CN103368439B - 变换器控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种变换器控制装置和变换器控制方法，该变换器控制装置以固定导通宽度驱动单侧的开关电路，根据输出状态将另一个开关电路切换为脉冲宽度调制方式、或相位控制方式、或基于相位控制方式的驱动信号宽度控制方式，由此抑制开关元件的发热的同时实现小输出时的高精度控制。

Description

变换器控制装置
本申请是申请号为201080003302.4、申请日为2010年05月24日、发明名称为“变换器控制装置和变换器控制方法”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及变换器控制装置和变换器控制方法，特别涉及在发生电弧从而对加工对象物进行加工的焊接机中使用的焊接输出控制用的变换器电路的控制装置和控制方法。
背景技术
一般，在焊接机等的电极与加工对象物(以下称为母材)之间发生电弧从而使母材熔化并进行加工的装置中，具备电力控制电路，该电力控制电路用于控制电极与母材之间流过的输出电流、电极与母材之间施加的输出电压。
近年来，为了应对设备的高性能化和小型化，该电力控制电路一般由使用高速开关元件和电力变换用变压器的变换器电路构成，并且作为变换器控制焊接机已得到普及。
该变换器控制焊接机一般具备全桥结构的变换器电路。并且，变换器控制焊接机通常以几kHz以上、100kHz以下的变换器频率驱动构成桥电路的开关元件即IGBT或MOSFET等的功率半导体元件。与此同时，变换器控制焊接机比较输出电流和输出电流设定值、或者比较输出电压和输出电压设定值，控制电力变换用变压器的通电时间，由此得到作为焊接输出而希望的电流特性和电压特性的输出。
此外，现有的变换器控制焊接机作为全桥结构的变换器控制方法，采用控制开关元件的导通时间的脉冲宽度调制方式(以下，称作“PWM方 式”)、或采用控制开关元件的导通定时的相位控制方式(相位偏移方式)(例如参照专利文献1)。
此外，也可考虑如下这种方式的控制：融合了PWM方式和相位控制方式的特征，以固定导通宽度控制一侧的桥电路，对另一个桥电路进行脉冲宽度调制(以下，称为“单侧桥固定导通宽度PWM控制方式”)。
以下，对PWM方式、相位控制方式、单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的三种方式的焊接机进行说明。
首先，利用图11对上述PWM方式的焊接机进行说明。
图11表示现有的具备基于PWM方式的变换器控制电路的电弧焊接机的主要部分的概略结构。
在图11中，第1整流部5对三相或单相交流输入进行整流，第1开关元件1以及第2开关元件4将第1整流部5的输出变换为交流。第2整流部7对电力变换用的变压器6的输出进行整流，输出电流检测器8检测输出电流。电流检测部9将输出电流检测器8的信号变换为反馈信号，输出设定部12用于预先设定作为焊接机的输出的焊接电流和焊接电压的规定期间的平均值和有效值。误差放大部11求出电流检测部9的输出信号和输出设定部12的设定信号的误差并进行放大，变换器驱动基本脉冲生成部13生成变换器控制的基本的驱动波形。脉冲宽度调制部(以下，称为“PWM部”)14根据误差放大部11的误差放大信号，输出控制开关元件1以及开关元件4的导通宽度的控制信号。驱动电路21、22、23、24根据来自脉冲宽度调制部14的输出信号变换出用于驱动开关元件1和4的驱动信号并进行输出。在此，点划线包围的变换器控制部29具备变换器驱动基本脉冲生成部13和脉冲宽度调制部14。
一般在TIG焊接机等的非消耗电极式电弧焊接机的输出控制中，进行使输出电流与电流设定值一致的电流控制。此外，在MAG焊接机等的消耗电极式电弧焊接机的输出控制中，进行使输出电压与电压设定值一致的电压控制。但是，由于上述电弧焊接机的输出控制中采用的变换器的工作原理相同，因此以下作为变换器的动作的例子，对控制在恒定电流值的电流控制的动作进行说明。
由第1整流部5整流之后的三相或单相交流输入，通过由开关元件1、 2、3、4构成的全桥变换器电路变换至高频的电流，输入至变压器6的初级侧。在此，由开关元件1以及开关元件2构成第1开关电路25，由开关元件3以及开关元件4构成第2开关电路26。变压器6的次级侧输出由第2整流部7进行整流，通过输出端子38和输出端子39提供给作为电弧负载部的未图示的电极和母材。
焊接机的输出电流由输出电流检测器8进行检测，与输出电流成比例的检测信号从输出电流检测器8经由电流检测部9输入至误差放大部11。在误差放大部11中，对来自输出设定部12的输出设定值和来自电流检测部9的电流信号进行比较，输出两者的误差放大信号。该误差放大信号在脉冲宽度调制部14中，将变换器驱动基本脉冲生成部13所生成的变换器驱动用的基本脉冲波形作为基准，变换为与误差放大信号的大小相应的宽度的驱动脉冲。
该驱动脉冲每隔一个脉冲分离成2系统，成为变换器驱动用的2系统的驱动信号，1个系统作为同时驱动开关元件1和开关元件4的信号输入至驱动电路21和驱动电路24。另外的1个系统作为同时驱动开关元件2和开关元件3的驱动信号输入至驱动电路22和驱动电路23。
这些驱动信号在驱动电路21至驱动电路24的各个电路中变换为适合驱动开关元件1至开关元件4的元件的信号，并输入至开关元件1至开关元件4。
通过使开关元件1和开关元件4、以及开关元件2和开关元件3交替同时导通，从而第1整流部5的输出被变换为交流电流。该交流电流输入至变压器6的初级绕组，变换为适合于焊接的输出，由变压器6的次级绕组进行输出。变压器6的次级绕组的输出由第2整流部7变换为直流，作为焊接输出从焊接机输出。
此外，误差放大部11例如具有100倍～1000倍这样大的放大率。由此，即便输出的负载状态变化进而输出电压变化，输出电流也能维持与输出电流设定值相应的恒电流特性。
此外，对于PWM方式的焊接机的动作例，在后面利用图14进行叙述。 
接下来，利用图12对上述的相位控制方式的焊接机进行说明。
图12表示现有的具备基于相位控制方式的变换器控制电路的电弧焊接机的主要部分的概略结构。此外，在以下的附图中，有时由于对于相同结构要素附于相同符号，因此有时省略其说明。
在图12中，相位控制部15根据误差放大部11的误差放大信号，输出控制开关元件1至开关元件4的元件的导通的控制信号。
由第1整流部5整流之后的三相或单相交流输入，通过由开关元件1至开关元件4的元件构成的全桥变换器电路变换为高频的交流，经由电容器10输入至变压器6的初级侧。变压器6的次级侧输出由第2整流部7进行整流，通过输出端子38和输出端子39提供给作为电弧负载部的未图示的电极和母材。
焊接机的输出电流由输出电流检测器8进行检测，与输出电流成比例的检测信号从输出电流检测器8经由电流检测部9输入至误差放大部11。在误差放大部11中，对来自输出设定部12的输出设定值和来自电流检测部9的电流信号进行比较，输出两者的误差放大信号。该误差放大信号在相位控制部15中，相对于由变换器驱动基本脉冲生成部13生成的变换器驱动用的基本脉冲波形，变换为具有与误差放大信号的电平(信号的大小)相应的相位差的驱动脉冲并输出。
此外，在变换器驱动基本脉冲生成部13中，输出变换器驱动基本脉冲，该变换器驱动基本脉冲用于交替地以固定导通宽度驱动构成第1开关电路25的第1开关元件1以及第2开关元件2。在此，第1开关电路控制部27具有变换器驱动基本脉冲生成部13，控制第1驱动电路21和第2驱动电路22。此外，第2开关电路控制部28具有相位控制部15，控制第3驱动电路23和第4驱动电路24。该变换器驱动基本脉冲由驱动电路21和驱动电路22变换为适合驱动开关元件1和开关元件2的信号，输入至开关元件1和开关元件2。
此外，由相位控制部15生成的相位控制信号，相对于第1开关电路的动作，输出以与误差放大信号相应的相位差交替驱动构成第2开关元件26的第3开关元件3和第4开关元件4的驱动脉冲。这些的驱动信号(驱动脉冲)由驱动电路23和驱动电路24变换为适合驱动开关元件3和开关元件4的信号，输入至开关元件3和开关元件4。
并且，在开关元件1的导通期间与开关元件4的导通期间重叠的期间，在变压器6中从第1开关元件1向第4开关元件4的方向流过初级电流。此外，在第2开关元件2的导通期间与第3开关元件3的导通期间重叠的期间，在变压器6中从第3开关元件3向第2开关元件2的方向流过初级电流。这样，第1整流部5的输出被变换为交流电流，从变压器6的次级绕组变换为适合于焊接的输出并进行输出。变压器6的次级绕组的输出由第2整流部7变换为直流，作为焊接输出由焊接机输出。
