JP2009303287A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】比較的簡単で安価な構成により、ブラシレスＤＣモータの理想的な高精度の進角制御を実現する。
【解決手段】モータ制御装置に、抵抗Ｒ１〜Ｒ５とダイオードＤ１〜Ｄ４の組み合せ回路からなり、速度指令電圧をブラシレスＤＣモータの速度に応じた最適位相角制御特性に沿う折れ線近似の電圧に加工して位相角信号を形成する位相調整回路１８Ａを備え、位相調整回路１８Ａの抵抗Ｒ１〜Ｒ５とダイオードＤ１〜Ｄ４の組み合せにより、速度指令電圧をブラシレスＤＣモータの速度に応じた最適位相角制御特性に沿う折れ線近似の電圧に加工し、最適位相角制御特性に沿った電圧の位相角信号を形成し、この位相角信号に基づいてブラシレスＤＣモータの給電の位相の精度の高い進角制御を行う。
【選択図】図２

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータの駆動を制御するモータ制御装置に関し、詳しくは通電駆動の進角制御の基準となる位相角信号の改良に関する。

従来、エアコンディショナ（以下、エアコンという）のファンモータや低回転高トルク型モータの一例である洗濯機モータには、ブラシレスＣＤモータが使用される。

この種のブラシレスＤＣモータは、電機子反作用、巻線インダクタンスなどの影響によって電流位相が遅れる。そのため、図１０に示す周知のモータ制御装置により、速度指令電圧に基づく速度制御と位相角信号に基づく通電の位相角制御とにしたがって進み位相で駆動制御される。

つぎに、図１０のモータ制御装置について説明する。

図１０に示す制御対象のブラシレスＤＣモータ１は、内部磁石埋め込み型（ＩＰＭ）又は表面磁石貼り付け型（ＳＰＭ）の３相モータからなり、インバータ回路構成のモータ駆動部２の３相出力が給電されて駆動される。

モータ駆動部２はパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の６個のスイッチング半導体２１〜２６が各アーム（ブリッジ辺）を形成する周知の３相フルブリッジインバータであり、例えば商用交流電源を整流平滑して形成された直流電源３を、スイッチング半導体２１〜２６のスイッチングにより前記３相出力に変換してブラシレスＤＣモータ１に給電する。なお、スイッチング半導体２１〜２３は３相の上側アームを形成し、スイッチング半導体２４〜２６は各上側アームに直列に接続された３相の下側アームを形成する。

そして、モータ駆動部２のスイッチング半導体２１〜２６は、制御部４の速度指令電圧に基づく速度制御と位相角信号に基づく電流位相の進角制御とにより動作制御される。

制御部４の速度指令電圧発生回路５は、例えばエアコンの冷暖房制御や洗濯機の洗濯、脱水等の動作制御に基づき、ブラシレスＤＣモータ１の速度制御の目標値としての速度指令電圧を出力する。

前記速度指令電圧は制御部４のＰＷＭ制御回路６に入力される。このＰＷＭ制御回路６は前記速度指令電圧と三角波発振回路７の一定周期、一定電圧の三角波電圧との電圧比較により、前記速度指令電圧の変化にしたがってパルス幅が変化する速度制御のＰＷＭ信号を形成する。

このＰＷＭ信号は通電制御回路８に入力される。この通電制御回路８はブラシレスＤＣモータ１のロータ近傍に設けられたホール素子等のロータ位置検出素子９の３相のロータ位置の検出信号に基づき、ＰＷＭ信号のタイミングをロータ位置の検出タイミングに合わせてブラシレスＤＣモータ１の通電を制御する。

通電制御回路８を通ったＰＷＭ信号は進角設定回路１０に入力される。この進角設定回路１０は位相角信号発生回路１１からの位相角信号を進角制御の基準信号として、ＰＷＭ信号を前記ロータ検出の位相より位相角信号の電圧に応じた進み位相になるように進角設定する。

進角設定回路１０により進み位相に制御されたＰＷＭ信号は出力回路１２に入力される。出力回路１２は入力されたＰＷＭ信号に論理ゲート処理等を施してＰＷＭ信号と同じ波形の３相の信号をモータ駆動部２の上アームの各相の駆動制御信号として形成し、また、上アームの各相の駆動制御信号から６０度ずれた３相の信号をモータ駆動部２の下アームの各相の駆動制御信号として形成する。

