KR20060103074A - 전기 아크 용접을 위한 개선된 3단 전원 및 그에 사용되는 능동 제어 스위칭 회로 - Google Patents

전기 아크 용접을 위한 개선된 3단 전원 및 그에 사용되는 능동 제어 스위칭 회로 Download PDF

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Abstract

전기 아크 용접 프로세스를 위한 3단 전원 장치는 AC 입력 및 제1 DC 출력 신호를 갖는 입력단; 제1 DC 출력 신호에 접속된 입력, 입력을 제1 내부 AC 신호로 변환하기 위해 주어진 듀티 사이클로 고주파에서 스위칭된 스위치들의 네트워크, 제1 내부 고주파 AC 신호에 의해 구동된 1차 권선 및 제2 내부 고주파 AC 신호를 생성하기 위한 2차 권선을 갖는 절연 변압기, 및 제2 내부 AC 신호를, 스위치들의 듀티 사이클에 관련된 크기를 갖는 제2단의 제2 DC 출력 신호로 변환하는 정류기를 갖고 있는 비제어형 DC/DC 컨버터 형태의 제2단; 및 제2 DC 출력 신호를 용접을 하기 위한 용접 출력으로 변환하는 제3단을 포함하고, 입력단은 능동 소프트 스위칭 회로를 갖는 부스트 전원 스위치가 있는 제어형 DC/DC 컨버터를 갖는다.

Description

전기 아크 용접을 위한 개선된 3단 전원{IMPROVED THREE STAGE POWER SOURCE FOR ELECTRIC ARC WELDING}
도 1은 본 발명에 의해 개선된 3단 전원을 도시하고 3단 전원의 한 실시예를 나타낸 블록도.
도 2 및 도 3은 3단 전원의 다른 실시예를 나타낸 도 1과 유사한 블록도.
도 4-8은 상이한 제1단 실시예를 갖는 3단 전원을 도시한 부분 블록도.
도 9는 출력단이 AC 용접 전류를 제공하는 3단 전원의 나중의 2개의 단을 도시한 블록도.
도 9a는 3개의 용접 파형을 도시한 그래프와 함께, 도 9에 도시된 3단 전원에서 사용하기 위한 파형 기술 제어 회로를 도시한 블록도.
도 10은 출력단이 DC 용접 전류인 3단 전원의 제2 및 제3 단을 도시한 블록도.
도 11은 2개의 분리된 제어기 제어 전압으로 전기 아크 용접에 적합한 전류를 생성하는 3단 전원의 형태(topography)를 도시한 블록도.
도 12는 본 발명에 따른 형태를 이용한 특정 3단 전원을 도시한 블록도.
도 13-16은 3단 전원의 제1단에서의 역률을 정정하기 위한 4개의 상이한 회로를 도시한 배선도.
도 17은 본 발명에 따른 3단 전원의 새로운 제2단을 구성하는 비제어형 인버터의 양호한 실시예를 도시한 결합 블록도 및 배선도.
도 18-21은 본 발명에 따른 3단 전원의 새로운 실시양상을 포함하는 제2단 비제어형 절연 인버터로서 사용된 몇몇 인버터를 도시한 배선도.
도 22는 본 발명의 한 실시예를 형성하는 제1 입력단 및 제2 절연단의 배선도.
도 23은 본 발명의 제2 실시예의 배선도.
도 24는 출력단이 수동 소프트 스위칭 회로를 갖는 초퍼(chopper)인 3단 전원을 도시한 배선도.
도 25는 도 22에 도시된 본 발명의 실시예에서 사용된 능동 소프트 스위칭 회로를 도시한 배선도.
도 26은 본 발명의 양호한 실시예에서 사용된 능동 소프트 스위칭 회로를 도시한 배선도.
도 27은 도 26에 도시된 회로의 주 전원 스위치 및 보조 스위치에 대한 전압 곡선 및 트리거 신호의 그래프.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
600 : 부스트 컨버터
601, 601a : 소프트 스위칭 회로
602 : 전원 스위치
610 : 부스트 다이오드
620 : 능동 회로
622 : 인덕터
624 : 캐패시터
628 : 보조 스위치
본 발명은 전기 아크 용접에 관한 것으로, 더욱 구체적으로 그러한 용접을 위한 개선된 3단 전원, 및 3단 전원의 처음 2개의 단들 사이의 새로운 관계에 관한 것이다.