此外，由于误差放大部11具有100倍～1000这样大的放大率，由此，即便输出的负载状态变化进而输出电压变化，输出电流也能维持与输出电流设定值相应的恒电流特性。
此外，对于相位控制方式的焊接机的动作例，在后面利用图5进行叙述。
接下来，利用图13对上述的单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的焊接机进行说明。
图13表示上述现有的具备基于单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的变换器控制电路的电弧焊接机的主要部分的概略结构。
图13表示将图12中的相位控制部15置换为PWM部14的结构，以下对其动作进行说明。
在变换器驱动基本脉冲生成部13中，输出变换器驱动基本脉冲，该变换器驱动基本脉冲用于交替地以固定导通宽度驱动构成第1开关电路25的第1开关元件1和第2开关元件2。该变换器驱动基本脉冲，由驱动电路21和驱动电路22变换为适合驱动第1开关元件1和第2开关元件2的信号，并输入至第1开关元件1和第2开关元件2。
从误差放大部11输入的误差放大信号，通过PWM部14以变换器驱动基本脉冲生成部13所生成的变换器驱动用的基本脉冲波形为基准，变换为与误差放大信号的电平(大小)相应的宽度的驱动脉冲。该驱动脉冲每隔一个脉冲交替地作为驱动第3开关元件3和第4开关元件4的信号，输入至驱动电路23和驱动电路24。
并且，在第1开关元件1的导通期间与第4开关元件4的导通期间重叠的期间，在变压器6中从第1开关元件1向第4开关元件4的方向流过 初级电流。此外，在第2开关元件2的导通期间与第3开关元件3的导通期间重叠的期间，在变压器6中从第3开关元件3向第2开关元件2的方向流过初级电流。这样，第1整流部5的输出被变换为交流电流，从变压器6的次级绕组变换为适合于焊接的输出并进行输出。变压器6的次级绕组的输出由第2整流部7变换为直流，作为焊接输出由焊接机输出。
此外，对于单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的焊接机的动作例，利用图16A～C在后面进行叙述。
接下来，利用图14A～C至图16A～C对进行上述三种方式的控制的焊接机的动作进行说明。
图14A～C至图16A～C是表示具备现有的变换器控制电路的电弧焊接机中的变换器动作的示意图。图14A～C表示PWM方式时的动作，图15A～C表示相位控制方式时的动作，图16A～C表示单侧桥固定导通宽度PWM控制方式时的动作。
图14A、图15A以及图16A分别表示小输出时也就是变换器导通期间较短时的动作状态。图14B、图15B以及图16B分别表示中输出时也就是变换器导通期间为中区域的动作状态。图14C、图15C以及图16C分别表示大输出时也就是变换器导通期间较大时的动作状态。在图14A至图16C的各图中，分别示意地表示第1开关元件1至第4开关元件4的导通状态、变换器电路的导通期间、变压器6的初级电流波形。
此外，在图14A～C至图16A～C中，第1开关元件1至第4开关元件4的动作波形中附于箭头的部分，表示输出控制时的波形变化的情况。对波形的边沿部(下降部)附于的箭头，表示边沿部向前后动作、波形伸缩从而导通期间发生变化的情况。波形的上部附于的箭头，表示波形不伸缩、导通期间不变化，波形整体在时间轴上前后动作的情况。由此表示的是，波形的相位发生变化，从而像变换器导通期间所示那样控制输出。此外，变压器初级电流波形中带有横纹的部分表示再生电流。
首先，利用图14A～C对PWM方式的焊接机的动作例进行说明。图14A表示小输出时的动作例，表示在最小输出时，通过驱动电路的后述的延迟动作等，开关元件不导通、未流过变压器电流的情况。此外，图14B表示中输出时的动作的例子，图14C表示大输出时的动作的例子。第1开 关电路25、第2开关电路26都以PWM方式进行动作。
在此，利用图10A、B，对最小输出时由于驱动电路的延迟动作等进而开关元件不导通、未流过变压器电流，在最小导通宽度附近变压器电流变得不稳定的情况进行说明。
图10A、B是表示开关元件和驱动电路的各部的波形的示意图，表示图11所示的4个开关元件和4个驱动电路之中、开关元件3和驱动电路23的组合的情况。图10A表示使用脉冲变压器31的驱动电路23的概略结构，图10B表示图10A所示的点A至点C的各部中的电流波形。
图10A所示的驱动电路23包括：第3开关元件3、变换器控制部29、脉冲变压器动作用晶体管30、脉冲变压器31、栅极电阻32、第3开关元件3的栅极内部的电容33、脉冲变压器动作用晶体管30以及栅极电阻32。
根据图10A，从变换器控制部29输出的驱动信号由构成上述驱动电路23的晶体管30和脉冲变压器31进行延迟。与此同时，由栅极电阻32和第3开关元件3的栅极内部的电容33使其变形。也就是说，如图10B所示，A点的波形在表示第3开关元件3的动作的C点，为导通时间延迟且缩短的状态。为此，当导通时间处于最小导通宽度附近时，会出现导通、也就是变压器电流的流动变得不稳定，有时不流过变压器电流。
接下来，利用图15A～C对相位控制方式的焊接机的动作例进行说明。图15A～C表示具备现有的基于相位控制方式的变换器控制电路的电弧焊接机的动作例。在图15A、图15B、图15C的整个区域中，图12所示的第1开关电路25以规定的导通宽度进行动作，第2开关电路26被相对于第1开关电路25相位控制地进行动作。此时，在第2开关电路26处于非导通时不流过变压器电流，也就是说，由于第2开关电路26断开变压器电流，第1开关电路25未断开电流，因此由开关产生的发热被抑制。
其中，由于在变压器电流波形中横纹线表示的波形的面积较大，因此再生电流较大，从而开关元件的再生用二极管的发热增加。
在此，利用图8A、B对相位控制方式中的再生电流进行说明。
图8A、B是表示现有的基于相位控制方式的焊接机的变换器动作状态的变化的图。图8A表示1周期的波形整体，图8B表示图8A中的T1至T5所示部分的开关元件导通状态和电路电流。
在图8A中，由实线椭圆包围的部分L1表示发生开关损耗，由虚线椭圆包围的部分L2表示未发生开关损耗。根据图8A，由于Q1所示的第1开关元件1没有断开变压器电流，因此未发生以往的关断损耗。但是，如图8的T3所示，Q1所示的第1开关元件1和Q3所示的第3开关元件3处于长时间导通状态。由此，长时间流过再生电流，为了切断该再生电流，发生再生关断损耗。
接下来，利用图16A～C对单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的焊接机的动作例进行说明。
图16A～C表示具备现有的基于单侧桥固定导通宽度的脉冲调制方式的变换器控制部29的电弧焊接机的动作例。图16A表示小输出时的动作，表示在最小输出时由于驱动电路的延迟动作，从而第3开关元件以及第4开关元件不导通未流过变压器电流的情况。图16B表示中输出时的动作，图16C表示大输出时的动作。图13所示的第2开关电路26，相对于第1开关电路25以PWM方式进行动作。此时，可知由于第2开关电路26切断变压器电流，第1开关电路25不切断电流，因此由开关引起的发热被抑制。
在此，对单侧固定导通宽度PWM方式中的缓冲电路的电容器的充电电流的路径进行说明。
图9A、B示意地表示变压器电流为最小电流附近时的开关元件用缓冲电容器充电电流路径。图9A表示相位控制方式的动作。图9B表示单侧固定导通宽度PWM方式的动作。
在图9A中，基于相位控制方式的最小电流附近的动作中，第1开关元件1和第3开关元件3为导通状态。为此，向第2缓冲电容器36的充电电流从第1整流部5经第1开关元件1流入第2缓冲电容器36。此外，向第4缓冲电容器37的充电电流从第1整流部5经第3开关元件3流入第4缓冲电容器37。为此，变压器6的两端的电压大致相等，变压器6中不会流过充电电流。此外，夹着变压器6并联地连接第2缓冲电阻34和第4缓冲电阻35。
另一方面，在图9B中，在基于单侧固定导通宽度PWM方式的最小电流附近的动作中，仅第1开关元件1处于导通状态。因此，向第2缓冲 电容器36的充电电流、向第4缓冲电容器37的充电电流，都流经第1开关元件1。为此，变压器6中流过充电电流，这样当变压器6中流过电流时，在变压器6的次级侧会发生意想之外的输出。