出力回路１２の上アームの各相の駆動制御信号は、上アーム駆動回路１３によりモータ駆動部２のスイッチング半導体２１〜２３の駆動電流又は駆動電圧に増幅処理されてスイッチング半導体２１〜２３のベース、ゲート等の制御端子に供給される。出力回路１２の下アームの各相の駆動制御信号は、下アーム駆動回路１４によりモータ駆動部２のスイッチング半導体２４〜２６の駆動電流又は駆動電圧に増幅処理されてスイッチング半導体２４〜２６のベース、ゲート等の制御端子に供給される。

そして、モータ駆動部２のスイッチング半導体２１〜２６の動作により、ブラシレスＤＣモータ１は速度指令電圧に基づく速度制御と位相角信号に基づく通電の位相角制御とにしたがって進み位相で通電駆動される。

なお、ブラシレスＤＣモータ１が過電流になると、モータ駆動部２と直流電源３の負極との間に設けられた過電流検出抵抗１５の検出電圧が、過電流基準電源１６の基準電圧Ｖｒｅｆより高くなり、比較器１７から出力回路１２に過電流検出信号が出力されると、出力回路１２が出力をオフしてブラシレスＤＣモータ１の給電が停止する。

ところで、位相角信号発生回路１１は図１１に示す抵抗１１ａ、１１ｂの簡単な分圧回路であり、定電圧電源端子＋Ｂの電圧を抵抗１１ａ、１１ｂで分圧した一定電圧を位相角信号として出力している。

この場合、位相角信号により定まる位相角（進角）は固定される。一方、ブラシレスＤＣモータ１は、一般に回転が速くなってトルクが大きくなる程、電流位相が遅れ気味になる。

したがって、位相角信号により定まる位相角（進角）を固定すると、ブラシレスＤＣモータ１を位相角信号の進角制御が最適となる状態で通電駆動しているときは問題ないが、負荷変動等によりにブラシレスＤＣモータ１の通電駆動の状態がそれからずれると、ブラシレスＤＣモータ１の駆動効率が悪化するとともに騒音が発生する。

そして、ブラシレスＤＣモータ１のモータ電流を常時検出し、時々刻々の誘起電圧に対して電流位相が一致するように進角制御することが考えられるが、モータ電流の検出や進角制御が極めて複雑で高価になり、実用的でない。

そこで、本願の出願人は、速度指令電圧発生回路５の速度指令電圧がブラシレスＤＣモータ１の速度を設定し、トルクと相関があることに着目して、位相各信号発生回路１１の定電圧電源端子＋Ｂの電圧を、速度指令電圧発生回路５の速度指令電圧に置き換え、速度指令電圧を抵抗１１ａ、１１ｂで分圧した電圧を位相角信号として位相各信号発生回路１１から出力し、上述の不都合を安価な構成で改善することを既に提案している（例えば、特許文献１参照）。
特開２００３−１８９６６６号公報（段落［００２８］−［００３４］、図２等）

前記特許文献１に記載の従来構成の場合、構成は簡単で極めて安価ではあるが、ブラシレスＤＣモータ１の速度に対する通電の最適位相角制御特性が非線形であるのに対して、ブラシレスＤＣモータ１の速度に対して線形な速度指令電圧発生回路５の速度指令電圧をブラシレスＤＣモータ１の速度に無関係に一定分圧比で分圧して位相角信号が形成され、この位相角信号に基づいてブラシレスＤＣモータ１の通電を進角制御するため、ブラシレスＤＣモータ１の速度によっては通電の最適位相角制御特性に対する位相角信号のずれが大きくなり、理想的な高精度の進角制御を実現することが困難になる。

また、ブラシレスＤＣモータ１は使用環境によって温度が変化し、しかも、通電駆動の発熱によって温度上昇が生じる。そして、ブラシレスＤＣモータ１の通電の最適位相角制御特性もブラシレスＤＣモータ１の温度の影響を受けるが、従来構成の場合はそのような温度の影響を考慮した進角制御は行えない。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、比較的簡単で安価な構成により、ブラシレスＤＣモータの理想的な高精度の進角制御を実現することを目的とし、さらには、ブラシレスＤＣモータの温度の影響を考慮した一層高精度の進角制御も実現することを目的とする。なお、本発明において、ダイオードは種々の非線形特性の半導体素子を含むものであり、サーミスタは温度変化にしたがって抵抗値が変化する種々の素子を含むものである。