전기 아크 용접은 금속 전극과, 금속 전극이 보통 금속 심선 또는 고체 금속선인 소재(workpiece) 사이의 AC 또는 DC 전류의 통과를 수반한다. 아크가 전진 용접 선의 끝을 용융시켜서, 용융된 금속을 소재 위에 부착시킬 수 있도록, 전진하는 전극 선과 소재 사이에 주어진 전류 패턴 및/또는 극성을 생성하기 위해 전원이 사용된다. 비록 다양한 컨버터 기술이 전원에 사용되지만, 가장 효과적인 것은 스위칭 네트워크가 용접 프로세스동안 원하는 파형 또는 전류 레벨을 생성하기 위해 고주파에서 동작한 스위치를 포함하는 인버터 기반의 전원이다. 인버터형 전원에 대해서는 미합중국 오하이오주 클리브랜드의 Lincoln Electric Company에 의해 개발된 "파형 제어 기술"에 의해 인버터가 제어되는 Blankenship 5,278,390에서 설명된다. 실제 파형은 대체로 18 kHz 이상의 주파수에서 생성된 일련의 짧은 펄스에 의해 발생되고, 짧은 펄스 그룹은 파형 발생기에 의해 제어된 프로파일을 갖는다. 표준 전원 기술에 따르면, 전원의 인버터 단으로의 입력 신호는 정현파 전원 장치로부터 정류된 전류이다. 적절한 역률 정정 컨버터는 일상적인 것으로, Kooken 5,991,169에 제시된 바와 같은 인버터 스위칭 네트워크 자체의 일부분이거나, 또는 Church 6,177,645에 제시된 바와 같은 인버터 단의 앞에 위치된다. 실제로, 역률 정정 컨버터 또는 단을 갖는 전원은 수년동안 용접 기술분야에서 공지되어 왔다. 부스트(boost) 컨버터 형태의 입력 역률 정정 컨버터를 이용하는 다른 전원은 Church 6,504,132에서 제시된다. Church에 의한 두개의 특허와 Kooken에 의한 특허는 배경 정보로서 여기에서 참조로 사용된다. Kooken 5,991,169 및 Church 6,504,132에서, 실제 용접 전류는 출력 초퍼 또는 버크(buck) 컨버터에 의해 조절되고, 절연은 인버터 단의 출력부 또는 입력 부스트 컨버터의 출력부 내의 변압기에 의해 얻어진다. 이러한 다양한 전원 형태들은 아크 용접 기술에서 일반적인 지식이다. 이들 종래의 특허에서, 실제 용접 전류, 전압 또는 전력은 전원의 출력단 내에서 또는 그 출력단 앞에서 조절되는데, 출력단은 인버터 또는 초퍼이다. 인버터나 초퍼 어느 것도, 제어형 용접단을 구동하기 위한 고정된 저전압 DC 버스를 생성하기 위해 조절되지는 않는다.
용접 동작부의 절연은 용접을 위한 대부분의 전원 공급기의 특성이다. "용접"이라는 말은 "플라즈마 커팅(plasma cutting)"을 포함한다. Vogel 5,991,180에서, 부스트 컨버터를 사용하는 사전조절기(preregulator)는 용접 조절부 뒤에 위치한 출력 절연 변압기를 갖고 있고 용접 동작부를 직접 구동하는 초퍼로서 기술되는 컨버터에 관한 것이다. 이러한 전원에서, 초퍼 네트워크는 원하는 조절된 출력 용접 전류를 생성하도록 제어되고, 절연은 출력단에서 제공된다. 이와 유사한 방식으로, Thommes 5,601,741은 조절된 출력 신호를 실제 용접 동작부에 제공하는 펄스폭 변조 제어 인버터를 구동하기 위한 부스트 컨버터를 개시한다. Vogel 및 Thommes에서, 제2 단은 역률 제어 전류를 사전조절기로부터 용접 동작부 내로 향하게 하도록 조절된다. 용접 조절부는 제2 단에 있고, 통상적으로 펄스 폭 변조기 제어 회로에 의해 구동된다. Vogel 및 Thommes는 여기에서 배경 기술로서 참조로 사용된다. Moriguchi 6,278,080에서, 인버터형 전원은 원하는 용접 전류를 제어하도록 조절된다. 절연은 제어된 제2 단 인버터와, DC 용접 동작부로서 기술되는 용접 출력부 사이의 변압기에 의해 얻어진다. 이와 유사한 전원은 Moriguchi 5,926,381 및 Moriguchi 6,069,811에 제시되는데, 인버터 단으로부터의 제어 전류의 절연부는 인버터의 출력부에 있고, 용접 동작부를 직접 구동한다. Moriguchi 5,962,381은 제어형 인버터 단 또는 부스트 컨버터 자체에 제어기 전압을 제공하기 위해 제1 단 부스트 컨버터의 출력에서의 전압을 사용하는 일반적인 배열을 개시한다. 3개의 Moriguchi 특허는 절연을 위해 사용된 출력 변압기로 향한 제어된 용접 전류를 생성하기 위해 제어형 인버터가 입력 부스트 컨버터 또는 정류기의 DC 출력에 의해 구동되는 종래 기술의 전원을 나타내는 배경 정보로서 여기에서 참조로 사용된다. 절연 변압기의 이차적인 AC 신호는 용접 동작을 위해 직접 사용된다. 본 발명의 새로운 전원에서 사용된 것과 같은 제3단 형태는 없다.