但是，在现有的PWM方式的变换器控制焊接机、基于单侧桥固定导通宽度脉冲宽度调制方式的变换器控制焊接机中，进行上述这种的脉冲宽度调制。然而，当以1μs左右的微小脉冲宽度控制变换器导通宽度的情况下，将会产生变换器控制器29和开关元件之间的驱动路径上的延迟时间、特别是驱动电路中的延迟时间和开关元件的动作延迟时间。由此，存在实际上无法对开关元件进行驱动，无法在小输出时进行高精度控制的问题。
在此，在图10A、B中，从变换器控制部29输出的驱动波形信号，经由图10A所示的A点、B点驱动开关元件3。但是，此时由于驱动电路23的电路部件的延迟动作和第3开关元件3的栅极输入电容33，各部的波形会像图10B所示那样发生变形。如图10所示，相对于A点的波形，C点的第3开关元件3的导通波形不仅发生延迟而且导通宽度也缩短。并且，如图10C所示，当来自变换器控制部29的驱动信号宽度变窄时，开关元件3不导通。
这是在表示进行PWM控制的焊接机的动作例的图14A中，在最小输出时开关元件未导通的状态。特别是TIG焊接机这种的需要以几安培来稳定控制输出电流的情况下，上述情况将成为问题。
该现象还具有如下问题：在最小的驱动宽度附近，开关元件的栅极驱动电力不足，从而开关元件无法被充分驱动，由于元件的发热和变压器电流的不稳定将会引起变压器饱和。
此外，如图9B所示，在基于单侧桥固定导通宽度脉冲宽度调制方式的最小电流附近的动作中，由于向缓冲电容器的充电电流，变压器6中流过初级电流，在变压器的次级侧产生意想外的输出。因此，在缓冲电容器的电容较大的情况下，存在难以进行低输出时的控制，从而焊接机的输出电流或输出电压无法下降至最低输出的问题。
此外，在现有的相位控制方式的变换器控制焊接机中，由于不需要使开关元件的驱动脉冲宽度伸缩，因此具有不会受到驱动路径上的延迟时间 的影响，从而在小输出时也能够高精度控制的特性。
但是，构成第1开关电路25的开关元件和构成第2开关元件26的开关元件同时导通的时间比较长。为此，存在再生电流较大从而内置于开关元件中的再生用二极管的发热和晶体管部的开关损耗变大的问题。
如上述，存在如下问题：在相位控制方式中，再生电流较大难以抑制设备的发热，另一方面，在PWM控制方式中，难以高精度进行微小电流的控制。
[专利文献1]JP特开2004-322189号公报
发明内容
本发明是为解决上述问题提出的，目的在于提供一种变换器控制装置，与变换器控制装置的误差放大信号等的信号的大小无关，能够抑制产生再生电流从而抑制发热，并且能够高精度地控制输出电流。
本发明的变换器控制装置具备：第1整流部，对交流输入进行整流；第1开关元件和第2开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第1开关电路；第3开关元件和第4开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第2开关电路；电力变换用变压器，初级绕组的一端连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接部，所述初级绕组的另一端连接于所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接部；第2整流部，对所述电力变换用变压器的输出进行整流；输出检测部，检测来自所述第2整流部的输出电流或输出电压；输出设定部，用于预先设定输出电流或输出电压；误差放大部，求得来自所述输出检测部的信号与来自所述输出设定部的信号之间的误差并进行输出；和变换器控制部，根据来自所述误差放大部的信号，输出控制所述第1开关电路和所述第2开关电路的动作的信号，所述变换器控制部具有：第1开关电路控制部，输出用于使构成所述第1开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件交替导通的驱动信号；和第2开关电路控制部，输出用于使构成所述第2开关电路的所述第3开关元件和所述第4开关元件交替导通的驱动信号，所述第2开关电路控制部具有：脉冲宽度调制部，根据来自所述误差放大部的信号，生成并输出使所述第3开关元件和所述第4开关元件导通的时 间即导通宽度；相位控制部，根据来自所述误差放大部的信号，生成并输出作为相对于所述第1开关元件和所述第2开关元件的导通时间的相位差的使所述第3开关元件和所述第4开关元件导通的导通时间；和信号切换部，将来自所述脉冲宽度调制部的信号和来自所述相位控制部的信号作为输入，根据来自所述误差放大部的信号，输出来自所述脉冲宽度调制部的信号或者来自所述相位控制部的信号。
通过该结构，在变换器控制装置中，能够进行PWM控制方式和相位控制方式的2个控制。因此，在误差放大信号大于预先规定的阈值的情况下，以PWM控制方式进行控制由此抑制再生电流从而抑制开关元件的发热。此外，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，以相位控制方式进行控制由此能够高精度地控制输出电流。
此外，本发明的变换器控制装置具备：第1整流部，对交流输入进行整流；第1开关元件和第2开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第1开关电路；第3开关元件和第4开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第2开关电路；电力变换用变压器，初级绕组的一端连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接部，所述初级绕组的另一端连接于所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接部；第2整流部，对所述电力变换用变压器的输出进行整流；输出检测部，检测来自所述第2整流部的输出电流或输出电压；输出设定部，用于预先设定输出电流或输出电压；误差放大部，求得来自所述输出检测部的信号与来自所述输出设定部的信号之间的误差并进行输出；和变换器控制部，根据来自所述误差放大部的信号，输出控制所述第1开关电路和所述第2开关电路的动作的信号，所述变换器控制部具有：第1开关电路控制部，输出用于使构成所述第1开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件交替导通的驱动信号；和第2开关电路控制部，输出用于使构成所述第2开关电路的所述第3开关元件和所述第4开关元件交替导通的驱动信号，所述第2开关电路控制部具有：脉冲宽度调制部，根据来自所述误差放大部的信号，生成并输出使所述第3开关元件和所述第4开关元件导通的时间即导通宽度；相位控制部，根据所述误差放大信号，相对于来自所述第1开关电路控制部的驱动信号，生成具有相位差的驱动信号；驱动 脉冲宽度变更部，根据所述误差放大信号，变更来自所述相位控制部的驱动脉冲宽度；信号切换部，将来自所述脉冲宽度调制部的信号、来自所述相位控制部的信号以及来自所述驱动脉冲宽度变更部的信号作为输入，根据来自所述误差放大部的信号，输出来自所述脉冲宽度调制部的信号、来自所述相位控制部的信号以及来自所述驱动脉冲宽度变更部的信号之中的任意一个。
通过该结构，在变换器控制装置中，能够进行PWM控制方式和相位控制方式的2个控制。因此，在误差放大信号大于预先规定的阈值的情况下，以PWM控制方式进行控制由此抑制再生电流从而抑制开关元件的发热。此外，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，以相位控制方式进行控制由此能够高精度地控制输出电流。