上記した課題を解決するため、本発明のモータ制御装置は、抵抗とダイオードの組み合せ回路からなり、速度指令電圧をブラシレスＤＣモータの速度に応じた最適位相角制御特性に沿う折れ線近似の電圧に加工して位相角信号を形成する位相調整回路を備えたことを特徴としている（請求項１）。

また、本発明のモータ制御装置は、前記速度指令電圧と基準の三角波発振回路の三角波電圧との電圧比較により速度制御のＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ制御回路と、前記ＰＷＭ信号を前記位相角信号の進み位相に調整する進角設定回路と、前記位相角信号の進み位相に調整された前記ＰＷＭ信号により動作制御されて前記ブラシレスＤＣモータを前記位相角信号の進み位相で通電駆動するインバータ回路構成のモータ駆動部とを更に備えたことを特徴としている（請求項２）。

さらに、本発明のモータ制御装置は、前記位相調整回路の一部の抵抗が前記ブラシレスＤＣモータの温度により抵抗値が変化するサーミスタで形成されていることを特徴としている（請求項３）。

つぎに、本発明のモータ制御装置は、更に、前記ブラシレスＤＣモータに内蔵されていることを特徴としている（請求項４）。

そして、前記ブラシレスＤＣモータはエアコンのファンモータ、低回転高トルク型モータであることが実用的で好ましい（請求項５、６）。

請求項１の発明によれば、位相調整回路の抵抗とダイオードの組み合せにより、速度指令電圧をブラシレスＤＣモータの速度に応じた最適位相角制御特性に沿う折れ線近似の電圧に加工し、最適位相角制御特性に沿った電圧の位相角信号を形成することができる。そのため、位相調整回路により形成された位相角信号に基づき、ブラシレスＤＣモータの給電の位相の精度の高い進角制御が行える。

そして、位相調整回路は抵抗とダイオードを組み合せた比較的簡単で安価な構成である。

したがって、比較的簡単で安価な構成により、ブラシレスＤＣモータの理想的な高精度の進角制御を実現することができる。

請求項２の発明によれば、速度指令電圧と基準の三角波発振回路の三角波電圧との電圧比較により形成されたＰＷＭ制御回路のＰＷＭ信号が進角設定回路に入力される。

そして進角設定回路により、前記ＰＷＭ信号が位相調整回路の位相角信号の進み位相に調整される。

さらに、進角設定回路の位相角信号の進み位相に調整されたＰＷＭ信号により、モータ駆動部が制御されてブラシレスＤＣモータが位相調整回路の位相角信号の進み位相で通電駆動される。

したがって、請求項１の位相調整回路と、ＰＷＭ制御回路、進角設定回路、モータ駆動部とを備え、請求項１の発明の効果を奏する具体的で実用的な構成のモータ制御装置を提供することができる。

請求項３の発明によれば、位相調整回路の一部の抵抗がサーミスタで形成され、その抵抗値がブラシレスＤＣモータの温度により変化するため、ブラシレスＤＣモータの温度による位相角信号の補正が自動的に行われ、ブラシレスＤＣモータの温度の影響を考慮してブラシレスＤＣモータの通電駆動の一層高精度の進角制御が行える。

請求項４の発明によれば、ブラシレスＤＣモータに内蔵されるため、極めて小型に形成できる。

請求項５、６の発明によれば、ブラシレスＤＣモータがエアコンのファンモータ又は、洗濯機モータのような低回転高トルク型モータの場合に適用することができる。

本発明の実施形態について、図１〜図９を参照して詳述する。

（第１の実施形態）
エアコンのファンモータの制御に適用した第１の実施形態について、図１〜図３を参照して説明する。

図１はモータ制御装置のブロック結線図であり、図１０の従来装置と異なる点は、図１０の位相角信号発生回路１１に代えて位相調整回路１８Ａを設けた点である。

位相調整回路１８Ａは図２の結線図に示すように、複数個の抵抗Ｒ１〜Ｒ４と複数個のダイオードＤ１、Ｄ２の組み合わせ回路（変曲点が１点αの折れ線近似の場合）又は、さらに抵抗Ｒ５、ダイオードＤ３、Ｄ４を追加した組み合わせ回路（変曲点が２点α、βの折れ線近似の場合）からなる。そして、入力端子１８１に印加された速度信号発生回路５の速度指令電圧を折れ線近似特性の電圧に加工し、その電圧の位相角信号を出力端子１８２から進角設定回路１０に出力する。なお、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ３、Ｄ４は必要に応じて追加される破線の追加回路部１９を形成する。