이제 비용접 기술을 참조하면, 본 발명의 실시양상은 DC/DC 제2단 컨버터의 출력에서의 동기 정류기 장치의 사용이다. 동기 정류기는 통상적인 것으로, 한가지 그러한 정류기는 Boylan 6,618,274에서 설명된다. Calkin 3,737,755는 고정 조절 전류가 불변 출력 DC 신호를 제공하기 위해 비제어형 인버터로 향하게 되는 저전원 사용을 위한 DC/DC 컨버터를 개시한다. 비제어형 인버터의 임의의 제어부는 입력 DC 신호가 인버터의 고정 출력 DC 신호를 제어하기 위해 조절될 수 있는 유일한 파라미터가 되도록 인버터의 입력측에 있다. 이것은 인버터가 제어 고정 출력 신호를 제공하도록 인버터로의 신호의 제어를 필요로 하는 형태이다. Boylan 및 Calkin의 비용접 일반 배경 기술은 입력 DC 신호의 레벨을 제어함으로써 인버터 앞에서 임의의 조절이 실행되는 비제어형 인버터의 버전 및 동기 정류기를 제시하기 위해 여기에서 참조로 사용된다. 이들 특허의 어느 것도 용접을 위한 전원에 관련되지 않고, 단지 동기 정류기 장치 및 비제어형 인버터와 같은 일반적인 기술 개념으로서 참조로 사용된다. 비용접 2단 AC/DC 컨버터는 컨버터로의 전류 흐름에 최소 고조파 왜곡을 전달하기 위한 것으로 Smolenski 5,019,952에 제시된다. 부하는 변하지 않고, 용접 동작에서 요구된 조절을 필요로 하지 않는다. 이 특허는 전기 아크 용접을 위한 전원의 요구사항에 어떤 식으로든 관련되지 않은 일반적인 기술을 제시하기 위해 참조로 사용된다.
이들 특허는 평균 전류, 평균 전압, 및 실제 용접 동작부의 전력의 피드백 루프에 의해 조절이 되는 용접 동작에 의해 조절되어야 하는 전원에 관한 배경 정보를 구성한다. 고정 부하 전원은 일반적인 기술 정보를 제외하고는 본 발명에 관련되지 않는다.
과거에, 전원부 내의 인버터는 전류, 전압 또는 전력과 같은 용접 동작의 파라미터에 의해 조절된 용접 전류를 출력했다. 이 인버터는 통상적으로, 듀티 사이클(duty cycle)이 거의 100% 미만의 범위에서 조정되도록, 고주파에서 동작한 스위치의 듀티 사이클이 용접 동작부로부터의 피드백에 의해 제어된 펄스 폭 변조기에 의해 제어된다. 이러한 유형의 PWM 제어 인버터는 제어형 1단 인버터라 칭해진다. 그러한 인버터는 전원의 출력부를 형성했고, 전원의 최종단이 되었다. 더 낮은 듀티 사이클은 더 높은 1차 전류 및 더 많은 손실을 초래했다. 인버터의 효율은 용접에 적절한 출력 신호를 생성하기 위해 1단 인버터의 출력을 조절하는 요구사항에 의해 야기된 듀티 사이클 조정에 따라 변했다. 최종 단이 제어형 1단 인버터인 전원의 사용은 열 손실, 낮은 효율, 고비용 및 증가된 부품 크기를 초래했다. 이러한 이유로, 몇몇 용접 전원 제조자들은 인버터 전원보다 양호한 전원을 판매했는데, 그것은 이들 전원이 결과적으로 발생된 고비용 및 기타 어려움을 갖는 인버터를 사용하지 않기 때문이다. 출력부를 절연하고, 용접에 적절한 전류를 생성하기 위해 전류를 조절하는 이중 기능을 갖는 인버터 단이 제거되게 되었다. 배경으로서 여기에서 참조로 사용된 Hoverson 6,723,957을 참조하기 바란다.