此外，本发明的变换器控制装置具备：第1整流部，对交流输入进行整流；第1开关元件和第2开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第1开关电路；第3开关元件和第4开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第2开关电路；电力变换用变压器，初级绕组的一端连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接部，所述初级绕组的另一端连接于所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接部；第2整流部，对所述电力变换用变压器的输出进行整流；输出检测部，检测来自所述第2整流部的输出电流或输出电压；输出设定部，用于预先设定输出电流或输出电压；误差放大部，求得来自所述输出检测部的信号与来自所述输出设定部的信号之间的误差并进行输出；和变换器控制部，根据来自所述误差放大部的信号，输出控制所述第1开关电路和所述第2开关电路的动作的信号，所述变换器控制部具有：第1开关电路控制部，输出用于使构成所述第1开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件交替导通的驱动信号；和第2开关电路控制部，输出用于使构成所述第2开关电路的所述第3开关元件和所述第4开关元件交替导通的驱动信号，所述第2开关电路控制部具有：脉冲宽度调制部，根据来自所述误差放大部的信号，生成并输出使所述第3开关元件和所述第4开关元件导通的时间即导通宽度；追加驱动脉冲生成部，输出在所述脉冲宽度调制部所输出的驱动信号的前部附加的驱动信号；和合成部，对所述脉冲宽度调 制部的输出和所述追加驱动脉冲生成部的输出进行合成。
通过该结构，在变换器控制装置中，能够进行PWM控制方式和相位控制方式的2个控制。因此，在误差放大信号大于预先规定的阈值的情况下，以PWM控制方式进行控制由此抑制再生电流从而抑制开关元件的发热。此外，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，以相位控制方式进行控制由此能够高精度地控制输出电流。
此外，本发明的变换器控制方法是变换器控制装置的变换器控制方法，该变换器控制装置具备：第1整流部，对交流输入进行整流；第1开关元件和第2开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第1开关电路；第3开关元件和第4开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第2开关电路；电力变换用变压器，初级绕组的一端连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接部，所述初级绕组的另一端连接于所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接部；第2整流部，对所述电力变换用变压器的输出进行整流；输出检测部，检测来自所述第2整流部的输出电流或输出电压；输出设定部，用于预先设定输出电流或输出电压；误差放大部，求得来自所述输出检测部的信号与来自所述输出设定部的信号之间的误差并进行输出；和变换器控制部，根据来自所述误差放大部的信号，输出控制所述第1开关电路和所述第2开关电路的动作的信号，其中，所述变换器控制方法包括：脉冲宽度变更控制步骤，根据来自所述误差放大部的信号，改变使所述第3开关元件和所述第4开关元件导通的时间；和相位控制步骤，根据来自所述误差放大部的信号，相对于所述第1开关元件和所述第2开关元件的导通时间，以具有相位差的方式改变所述第3开关元件和所述第4开关元件的导通时间，在所述误差放大信号的大小是预先规定的第1范围内的大小的情况下，进行脉冲宽度控制步骤，在所述误差放大信号的大小是比所述第1范围小的预先规定的第2范围内的大小的情况下，至少进行相位控制步骤。
通过该结构，在变换器控制装置中，能够进行PWM控制方式和相位控制方式的2个控制。因此，在误差放大信号大于预先规定的阈值的情况下，以PWM控制方式进行控制由此抑制再生电流从而抑制开关元件的发热。此外，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，以相位控制 方式进行控制由此能够高精度地控制输出电流。
如上述，根据本申请发明，可以进行PWM控制方式和相位控制方式的2个控制，在误差放大信号大于预先规定的阈值的情况下，以PWM控制方式进行控制由此抑制再生电流从而抑制开关元件的发热，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，以相位控制方式进行控制由此能够高精度地控制输出电流。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1中的电弧焊接机的变换器控制装置的主要部分的概略结构的图。
图2A是表示本发明的实施方式1中的电弧焊接机的变换器控制装置的构成部件的动作的示意图。
图2B是表示本发明的实施方式1中的电弧焊接机的变换器控制装置的构成部件的动作的示意图。
图2C是表示本发明的实施方式1中的电弧焊接机的变换器控制装置的构成部件的动作的示意图。
图3是表示本发明的实施方式2中的电弧焊接机的变换器控制装置的主要部分的概略结构的图。
图4A是表示本发明的实施方式2中的电弧焊接机的变换器控制装置的动作的示意图。
图4B是表示本发明的实施方式2中的电弧焊接机的变换器控制装置的构成部件的动作的示意图。
图4C是表示本发明的实施方式2中的电弧焊接机的变换器控制装置的构成部件的动作的示意图。
图5是表示本发明的实施方式3中的电弧焊接机的变换器控制装置的主要部分的概略结构的图。
图6A是表示本发明的实施方式3中的电弧焊接机的变换器控制装置的构成部件的动作的示意图。
图6B是表示本发明的实施方式3中的电弧焊接机的变换器控制装置的构成部件的动作的示意图。
图6C是表示本发明的实施方式3中的电弧焊接机的变换器控制装置的构成部件的动作的示意图。
图7A是本发明的实施方式3中的变换器控制装置的变换器动作的说明图。
图7B是本发明的实施方式3中的变换器控制装置的变换器动作的说明图。
图8A是相位控制方式的变换器动作的说明图。
图8B是相位控制方式的变换器动作的说明图。
图9A是表示缓冲充电路径的图。
图9B是表示缓冲充电路径的图。
图10A是表示驱动电路的概略结构的图。
图10B是表示驱动电路的各部的波形的图。
图11是表示现有的脉冲宽度调制方式的焊接机的主要部分的概略结构的图。
图12是表示现有的相位控制方式的焊接机的主要部分的概略结构的图。
图13是表示现有的单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的焊接机的主要部分的概略结构的图。
图14A是表示现有的脉冲宽度调制方式的焊接机的变换器的动作的意识图。
图14B是表示现有的脉冲宽度调制方式的焊接机的变换器的动作的意识图。
图14C是表示现有的脉冲宽度调制方式的焊接机的变换器的动作的意识图。
图15A是表示现有的相位控制方式的焊接机的变换器的动作的示意图。
图15B是表示现有的相位控制方式的焊接机的变换器的动作的示意图。
图15C是表示现有的相位控制方式的焊接机的变换器的动作的示意图。
图16A是表示单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的焊接机的变换器的动作的示意图。
图16B是表示单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的焊接机的变换器的动作的示意图。
图16C是表示单侧桥固定导通宽度PWM控制方式的焊接机的变换器的动作的示意图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的一个实施方式进行说明。在以下的附图中，有时由于对于相同的结构要素附于相同的符号，因此省略其说明。此外，本实施方式并不限定本发明。
(实施方式1)
利用图1和图2A～C对使用本实施方式1的变换器控制装置的电弧焊接机进行说明。图1表示本实施方式1中的电弧焊接机的主要部分的概略结构。图2A～C是表示本实施方式1的电弧焊接机的结构部件的动作的示意图。图2A～C是用于说明电弧焊接机的动作的图，分别表示焊接输出为小输出的情况下(图2A)、中输出的情况下(图2B)以及大输出的情况下(图2C)的开关元件的动作、变换器导通期间以及变压器初级电流波形。
此外，焊接输出中的小输出、中输出以及大输出的区别例如基于来自后述的误差放大部11的误差放大信号的大小进行。也就是说，将误差放大信号为预先规定的第1阈值以下的情况设为小输出，将误差放大信号大于预先规定的第1阈值且在预先规定的第2阈值以下的情况设为中输出，将误差放大信号大于预先规定的第2阈值的情况设为大输出。
另外，第1阈值和第2阈值例如能够根据实际进行焊接的结果等来确定。