すなわち、ブラシレスＤＣモータ１がエアコンのファンモータの場合、そのファン回転数（ブラシレスＤＣモータ１の速度）に応じた最適位相角制御特性（ファントルクに対応した通電の最適位相角値の特性）は図３の実線ａ１の非線形特性になる。そのため、位相調整回路１８Ａは、入力端子１８１に印加された同図の実線ｂ１の線形特性の速度指令電圧を、実線ａ１の位相角制御特性に沿う同図の破線ｃ１の折れ線近似の電圧に加工して位相角信号を形成する。なお、破線ｃ１は変曲点が図３の２点α、βの場合の折れ線近似特性である。

位相調整回路１８Ａについて、さらに詳述すると、入力端子１８１と出力端子１８２との間に変曲点αまでの特性を定める抵抗Ｒ１が接続され、出力端子１８２とアースとの間に分圧用の抵抗Ｒ３、Ｒ４が並列に接続される。また、抵抗Ｒ１の両端間には変曲点α〜βの特性を定める順方向のダイオードＤ１、Ｄ２と抵抗Ｒ２とが直列に接続される。さらに、追加回路１９を付加した場合は抵抗Ｒ２の両端間に変曲点βからの特性を定める順方向のダイオードＤ３、Ｄ４と抵抗Ｒ５とが直列に接続される。

そして、速度指令電圧をＶｘとすると、入力端子１８１の速度指令電圧Ｖｘが変曲点αの電圧Ｖｘαに達するまでの０≦Ｖｘ≦Ｖｘαの間は、ダイオードＤ１〜Ｄ４はオフし、速度指令電圧Ｖｘが抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ３、Ｒ４の並列回路とにより分圧されて位相角信号が形成される。このとき、位相角信号の電圧をＶｙ、抵抗Ｒ１の抵抗値をｒ１、抵抗Ｒ３、Ｒ４の並列回路の抵抗値をｒ３４とすると、破線ｃ１の位相角信号の電圧Ｖｙは、速度指令電圧Ｖｘに基づき、略、Ｖｙ＝Ｖｘ×（ｒ３４／（ｒ１＋ｒ３４））の式で示される特性で変化する。

また、入力端子１８１の速度指令電圧が変曲点αの電圧Ｖαに達すると、ダイオードＤ１、Ｄ２がオンし、位相角信号は速度指令電圧Ｖｘを抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列回路と抵抗Ｒ３、Ｒ４の並列回路とにより分圧した電圧信号になる。このとき、抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列回路の抵抗値をｒ１２（＜ｒ１）とすると、位相角信号の電圧Ｖｙは、略、Ｖｙ＝Ｖｘ×（ｒ３４／（ｒ１２＋ｒ３４））の式で示される特性で変化し、その変化の傾きは実線ａ１の位相角制御特性に沿うように大きくなる。

さらに、追加回路１９を付加した場合は、入力端子１８１の速度指令電圧が変曲点βの電圧Ｖｘβに達すると、ダイオードＤ３、Ｄ４もオンし、位相角信号は速度指令電圧Ｖｘを抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５の並列回路と抵抗Ｒ３、Ｒ４の並列回路とにより分圧した電圧信号になる。このとき、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５の並列回路の抵抗値をｒ１２５（＜ｒ１２）とすると、位相角信号の電圧Ｖｙは、略、Ｖｙ＝Ｖｘ×（ｒ３４／（ｒ１２５＋ｒ３４））の式で示される特性で変化し、その変化の傾きは実線ａ１の位相角制御特性に沿うように一層大きくなる。

したがって、本実施形態の場合は、ブラシレスＤＣモータ１の通電の位相角制御の基準となる位相角信号が、図３の破線ｄのようなファン回転数（ブラシレスＤＣモータ１の速度）に無関係の固定電圧の信号や、ブラシレスＤＣモータ１の速度指令電圧をファン回転数に無関係の一定の分圧比で分圧して形成された電圧信号ではなく、抵抗Ｒ１〜Ｒ４（又は抵抗Ｒ１〜Ｒ５）とダイオードＤ１、Ｄ２（又はＤ１〜Ｄ４）の比較的簡単で安価な構成の位相調整回路１８Ａにより、ブラシレスＤＣモータ１の速度指令電圧を、その最適位相角制御特性に沿った例えば破線ｃ１の折れ線近似の特性の電圧に加工して形成される。

