aplicar al motor (6),

comprendiendo también el dispositivo:

unas resistencias (122u) (122v) (122w), teniendo cada una un extremo conectado a un borne de salida de cada fase del inversor (121) y el otro extremo conectado a los otros de manera que se obtiene un primer voltaje de punto central,

unos devanados estatóricos (6u) (6v) (6w) que corresponden a cada fase del motor (6), estando conectado cada devanado estatórico (6u) (6v) (6w) al otro por un extremo de manera que se obtiene un segundo voltaje de punto central,

un medio de integración (124a) (124b) para integrar la diferencia entre el primer voltaje de punto central y el segundo voltaje de punto central y para obtener una señal de integración,

un medio de detección de posición de polo magnético (125) para detectar la posición de polo magnético de un rotor (6a) del motor (6) en base a la señal de integración, y

un medio de supresión de cambio de pico máximo (19m) (19n) 19a) para eliminar un cambio de pico máximo de la señal de integración.

12. Dispositivo según la reivindicación 11, caracterizado porque el medio de supresión de cambio de pico máximo (19m) (19n) (19a) incluye un medio de división para dividir un intervalo de inversor, un medio de estimación para estimar si el nivel de la señal de integración es alto o bajo para cada intervalo dividido y un medio de comando de fase de voltaje de inversor (19m) (19n) (19a) para retardar la fase del voltaje de inversor en respuesta al resultado de la estimación que indica que el nivel de la señal de integración es bajo.

13. Dispositivo según la reivindicación 1, donde el medio de control de inversor (18) utiliza una fase variable avanzada con respecto a una fase de un par de carga como cantidad variable, y utiliza un comando de fase de valor medio como forma de onda de fase, y lleva a cabo una operación de superposición en sincronismo con una intermitencia de par de carga para ser aplicada al motor (6), comprendiendo además el dispositivo:

unas resistencias (122u) (122v) (122w), teniendo cada una un extremo conectado a un borne de salida de cada fase del inversor (121) y el otro extremo conectado a los otros, de manera que se obtiene un primer voltaje de punto
central,

unos devanados estatóricos (6u) (6v) (6w) que corresponden a cada fase de motor (6), estando conectado cada devanado estatórico (6u) (6v) (6w) al otro por un extremo, de manera que se obtiene un segundo voltaje de punto central,

un medio de integración para integrar una diferencia entre el primer voltaje de punto central y el segundo voltaje de punto central y para obtener una señal de integración,

un medio de detección de posición de polo magnético (123a) (124a) (124b) (125) para detectar la posición de polo magnético de un rotor (6a) de motor (6) en base a la señal de integración, y

un medio de supresión de cambio de pico máximo (19m) (19n) 19a) para suprimir un cambio de pico máximo de la señal de integración.

14. Dispositivo según la reivindicación 13, caracterizado porque el medio de supresión de cambio de pico máximo (19m) (19n) (19a) incluye un medio de división para dividir un intervalo de inversor, un medio de estimación para estimar si el nivel de la señal de integración es alto o bajo para cada intervalo dividido y un medio de comando de amplitud de voltaje de inversor para aumentar la amplitud del voltaje de inversor en respuesta al resultado que indica que el nivel de la señal de integración es alto y para disminuir la amplitud del voltaje de inversor en respuesta al resultado de la estimación que indica que el nivel de la señal de integración es bajo.

15. Método de accionamiento de motor síncrono que comprende los pasos de:

añadir una cantidad variable a una amplitud y a una fase de un comando de corriente o de voltaje cuando se lleva a cabo un control de torque para suprimir un cambio de velocidad en una rotación mediante un motor síncrono (6) controlado con un inversor (5) (5b) (25) (45) (65) (85) (105) (121), donde el motor (6) acciona una carga que tiene un cambio de par cíclico.

16. Método de accionamiento de motor síncrono según la reivindicación 15, caracterizado porque se controla una cantidad variable en fase en base a una cantidad variable en amplitud que se controla en base a una salida de una sección de control de torque (10) (30) (70) (110).

17. Método de accionamiento de motor síncrono según la reivindicación 15, caracterizado porque se controla una cantidad variable en amplitud en base a una cantidad variable en fase que se controla en base a una salida de una sección de control de torque (50) (90).

18. Método de accionamiento de motor síncrono según la reivindicación 15, caracterizado porque se controla una cantidad variable en amplitud en base a una salida de una sección de control de torque (10) (30) (70) (110) y se controla una cantidad variable en fase en base a una cantidad de detección relacionada con el rendimiento.

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19. Método de accionamiento de motor síncrono según la reivindicación 15, caracterizado porque se controla una cantidad variable en fase en base a una salida de una sección de control de torque (50) (90) y se controla una cantidad variable en amplitud en base a una cantidad de detección relacionada con el rendimiento.

20. Método de accionamiento de motor síncrono según cualquiera de las reivindicaciones 15 a 19, caracterizado porque se emplea una cantidad que corresponde a una onda fundamental y a armónicas inferiores como cantidad variable.

21. Método de accionamiento de motor síncrono según cualquiera de las reivindicaciones 15 a 19, caracterizado porque se emplea una cantidad que corresponde a una onda fundamental como cantidad variable.

22. Método de accionamiento de motor síncrono según cualquiera de las reivindicaciones 15 a 19, caracterizado porque una tercera armónica se superpone a la cantidad variable en amplitud.