如图1所示，电弧焊接机的变换器控制装置具备：第1整流部5、第1开关元件1以及第2开关元件2、第3开关元件3以及第4开关元件4、电力变换用的变压器6、第2整流部7、电压检测部20等的输出检测部、输出设定部12、误差放大部11、变换器控制部29。在此，第1整流部5 对交流输入进行整流。第1开关元件1和第2开关元件2，介于第1整流部5的输出之间，其构成第1开关电路25并串联连接。第3开关元件3和第4开关元件4介于第1整流部5的输出之间，其构成第2开关电路26并串联连接。电力变换用的变压器6中，其初级绕组的一端连接于第1开关元件1和第2开关元件2的连接部，初级绕组的另一端连接于第3开关元件3和第4开关元件4的连接部。在变压器6的初级绕组串联插入电容器10。第2整流部7对变压器6的输出进行整流。输出检测部包括电压检测部20和电流检测部9。电压检测部20检测来自第2整流部7的输出电压。电流检测器8检测来自第2整流部7的输出电流。电流检测部9将电流检测器8的信号变换为反馈信号。误差放大部11求出来自用于设定焊接输出电流的输出设定部12以及电流检测部9的输出电流检测信号和来自输出电流设定部12的输出设定信号的误差并进行放大。变换器控制部29，根据来自误差放大部11的误差放大信号控制第1开关电路25和第2开关电路26的动作。
另外，变换器控制部29具有第1开关电路控制部27和第2开关电路控制部28。在此，第1开关电路控制部27产生用于使第1开关元件1和第2开关元件2交替导通的驱动信号。第2开关电路控制部28产生用于使第3开关元件3和第4开关元件4交替导通的驱动信号。
第1开关电路控制部27具备变换器驱动基本脉冲生成部13，该变换器驱动基本脉冲生成部13以恒定导通宽度驱动第1开关元件1和第2开关元件2。变换器驱动基本脉冲生成部13指示预先规定的导通时间，例如将从整个半周期的时间中除去开关元件的空载时间(dead time)之后的时间指示为导通时间。
第2开关电路控制部28包括脉冲宽度调制部14、相位控制部15、信号切换部19。在此，脉冲宽度调制部14，生成并输出与从第1开关电路控制部27的变换器驱动基本脉冲生成部13输入的驱动信号和从误差放大部11输入的误差放大信号相应的导通宽度。相位控制部15生成与从第1开关电路控制部27的变换器驱动基本脉冲生成部13输入的驱动信号和从误差放大部11输入的误差放大信号相应的相位差的驱动信号。信号切换部19切换脉冲宽度调制部14的输出信号和相位控制部15的输出信号， 并输出至第3驱动电路23和第4驱动电路24。
另外，第1驱动电路21用于控制第1开关元件1的驱动，第2驱动电路22用于控制第2开关元件2的驱动。第3驱动电路23用于控制第3开关元件3的驱动，第4驱动电路24用于控制第4开关元件4的驱动。
通过该结构，如后述那样在变换器控制装置中能够进行PWM控制方式和相位控制方式的2种控制。因此，在误差放大信号大于预先规定的阈值的情况下，以PWM控制方式进行控制由此能够抑制再生电流从而抑制开关元件的发热。此外，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，以相位控制方式进行控制由此能够高精度地控制输出电流。
此外，图2A～C表示本实施方式中的变换器的动作状态。在图2A～C中，图2A表示小输出时也就是变换器导通时间较短的情况下的动作状态。图2B表示中输出时也就是变换器导通时间为中区域时的动作状态，图2C表示大输出时也就是变换器导通时间较大的情况下的动作状态。并且，图2A、图2B、图2C示意地表示在各个输出时，第1开关元件1至第4开关元件4的导通状态、变换器电路的导通期间、变压器6的初级电流波形。
此外，在图2A至图2C中，对第1开关元件1至第4开关元件4的动作波形附于箭头的部分表示输出控制时的波形变化情况。此外，对波形的边沿部(下降部分，附于黑点的部分)附于的箭头表示：边沿部向前后移动进行动作，由此动作波形伸缩从而如变换器导通期间所示那样控制输出的情况。此外，对波形的上部附于的箭头是表示：动作波形不伸缩，动作波形整体向前后移动进行动作的情况。由此，动作波形的相位变化，从而如变换器导通期间所示那样在导通期间控制输出。此外，在变压器初级电流波形中，横纹线部分像背景技术中说明那样表示再生电流。
对于上述那样构成的电弧焊接机，说明其动作。在图1中，由第1整流部5整流之后的三相或单相交流输入，通过由第1开关元件1至第4开关元件4构成的全桥变换器电路变换为高频的交流，输入至变压器6的初级侧。变压器6的次级侧输出，由第2整流部7进行整流，通过电弧焊接机的输出端子38和输出端子39提供给作为电弧负载部的未图示的电极和母材。
电弧焊接机的输出电流由电流检测器8进行检测，与输出电流成比例 的反馈信号从电流检测器8经由电流检测部9输入至误差放大部11。在误差放大部11中，对来自输出设定部12的输出电流设定值和来自电流检测部9的反馈信号进行比较，输出两者的误差放大信号。此外，该误差放大信号输入至脉冲宽度调制部14、相位控制部15、信号切换部19。
在变换器驱动基本脉冲生成部13中，输出变换器驱动基本脉冲，该变换器驱动基本脉冲用于交替地以固定导通宽度驱动构成第1开关电路25的第1开关元件1和第2开关元件2。此外，该变换器驱动基本脉冲例如是第1开关元件1和第2开关元件2为最大导通宽度的这种的脉冲信号。
该变换器驱动基本脉冲在第1驱动电路21和第2驱动电路22中变换为适合驱动第1开关元件1和第2开关元件2的信号，输入至第1开关元件1和第2开关元件2。
在脉冲宽度调制部14中，输入由变换器驱动基本脉冲生成部13所生成的变换器驱动用的基本脉冲波形。以该基本脉冲波形为基准，生成与来自误差放大部11的误差放大信号电平相应的宽度的驱动脉冲。该驱动脉冲按照每隔一个脉冲被分离为第3驱动电路23用和第4驱动电路24用的2个系统，并作为变换器驱动用的2系统的驱动信号输入至信号切换部19。
此外，在相位控制部15中，输入由变换器驱动基本脉冲生成部13所生成的变换器驱动用的基本脉冲波形。针对该基本脉冲波形，生成具有与误差放大信号电平相应的相位差的驱动脉冲。该驱动脉冲按照每隔一个脉冲被分离为第3驱动电路23用和第4驱动电路24用的2个系统，并作为变换器驱动用的2系统的驱动信号输入至信号切换部19。
信号切换部19根据来自误差放大部11的误差放大信号电平，切换也就是选择从脉冲宽度调制部14输入的驱动信号和从相位控制部15输入的驱动信号，并输出至第3驱动电路23和第4驱动电路24。从该信号切换部19输出的驱动信号在第3驱动电路23和第4驱动电路24中变换为适合驱动第3开关元件3和第4开关元件4的信号，并输入至第3开关元件3和第4开关元件4的信号。
在第1开关元件1的导通期间与第4开关元件4的导通期间重叠的期间，在变压器6中从第1开关元件1向第4开关元件4的方向流过初级电流。在第2开关元件2的导通期间与第3开关元件3的导通期间重叠的期 间，在变压器6中从第3开关元件3向第2开关元件2的方向流过初级电流。这样，第1整流部5的输出被变换为交流电流，由变压器6的次级绕组变换为适合于焊接的输出并进行输出。然后，变压器6的次级绕组的输出由第2整流部7变换为直流，作为焊接输出由焊接机输出。
在信号切换部19中设定：在误差放大信号的大小大于预先规定的阈值的情况下，也就是变压器电流导通宽度较大的情况下，输出来自脉冲宽度调制部14的驱动信号；在误差放大信号电平在预先规定的阈值以下的情况下，也就是变压器电流导通宽度较小的情况下，输出来自相位控制部15的驱动信号。
这样一来，构成第2开关电路26的第3开关元件3和第4开关元件4在大输出时以脉冲宽度调制方式进行驱动，在小输出时以相位控制方式进行驱动。因此，在大输出时与相位控制方式相比能够抑制再生电流，在小输出时与PWM方式相比能够高精度地进行小的电流的控制。
此外，进行相位控制方式时的脉冲宽度，例如设定为进行从脉冲宽度调制方式切换为相位控制方式时的脉冲宽度调制方式时的脉冲宽度。
此外，构成第1开关电路25的第1开关元件1和第2开关元件2，能与输出无关地根据来自变换器驱动基本脉冲生成部13的信号，通过第1驱动电路21和第2驱动电路22以固定导通宽度交替动作。
接下来，利用图2A～C对本实施方式1的电弧焊接机的变换器控制装置的动作进行说明。
图2A～C表示电弧焊接机的构成部件的动作的例子、也就是变换器控制装置的电路动作的例子。在表示包含最小导通宽度附近的小输出时的控制动作的图2A和表示中输出时的控制动作的图2B中，是相对于第1开关电路25，第2开关电路26被以相位控制方式控制并动作的例子。图2C表示被以脉冲调制方式控制并动作的例子。