この場合、位相調整回路１８Ａの位相角信号は、ブラシレスＤＣモータ１の全速度領域において、最適な通電の位相角制御の特性に沿って変化し、最適位相角制御の特性に対するずれが小さく、理想的な高精度の進角制御を実現することができる。そのため、エアコンのファンモータの駆動効率が著しく向上して騒音を大幅に低減することができる。

なお、位相調整回路１８Ａの位相角信号は１点αの折れ線近似より２点α、βの折れ線近似の方がより精度よく最適な通電の位相角制御の特性に沿うが、位相調整回路１８Ａは２点α、βの折れ線近似より１点αの折れ線近似の方が部品点数が少なく簡単で安価になる。したがって、位相調整回路１８Ａの位相角信号を１点αの折れ線近似の信号にするか、２点α、βの折れ線近似の信号にするかは、最適な通電の位相角制御の特性に対する位相調整回路１８Ａの位相角信号の誤差等を考慮して適当に決定すればよい。

（第２の実施形態）
低回転高トルク型モータの一例である洗濯機モータの制御に適用した第２の実施形態について、図１及び図４、図５を参照して説明する。図４は位相調整回路１８Ｂの結線図、図５は洗濯機モータの回転数に対する位相角信号の特性の説明図である。

本実施形態のモータ制御装置は、図１の位相調整回路１８Ａを図４の位相調整回路１８Ｂに代えた構成である。

そして、ブラシレスＤＣモータ１が低回転高トルク型の洗濯機モータの場合、その回転数（ブラシレスＤＣモータ１の速度）に応じた最適位相角制御特性（トルクに対応した通電の最適位相角値の特性）は図５の実線ａ２の非線形特性であり、図１の速度指令電圧発生回路５の速度指令電圧は図５の実線ｂ２の線形特性である。

位相調整回路１８Ｂは実線ｂ２の速度指令電圧を図５の破線ｃ２に示す変曲点が１点γの折れ線近似特性の電圧に加工して最適な位相角制御特性に沿った位相角信号を形成するため、図４に示すように、複数個の抵抗Ｒ６〜Ｒ８と複数個のダイオードＤ６、Ｄ７とを組み合わせて形成される。

そして、位相調整回路１８Ｂの入力端子１８１と出力端子１８２との間に抵抗Ｒ６が設けられ、出力端子１８２とアースとの間に抵抗Ｒ７が設けられ、抵抗Ｒ７の端子間に抵抗Ｒ８と順方向のダイオードＤ６、Ｄ７とが直列に接続されている。

この場合、速度指令電圧をＶｘとすると、入力端子１８１の速度指令電圧Ｖｘが変曲点γの回転数の電圧Ｖｘγに達するまで（０≦Ｖｘ≦Ｖｘγ）は、ダイオードＤ６、Ｄ７がオフし、速度指令電圧Ｖｘが抵抗Ｒ６、Ｒ７により分圧されて位相角信号が形成される。このとき、位相角信号の電圧をＶｙ、抵抗Ｒ６、Ｒ７の抵抗値をｒ６、ｒ７とすると、位相角信号の電圧Ｖｙは、速度指令電圧Ｖｘに基づき、略、Ｖｙ＝Ｖｘ×（ｒ７／（ｒ６＋ｒ７））の式で示される破線ｃ２の変曲点γ以下の特性で変化する。

また、ブラシレスＤＣモータ１の回転が速くなり、入力端子１８１の速度指令電圧が電圧Ｖｘγに達すると、ダイオードＤ６、Ｄ７がオンし、位相角信号は速度指令電圧Ｖｘを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ７、Ｒ８の並列回路とにより分圧した電圧信号になる。

そして、抵抗Ｒ７、Ｒ８の並列回路の抵抗値をｒ７８（＜ｒ７）とすると、入力端子１８１の速度指令電圧が電圧Ｖｘγ以上になるブラシレスＤＣモータ１の回転中は、位相角信号の電圧Ｖｙが、略、Ｖｙ＝Ｖｘ×（ｒ７８／（ｒ６＋ｒ７８））の式で示される破線ｃ２の変曲点γ以上の特性で変化し、その変化の傾きは実線ａ２の最適位相角制御特性に沿うように変曲点γ以下の特性より大きくなる。

したがって、本実施形態の場合も、ブラシレスＤＣモータ１の通電の位相角制御の基準となる位相角信号が、抵抗Ｒ６〜Ｒ８とダイオードＤ６〜Ｄ８の比較的簡単で安価な構成の位相調整回路１８Ｂにより、ブラシレスＤＣモータ１の速度指令電圧Ｖｘを、その最適な位相角制御特性に沿った破線ｃ２の折れ線近似の特性の電圧に加工して形成される。

そのため、位相調整回路１８Ｂの位相角信号は、前記第１の実施形態の位相調整回路１８Ａの位相角信号と同様、ブラシレスＤＣモータ１の全速度領域において、最適な通電の位相角制御の特性に沿って変化し、最適な通電の位相角制御の特性に対するずれが小さく、理想的な高精度の進角制御を実現することができ、低回転高トルク型モータである洗濯機モータの駆動効率が著しく向上して騒音を大幅に低減することができる。

（第３の実施形態）
請求項３に対応する第３の実施形態について、図１及び図６、図７を参照して説明する。図６は位相調整回路１８Ｃの結線図、図７はファンモータの回転数に対する位相角信号の特性の説明図である。

本実施形態は、第１の実施形態と同じエアコンのファンモータの制御に適用し、モータ制御装置を、図１の位相調整回路１８Ａを図６の位相調整回路１８Ｃに代えた構成としたものである。

位相調整回路１８Ｃが図２の位相調整回路１８Ａと異なる点は、位相調整回路１８Ａの抵抗Ｒ２を、ブラシレスＤＣモータ１の温度変化によって抵抗値が変化する正温度係数（ＰＴＣ）のサーミスタＲｔｈに代えた点である。

この場合、サーミスタＲｔｈの抵抗値がブラシレスＤＣモータ１の温度上昇によって減少するため、位相調整回路１８Ｃの位相角信号は、例えば図７の破線ｃ（θａ）、ｃ（θｂ）のファン回転数Ｐでの電圧比較からも明らかなようにブラシレスＤＣモータ１の温度上昇にしたがって一層進角になるように自動的に補正される。なお、破線ｃ（θａ）、ｃ（θｂ）はブラシレスＤＣモータ１の温度がθａ、θｂ（＞θａ）の場合の位相角信号の特性例を示す。

したがって、本実施形態の場合、第１の実施形態の場合と同様の効果を奏するのは勿論、ブラシレスＤＣモータ１の温度が常温より上昇してブラシレスＤＣモータ１の特性が悪化しそうになっても、位相角信号により通電の位相角が一層進角に修正されてブラシレスＤＣモータ１が常温の特性に維持される利点がある。

ところで、ブラシレスＤＣモータ１の温度変化によってサーミスタＲｔｈの抵抗値を可変するため、サーミスタＲｔｈだけをセンサとしてブラシレスＤＣモータ１に内蔵してもよく、位相調整回路１８ＣをブラシレスＤＣモータ１に内蔵してもよく、さらには、ブラシレスＤＣモータ１に、モータ駆動部２、制御部４のモータ制御装置全体を内蔵してもよい。

そして、モータ制御装置全体をブラシレスＤＣモータ１に内蔵する場合、ブラシレスＤＣモータ１のケース内の空きスペースにモータ制御装置の基板が収容される。この場合、ＤＣモータ１及びそのモータ制御装置のモータユニット全体の小型化が図られる利点がある。

（第４の実施形態）
つぎに、前記第１の実施形態の変形例である第４の実施形態について、図８、図９を参照して説明する。

本実施形態の場合、図８の位相調整回路１８Ａに示すように、初段（入力端子１８１と、抵抗R1、ダイオードＤ１のアノードの接続点との間）にダイオードＤ５を追加する。

この場合、図９の折れ線近似特性の破線ｃ１＊に示すように、位相調整回路１８Ａの折れ線近似特性を、同図の破線１のダイオードＤ５を設けない場合の折れ線近似特性よりシフトし、位相制御の開始を調整することができる。

なお、前記第２、第３の実施形態の位相調整回路１８Ｂ、１８Ｃについても、ダイオードＤ５に相当するダイオードを設けることにより、同様の位相制御の開始を調整できるのは勿論である。