此外，将图2A和图2B的被相位控制的驱动信号的驱动脉冲宽度，设定为从图2C的脉冲宽度调制动作切换至图2B的相位控制动作的时间点的驱动信号宽度。由此，按照控制从脉冲宽度调制动作向相位控制动作连续移动的方式进行设定。
此外，从脉冲宽度调制动作切换至相位控制动作的时间点的驱动信号 宽度，例如在使最大导通宽度为100％时，设定为小于50％的驱动信号宽度。
此外，如图1所示，在变压器6的初级绕组串联地设置电容器10。由此，如图2A、图2B、图2C的变压器初级电流波形的横纹线所示，能够由电容器10减少再生电流。因此，即便以相位控制方式进行控制的情况下，也能够抑制像现有的相位控制方式那样开关元件由于再生电流而发热的情况。此外，在350A输出类型的电弧焊接机中电容器10的容量设定为几μF，这对于抑制再生电流是最为有效的。对此可在实验中得到确认。
此外，通过将第1开关电路25的动作设定在最大导通宽度附近，从而变压器初级电流的切断由第3开关元件3和第4开关元件4来进行。由此，由于第1开关元件1和第2开关元件2不切断电流，因此能够大幅降低第1开关元件1和第2开关元件2的开关损耗，并抑制发热。
如上所述，根据使用本实施方式1的变换器控制装置的电弧焊接机，以固定导通宽度驱动作为一侧开关电路的第1开关电路25，在大输出时以脉冲宽度调制方式驱动作为另一个开关电路的第2开关电路26，在小输出时以相位控制方式进行驱动。再有，由串联连接于变压器6的初级侧的电容器10抑制再生电流。由此，能够实现融合了脉冲宽度调制方式和相位控制方式的长处的变换器控制装置，并且能够实现采用了可大幅抑制开关元件的发热、且能进行小输出时的高精度控制的变换器控制装置的电弧焊接机。
此外，对于脉冲宽度调制方式和相位控制方式的切换，在来自误差放大部11的信号大于预先规定的阈值时设定为脉冲宽度调制方式，在小于时设定为相位控制方式。
此外，在本实施方式1中，对采用输出电流检测器8和输出电流检测部9的电流控制进行了阐述，但是在将输出电流检测器8置换为输出电压检测部20进行电压控制的情况下当然也进行同样的动作。在消耗电极式的焊接中适合电压控制，在非消耗电极式的焊接中适合电流控制。
此外，在实施方式中，作为变换器控制部29也可以采用CPU、DSP、FPGA等可编程的逻辑集成元件。
(实施方式2)
利用图3和图4A～C对采用本实施方式2的变换器控制装置的电弧焊接机进行说明。图3表示本实施方式2中的电弧焊接机的变换器控制装置的主要部分的概略结构。图4A～C用于说明本实施方式2的电弧焊接机的变换器控制装置的动作。表示的是：焊接输出为小输出的情况下(图4A)、中输出的情况下(图4B)以及大输出的情况下(图4C)的变换器控制装置中的、开关元件的动作、变换器导通期间、变压器初级电流波形。
此外，在本实施方式中，对于与实施方式1相同的结构和相同的部位附于相同的符号，省略其详细说明。
与实施方式1主要的不同点在于变换器控制部29的结构，如后述那样具备驱动脉冲宽度变更部17。此外，还有信号切换部19切换脉冲宽度调制部14的输出信号、相位控制部15的输出信号、来自驱动脉冲宽度变更部17的输出信号，并输出至第3驱动电路23和第4驱动电路24这一点。
在图3的电弧焊接机的变换器控制装置中，构成变换器控制部29的第2开关电路控制部28具备驱动脉冲宽度变更部17，该驱动脉冲宽度变更部17变更来自相位控制部15的驱动脉冲宽度。这样，由于驱动脉冲宽度变更部17变更来自相位控制部15的驱动脉冲宽度，因此驱动脉冲宽度变更部17的输出结果上成为变更了相位和脉冲宽度双方的信号。
此外，图4A～C表示本实施方式2中的变换器控制装置的动作状态。图4A表示小输出时也就是变换器导通期间较短的情况下的动作状态。图4B表示中输出时也就是变换器导通期间为中区域的动作状态。图4C表示大输出时也就是变换器导通期间较大的情况下的动作状态。并且，分别模拟地表示出第1开关元件1至第4开关元件4的导通状态、变换器电路的导通期间、变压器初级电流波形。
此外，在图4A、图4B、图4C中，对第1开关元件1至第4开关元件4的动作波形附于箭头的部分，表示输出控制时的波形变化的情形。对动作波形的边沿部附于的箭头表示边沿部(波形的下降部)向前后移动进行动作由此动作波形伸缩的情况。此外，对动作波形的上部附于的箭头是表示动作波形整体向前后移动进行动作由此动作波形的相位变化，如变换 器导通期间所示那样在导通期间控制输出。此外，在变压器初级电流波形中，横纹线部分表示再生电流。
对于如上述那样构成的电弧焊接机的变换器控制装置，说明其动作。
在图3中，因为与图1相同的符号表示的部位是与实施方式1相同的动作，因此省略其详细说明。
从误差放大部11输入至第2开关电路控制部28的误差放大信号，输入至脉冲宽度调制部14和相位控制部15。
在脉冲宽度调制部14中，以变换器驱动基本脉冲生成部13所生成的变换器驱动用的基本脉冲波形为基准，生成基于误差放大信号电平(大小)的宽度的驱动脉冲。该驱动脉冲每隔一个脉冲被分离为2个系统，作为变换器驱动用的2系统的驱动信号进行输出。
在相位控制部15中，相对于变换器驱动基本脉冲生成部13所生成的变换器驱动用的基本脉冲波形，生成具有基于误差放大信号电平的相位差的驱动脉冲。该驱动脉冲每隔一个脉冲被分离为2个系统，作为变换器驱动用的2系统的驱动信号输入至信号切换部19，并且输入至驱动脉冲宽度变更部17。
在驱动脉冲宽度变更部17中，基于误差放大信号的电平变更从相位控制部15输入的驱动信号的宽度，并输入至信号切换部19。此外，在驱动脉冲宽度变更部17中，设定为按照与误差放大信号电平的大小成反比例的方式变更驱动信号宽度。由此，在误差放大信号电平较小的情况下，也就是变换器输出减少并且驱动信号宽度扩大，接近于通常的相位控制动作。例如图4A所示，在时间上比构成第1开关电路25的开关元件的起动时靠前的部分的宽度扩大。
在信号切换部19中，基于误差放大信号电平切换来自脉冲宽度调制部14的驱动信号、来自相位控制部15的驱动信号、来自驱动脉冲宽度变更部17的驱动信号并进行输出。
这样一来，构成第2开关电路26的第3开关元件3和第4开关元件4，在大输出时以脉冲宽度调制方式进行驱动，在中输出时以比较短的驱动脉冲宽度的相位控制方式进行驱动。再有，在小输出时以相位控制方式进行驱动的同时驱动脉冲宽度随着输出的减少而扩大，在最小输出时以与通常 的相位控制方式同样的状态进行动作。
此外，误差放大信号在预先规定的第1阈值以下的情况下，输出来自驱动脉冲宽度变更部17的驱动信号。此外，在误差放大信号大于预先规定的第1阈值且在预先规定的第2阈值以下的情况下，输出来自相位控制部15的驱动信号。此外，误差放大信号大于预先规定的第2阈值的情况下，输出来自脉冲宽度调制部14的驱动信号。并且，第1阈值和第2阈值例如能够基于实际进行焊接之后的结果等，确定为适合于该焊接的规定值。
也就是说，本发明的实施方式1中的变换器控制方法，是上述的本实施方式1以及2的变换器控制装置的变换器控制方法，作为采用变换器控制部29的方法具有脉冲宽度变更控制步骤和控制步骤。在此，在脉冲宽度变更控制步骤中，基于来自误差放大部11的信号变更使第3开关元件3和第4开关元件4导通的时间。此外，在相位控制步骤中，基于来自误差放大部11的信号，相对于第1开关元件1和第2开关元件2的导通时间，按照存在相位差的方式变更第3开关元件3和第4开关元件4的导通时间。
并且，在本实施方式1和2的变换器控制方法中，在误差放大信号的大小为预先规定的第1范围内的大小的情况下进行脉冲宽度控制步骤，在误差放大信号的大小是比所述第1范围小的预先规定的第2范围内的大小的情况下，至少进行相位控制步骤。
通过该方法，在变换器控制方法中，能够进行PWM控制方式和相位控制方式的2个控制。因此，在误差放大信号比预先规定的阈值大的情况下，通过以PWM控制方式进行控制，能够抑制再生电流从而抑制开关元件的发热。此外，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，通过以相位控制方式进行控制由此能够高精度地控制输出电流。
此外，在误差放大信号的大小是比第2范围小的预先规定的第3范围的大小的情况下，可以采用变换器控制部进行脉冲宽度控制步骤和相位控制步骤的双方的方法。
通过该方法，在误差放大信号大于预先规定的阈值的情况下，通过以PWM控制方式进行控制能够抑制再生电流从而抑制开关元件的发热。此外，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，通过以相位控制方 式进行控制能够高精度地控制输出电流。
此外，可以采取如下的方法：第1范围与第2范围连续，在误差放大信号的大小是第2范围内的大小时进行的相位控制步骤，被固定在误差放大信号是上述第1范围的最小值时的脉冲宽度来进行。
通过该方法，在误差放大信号大于预先规定的阈值的情况下，通过以PWM控制方式进行控制能够抑制再生电流从而抑制开关元件的发热。此外，在误差放大信号在预先规定的阈值以下的情况下，通过以相位控制方式进行控制能够高精度地控制输出电流。
从信号切换部19输出的驱动信号，由第3驱动电路23和第4驱动电路24变换为适合驱动第3开关元件3和第4开关元件4的信号，并输入至第3开关元件3和第4开关元件4。此外，从信号切换部19输出的信号的切换，基于误差放大部11输出的信号来进行。
在第1开关元件1的导通期间与第4开关元件4的导通期间重叠的期间，在变压器6中从第1开关元件1向第4开关元件4的方向流过初级电流。并且，在第2开关元件2的导通期间与第3开关元件3的导通期间重叠的期间，在变压器6中从第3开关元件3向第2开关元件2的方向流过初级电流。这样，第1整流部5的输出被变换为交流电流，由变压器6的次级绕组变换为适合于焊接的输出并进行输出。变压器6的次级绕组的输出由第2整流部7变换为直流，作为焊接输出由焊接机输出。
图4A～C表示本实施方式2的电弧焊接机的变换器控制装置的动作例。图4A表示小输出时的控制动作。如图4A所示，随着从小输出状态转移至最小输出状态，第2开关电路26相对于第1开关电路25，相位错开的同时驱动脉冲宽度扩大。并且，表示出：第2开关电路26在最终的零输出时处于与现有的相位控制方式相同的状态。
图4B表示中输出时的控制动作，表示第2开关电路26相对于第1开关电路25维持恒定的导通宽度的同时进行相位控制动作。
图4C表示大输出时的控制动作，表示第2开关电路26相对于第1开关电路25以脉冲宽度调制方式进行动作。
此外，根据本实施方式2的变换器控制装置，如图3所示由于在变压器6的初级绕组串联设置有电容器10，因此如图4A～C的变压器初级电流 波形的横纹线所示那样，与没有设置电容器10相比能够减少再生电流。在图4A至图4C的任意状态下，都能够减少再生电流。这表示：能够大幅抑制在现有的相位控制方式中由再生电流产生的开关元件的发热。
此外，将第1开关电路25的动作设定在最大导通宽度附近。由此，变压器初级电流的切断由第3开关元件3和第4开关元件4进行。因此，由于第1开关元件1和第2开关元件2不切断电流，因此可大幅降低第1开关元件1和第2开关元件2的开关损耗从而抑制发热。
此外，在最小输出时进行与现有的相位控制动作相同的动作，从而能够防止因向第2缓冲电容器36的充电电流引起的变压器电流通电。
如上述，根据本实施方式2的变换器控制装置，以固定导通宽度驱动作为单侧的开关电路的第1开关电路25。并且，在大输出时以脉冲宽度调制方式驱动作为另一个开关电路的第2开关电路25，在中输出时以相位控制方式进行驱动，由串联连接于变压器初级侧的电容器10抑制再生电流。由此，能够实现融合了脉冲宽度调制方式和相位控制方式的长处的、也就是大幅抑制开关元件的发热并且能进行小输出时的高精度控制的变换器焊接机。
此外，在小输出时，进行相位控制方式和脉冲宽度调制方式的双方，其结果，成为在由脉冲宽度调制方式输出的驱动信号的时间上靠前部分附于了驱动信号之后的情况同样的驱动信号。由此，在微小导通宽度时也能够使开关元件的导通变得稳定。
此外，在本实施方式2的变换器控制装置中，对使用了输出电流检测器8和输出电流检测部9的电流控制进行了阐述。当然，在该电流控制中也可以将输出电流检测器置换为输出电压检测器20，在进行电压控制时也进行同样的动作。
此外，在实施方式中，作为变换器控制部29也可以采用CPU、DSP、FPGA等可编程的逻辑集成元件。
(实施方式3)
利用图5至图7对本实施方式3的电弧焊接机的变换器控制装置进行说明。图5表示本实施方式3中的电弧焊接机的变换器控制装置的主要部 分的概略结构。图6A～C是用于说明本实施方式的电弧焊接机的变换器控制装置的动作的示意图。分别表示焊接输出为小输出的情况下(图6A)、中输出的情况下(图6B)以及大输出的情况下(图6C)的开关元件的动作、变换器导通期间以及变压器初级电流波形。图7A、B是变换器动作的说明图表示动作状态的变化。图7A表示1周期的波形整体，图7B表示图7A中的T1至T5所示时间区域的各个部分中的开关元件导通状态和电路电流的动作状态。
在图7A中，由实线椭圆包围的部分L1表示发生开关损耗，由虚线椭圆包围的部分L2表示未发生开关损耗。
在本实施方式3中，对于与实施方式1和实施方式2同样的结构和部位附于相同的符号，并省略其详细说明。
本实施方式3的电弧焊接机的变换器控制装置如图5所示具备：变换器控制部29、脉冲宽度调制部14、追加驱动脉冲生成部16、合成脉冲宽度调制部14的输出和追加驱动脉冲生成部16的输出的第1合成部40和第2合成部41。
此外，图6A～C表示本实施方式3中的变换器控制装置的动作状态。图6A表示小输出时也就是变换器导通时间较短的情况下的动作状态。图6B表示中输出时也就是变换器导通时间为中区域时的动作状态。图6C表示大输出时也就是变换器导通时间较大的情况下的动作状态。并且，在图6A～图6C中，分别示意地表示第1开关元件1至第4开关元件4的导通状态、变换器电路的导通期间、变压器的初级电流波形。
此外，在图6A至图6C中，对第1开关元件1至第4开关元件4的动作波形附于了箭头的部分，表示输出控制时的波形变化情形。对动作波形的边沿部(附于黑点的下降部分)附于的箭头，表示边沿部向前后移动进行动作，动作波形伸缩。此外，在变压器初级电流波形中，横纹线部分表示再生电流。
对如上述那样构成的电弧焊接机的变换器控制装置的动作进行说明。
从误差放大部11输入至第2开关电路控制部28的误差放大信号被输入至脉冲宽度调制部14。在脉冲宽度调制部14中，以变换器驱动基本脉冲生成部13所生成的变换器驱动用的基本脉冲波形为基准，生成与误差 放大信号电平相应的宽度的驱动脉冲。该驱动脉冲每隔一个脉冲被分离为2个系统，作为变换器驱动用的2系统的驱动信号进行输出。
在追加驱动脉冲生成部16中，输出用于在脉冲宽度调制部14输出的驱动脉冲之前附加恒定时间的驱动脉冲的信号。
追加驱动脉冲生成部16的输出和脉冲宽度调制部14的输出，由第1合成部40和第2合成部41进行合成，作为使来自脉冲宽度调制部14的驱动脉冲扩展后的驱动信号进行输出。
该驱动信号由第3驱动电路23和第4驱动电路24变换为适合驱动第3开关元件3和第4开关元件4的信号，输入至第3开关元件3和第4开关元件4。
通过第1开关元件1至第4开关元件4的构成电路变换为交流的电流，输入至变压器6的初级绕组，变换为适合焊接的输出并由变压器6的次级绕组输出。变压器6的次级绕组的输出，由第2整流部7变换为直流，作为焊接输出由焊接机进行输出。
图6A表示小输出时的控制动作。由追加驱动脉冲生成部16在从脉冲宽度调制部14输出的驱动脉冲之前追加恒定时间的驱动脉冲。由此，在最小输出以及零输出时输出至第2开关电路26的驱动脉冲也不是零，而是可确保一段时间。因此，由第1开关电路25的驱动和第2开关电路26的驱动所决定的导通宽度连续地变化至零。也就是说，能够只在脉冲宽度调制方式下，控制到较难的微小电流。
图6B和图6C表示中输出和大输出时的控制动作。表示第2开关电路26相对于第1开关电路25以脉冲宽度调制方式进行动作。
此外，根据本实施方式3的变换器控制装置，如图6的变压器初级电流波形的横纹线所示，由电容器10减少再生电流。因此，即便在图6A至图6C的任何状态下，都能够急剧减少再生电流。这表示：可大幅抑制因再生电流引起的开关元件的发热。
此外，通过将第1开关电路25的动作设定在最大导通宽度附近，从而变压器初级电流的切断由第3开关元件3和第4开关元件4来进行。由此，由于第1开关元件1和第2开关元件2不切断电流，因此能够大幅降低第1开关元件1和第2开关元件2的开关损耗，并抑制发热。
图7A、B表示本实施方式3中的电弧焊接机的变换器控制装置的动作状态的变化。图7A表示1周期的波形整体，图7B表示图7A中T1至T5所示时间区域的各个部分中的开关元件导通状态和电路电流。
在图7A中，由实线包围的部分L1表示发生开关损耗，由虚线包围的部分L2表示未发生开关损耗。在图7A中，由Q1所示的第1开关元件1并不切断变压器电流，此外，由于再生电流急剧减少，因此不发生关断损耗。