そして、本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したものに対して種々の変更を加えることが可能である。例えば、図２の位相調整回路１８Ａにおいて、追加回路１９の抵抗Ｒ５の端子間に同等の追加回路を接続して折れ線近似の変曲点を３点にし、一層精度の高い折れ線近似特性の位相角信号を形成してもよく、同様の手法でさらに多くの追加回路を接続して折れ線近似の変曲点を一層多くし、さらに一層精度の高い折れ線近似特性の位相角信号を形成してもよい。そして、図４、図６の位相調整回路１８Ｂ、１８Ｃ及び、図８の位相調整回路１８Ａについても、同様にして精度の高い折れ線近似特性の位相角信号を形成するようにしてもよい。

また、例えば図２、図８の位相調整回路１８Ａにおいて、ダイオードＤ１〜Ｄ５は、それぞれ折れ線近似する特性に応じて複数個（任意個数）のダイオードの縦列接続回路であってもよく、図４の位相調整回路１８ＢのダイオードＤ６、Ｄ７、図６の位相調整回路１８ＣのダイオードＤ１〜Ｄ４についても同様の縦列接続回路であってもよい。さらに、図６の位相調整回路１８ＣはサーミスタＲｔｈを１個だけ設けたが、サーミスタＲｔｈを複数個設けてもよいのは勿論である。

つぎに、位相調整回路１８Ａ〜１８Ｃの抵抗Ｒ１〜Ｒ８の抵抗値やダイオードＤ１〜Ｄ７、サーミスタＲｔｈの特性はブラシレスＤＣモータ１の特性等に応じて適当に設定すればよく、その際、抵抗Ｒ１〜Ｒ８の抵抗値は同一であっても異なっていてもよい。また、ダイオードＤ１〜Ｄ７はトランジスタ等の非線形素子であってよく、サーミスタＲｔｈは、測温抵抗体等の温度変化によって抵抗値が変化する種々の金属素子や半導体素子等であってよい。

つぎに、図１のモータ制御装置の位相調整回路１８Ａを除く各部の構成はどのようであってもよい。さらに、モータ制御装置は位相調整回路１８Ａ〜１８Ｃを除く構成が図１と異なる構成であってもよい。

そして、本発明は、種々の用途のブラシレスＤＣモータの駆動制御に適用することができる。

本発明の第１の実施形態のモータ制御装置のブロック図である。 図１の位相調整回路の結線図である。 図２の位相調整回路の位相角信号の特性の説明図である。 本発明の第２の実施形態の位相調整回路の結線図である。 図４の位相調整回路の位相角信号の特性の説明図である。 本発明の第３の実施形態の位相調整回路の結線図である。 図６の位相調整回路の位相角信号の特性の説明図である。 本発明の第４の実施形態の位相調整回路の結線図である。 図８の位相調整回路の位相角信号の特性の説明図である。 従来のモータ制御装置のブロック図である。 図８の位相調整回路の結線図である。

符号の説明

１ ブラシレスＤＣモータ
２ モータ駆動部
６ ＰＷＭ制御回路
１０ 進角設定回路
１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ 位相調整回路
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｒｔｈ サーミスタ

Claims (6)

1. 速度指令電圧に基づく速度制御と位相角信号に基づく通電の位相角制御とによりブラシレスＤＣモータを進み位相で通電駆動するモータ制御装置において、
   抵抗とダイオードの組み合せ回路からなり、前記速度指令電圧を前記ブラシレスＤＣモータの速度に応じた最適位相角制御特性に沿う折れ線近似の電圧に加工して前記位相角信号を形成する位相調整回路を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記速度指令電圧と基準の三角波発振回路の三角波電圧との電圧比較により速度制御のＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ制御回路と、
   前記ＰＷＭ信号を前記位相角信号の進み位相に調整する進角設定回路と、
   前記位相角信号の進み位相に調整された前記ＰＷＭ信号により動作制御されて前記ブラシレスＤＣモータを前記位相角信号の進み位相で通電駆動するインバータ回路構成のモータ駆動部とを更に備えたことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は２に記載のモータ制御装置において、
   前記位相調整回路の一部の抵抗が前記ブラシレスＤＣモータの温度により抵抗値が変化するサーミスタで形成されていることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれかに記載のモータ制御装置において、
   前記ブラシレスＤＣモータに内蔵されていることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置において、
   前記ブラシレスＤＣモータがエアーコンディショナのファンモータであることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置において、
   前記ブラシレスＤＣモータが低回転高トルク型モータであることを特徴とするモータ制御装置。

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