此外，如图7B的T3和T4所示那样不发生再生电流。并且，如图7A的Q4所示的第4开关元件4的波形所示那样，通过在驱动信号的A点之前附加的驱动信号，使得Q4所示的第4开关元件4相对于Q1所示所示的第1开关元件1，更快导通。因此，Q4所示的第4开关元件4导通时的损耗也可减少。
如上述，根据本实施方式3的变换器控制装置，以固定导通宽度驱动作为单侧的开关电路的第1开关电路25，以脉冲宽度调制方式驱动作为另一个开关电路的第2开关电路26。与此同时，通过在驱动信号之前附加短期间的驱动信号，从而在微小导通时也能够使开关元件的导通稳定化。
也就是说，根据本实施方式3的变换器控制装置，虽然是以PWM方式进行控制，但在脉冲宽度调制部14输出的驱动信号中追加了追加驱动脉冲生成部16输出的驱动信号。此外，在焊接输出是最小输出附近的情况下，脉冲宽度调制部14输出的驱动信号非常短。这就会像上述问题中所述那样输出变得不稳定，由于因驱动电路的特性引起的延迟等输出会变为零，无法高精度地控制微小电流。
但是，在本实施方式3的变换器控制装置中，在脉冲宽度调制部14输出的驱动脉冲中追加了由追加驱动脉冲生成部16输出的驱动信号并进行合成。由此，即便在焊接输出为最小输出附近、脉冲宽度调制部14的驱动信号较短的情况下，合成了追加驱动脉冲生成部16的驱动信号之后的驱动信号将具有一定的长度。由此，即便在最小输出附近输出电流也不会为零，可进行微小电流的控制。
此外，在本实施方式3的变换器控制装置中，对采用输出电流检测器8和输出电流检测部9的电流控制进行了阐述，但是在将输出电流检测器 置换为输出电压检测部20进行电压控制的情况下当然也进行同样的动作。
此外，在本实施方式3中，作为变换器控制部29也可以采用CPU、DSP、FPGA等可编程的逻辑集成元件。
此外，在上述的实施方式1至3中，在变压器6的初级绕组和电容器10中串联连接电抗器，在开关元件1至开关元件4的各自中并联连接电容器。由此，可与应用了谐振现象的软开关电路组合，来使用本实施方式1至3。
此外，在上述的实施方式1至3中，为了驱动第1开关电路25将从变换器驱动基本脉冲生成部13输出的驱动信号设为固定导通宽度。但是，从变换器驱动基本脉冲生成部13输出的驱动信号，只要是相对于第2开关电路26用的驱动信号的关断定时延迟关断的信号，则都能够获得与本实施方式1至3的效果同样的效果。因此，从变换器驱动基本脉冲生成部13输出的驱动信号，也可以是在导通宽度从第2开关电路26用的驱动信号的关断定时至第1开关电路25的最大导通宽度之间变化的驱动信号。
此外，在上述实施方式1至3中，通过在第2整流部7中加入极性翻转功能，从而可以将本实施方式1至3应用于交流输出的电弧焊接机。
(产业上的利用可能性)
本发明的电弧焊接机，以固定导通宽度驱动单侧的开关电路，而对于另一个开关电路根据输出状态来切换脉冲宽度调制方式、或相位控制方式、或基于相位控制方式的驱动信号宽度控制方式。这样，因为能够抑制开关元件的发热并且实现小输出时的高精度控制，所以能够用于进行发热少、电力利用效率高的变换器控制的焊接机等中，这将有益于环保，因而在产业上是有用的。
符号说明： 
1  第1开关元件
2  第2开关元件
3  第3开关元件
4  第4开关元件
5  第1整流部
6  变压器
7  第2整流部
8  电流检测器 
9  电流检测部 
10 电容器
11 误差放大部 
12 输出设定部 
13 变换器驱动基本脉冲生成部
14 脉冲宽度调制部
15 相位控制部 
16 追加驱动脉冲生成部
17 驱动脉冲宽度变更部
19 信号切换部 
20 电压检测部 
21 第1驱动电路
22 第2驱动电路
23 第3驱动电路
24 第4驱动电路
25 第1开关电路
26 第2开关电路
27 第1开关电路控制部
28 第2开关电路控制部
29 变换器控制部 
30 晶体管
31 脉冲变压器 
32 栅极电阻
33 栅极内部电容 
34 第2缓冲电阻
35 第4缓冲电阻
36 第1缓冲电容器
37 第2缓冲电容器
38 输出端子
39 输出端子
40 第1合成部
41 第2合成部

Claims (6)

1.一种变换器控制装置，其具备：
第1整流部，对交流输入进行整流；
第1开关元件和第2开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第1开关电路；
第3开关元件和第4开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第2开关电路；
电力变换用变压器，初级绕组的一端连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接部，所述初级绕组的另一端连接于所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接部；
第2整流部，对所述电力变换用变压器的输出进行整流；
输出检测部，检测来自所述第2整流部的输出电流；
输出设定部，用于预先设定输出电流；
误差放大部，求得来自所述输出检测部的信号与来自所述输出设定部的信号之间的误差并进行输出；和
变换器控制部，根据来自所述误差放大部的信号，输出控制所述第1开关电路和所述第2开关电路的动作的信号，
所述变换器控制部具有：
第1开关电路控制部，输出用于使构成所述第1开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件交替导通的驱动信号；和
第2开关电路控制部，输出用于使构成所述第2开关电路的所述第3开关元件和所述第4开关元件交替导通的驱动信号，
所述第2开关电路控制部具有：
脉冲宽度调制部，根据来自所述误差放大部的信号，生成并输出使所述第3开关元件和所述第4开关元件导通的时间即导通宽度；
追加驱动脉冲生成部，输出在所述脉冲宽度调制部所输出的驱动信号的前部附加的驱动信号；和
合成部，对所述脉冲宽度调制部的输出和所述追加驱动脉冲生成部的输出进行合成。
2.一种变换器控制装置，其具备：
第1整流部，对交流输入进行整流；
第1开关元件和第2开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第1开关电路；
第3开关元件和第4开关元件，介于所述第1整流部的输出之间，串联连接构成第2开关电路；
电力变换用变压器，初级绕组的一端连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接部，所述初级绕组的另一端连接于所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接部；
第2整流部，对所述电力变换用变压器的输出进行整流；
输出检测部，检测来自所述第2整流部的输出电压；
输出设定部，用于预先设定输出电压；
误差放大部，求得来自所述输出检测部的信号与来自所述输出设定部的信号之间的误差并进行输出；和
变换器控制部，根据来自所述误差放大部的信号，输出控制所述第1开关电路和所述第2开关电路的动作的信号，
所述变换器控制部具有：
第1开关电路控制部，输出用于使构成所述第1开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件交替导通的驱动信号；和
第2开关电路控制部，输出用于使构成所述第2开关电路的所述第3开关元件和所述第4开关元件交替导通的驱动信号，
所述第2开关电路控制部具有：
脉冲宽度调制部，根据来自所述误差放大部的信号，生成并输出使所述第3开关元件和所述第4开关元件导通的时间即导通宽度；
追加驱动脉冲生成部，输出在所述脉冲宽度调制部所输出的驱动信号的前部附加的驱动信号；和
合成部，对所述脉冲宽度调制部的输出和所述追加驱动脉冲生成部的输出进行合成。
3.根据权利要求1或2所述的变换器控制装置，其中，
具备在所述电力变换用变压器的初级绕组串联插入的电容器。
4.根据权利要求1或2所述的变换器控制装置，其中，
变换器控制部采用可编程的逻辑集成元件构成。
5.根据权利要求3所述的变换器控制装置，其中，
对所述电力变换用变压器的初级绕组和所述电容器串联连接电抗器，对所述第1开关元件、所述第2开关元件、所述第3开关元件和所述第4开关元件的各自并联连接电容器。
6.根据权利要求1或2所述的变换器控制装置，其中，
对所述第2整流部附加极性翻转功能。
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