본 발명에 의해 개선된 3단 전원
본 발명은 전기 아크 용접(플라즈마 커팅)을 위해 3단 전원이 사용되는데, 여기에서 전원의 인버터는 과거에 제2단이지만, 조절되지 않으므로, 용접에 적절한 전류를 생성하기 위한 실제 조절을 제공하기 위해 제3 단이 추가될 수 있다. 이 새로운 3단 개념을 사용함으로써, 인버터는 매우 높은 스위칭 주파수에서 동작할 수 있는 반면에, 출력 제3단은 낮은 스위칭 주파수에서 동작한 초퍼일 수 있다. 따라서, 스위칭 주파수는 출력 용접 전류의 실제 조절을 위해 사용된 펄스폭 변조 인버터 단에서 고주파를 사용할 필요성과는 대조적으로, 단에 의해 실행된 기능에 의해 최적화된다. 더욱이, 제어형 제3단으로의 절연 고정 DC 전압은 입력 컨버터 단으로부터의 DC 전압보다 상당히 낮고 실제 용접 출력 전압보다 훨씬 높을 수 있다.
본 발명을 사용하는 3단 전원은 전원을 위한 새로운 형태를 수반하는데, 여기에서 펄스폭 변조 인버터는 단지, 제2단 펄스 폭 변조 인버터로의 피드백 신호없이 절연 고정 출력 DC 버스를 생성하기 위한 제2단일 뿐이다. 이 절연 버스는 용접에 적절한 전류를 생성하기 위해 실제 용접 파라미터에 의해 제어형 제3단에서 사용된다. 따라서, 본 발명은 필요한 절연을 제공할 뿐만 아니라, 용접 조절이 달성되는 제3단에 의해 사용될 고정 DC 출력 버스를 생성하는 비제어형 제2단을 포함한다. 비제어형 제2단 인버터는 전원의 동작 동안에 고정되는 듀티 사이클로 매우 높은 주파수에서 동작된다. 주파수는 18 kHz보다 높고, 양호하게는 약 100 kHz이다. 듀티 사이클은 여러가지 레벨로 고정되지만; 양호한 듀티 사이클은 최대 효율 레벨을 제공하기 위해 100%에 가깝다. 고정된 높은 듀티 사이클의 사용은 실질적으로 열을 감소시키고 효율을 증가시키기 위해 위상 시프트 변조기 제어 인버터 제2 단의 전류 계산 시간을 최소화한다. 제2 비제어형 인버터 단의 출력부는 널리 공지된 동기 정류기 장치들을 사용하는 정류기일 수 있는데, 이 장치들은 제2단 비 제어형 인버터의 내부 절연 변압기의 이차 권선에 의해 제어된다. 제2단의 출력부에서 동기 정류기 장치를 사용함으로써, 전원의 전체 효율이 더욱 향상된다. 제1단은 입력 정류기, 또는 역률 정정 컨버터를 갖는 입력 정류기이다. 제1단 역률 정정 컨버터가 우선적이다. 이 컨버터는 표준 정류기 뒤에 있거나, 또는 정류기와 결합될 수 있다. 물론, 이 컨버터는 수동 역률 정정 컨버터, 또는 부스트, 버크 또는 부스트+버크 컨버터와 같은 능동 컨버터일 수 있다. 본 발명의 제1단은 고정 전압을 갖는 제1 DC 버스를 생성한다. 전원용으로 표준 제1단을 사용함으로써, 비제어형 인버터로의 입력 DC 버스인 제1 DC 출력 신호는 약 400-900 볼트 DC의 값으로 조절되어 고정될 수 있다. 새로운 전원의 제2단을 형성하는 비제어형 절연 인버터의 출력은 제1단으로부터의 입력 DC 버스와 고정된 관계를 갖는 고정 DC 버스이다. 제2 DC 버스 또는 출력의 전압은 제1단으로부터의 DC 버스의 전압보다 상당히 작다. 그러므로, 전원은 역률 정정 컨버터로부터의 입력 DC 버스와 고정된 수학 관계를 갖는 제2 DC 버스를 생성한다. 표준 실시에 따르면, 제2단 비제어형 인버터는 2차 권선이 전원의 입력으로부터 절연되도록 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 절연 변압기를 포함한다. 여기에서 참조로 사용된 Steiger 4,864,479를 참조하기 바란다. 비제어형 제2단 인버터는 제2단 인버터의 동작을 최적화하기 위해 스위칭 주파수에서 동작될 수 있다. 그러므로, 매우 높은 스위칭 주파수는 새로운 비제어형 제2단 인버터 내의 컴포넌트의 크기 및 비용을 줄이기 위해 사용된다. 위상 시프트 제어로 고정된 듀티 사이클을 이용함으로써, 스위칭 장치 내에서의 전압 및 전류 서지(surge)가 감소되어 소프트 스위칭 동작을 제공한다. 실제로, 양호한 실 시예에서, 튜티 사이클은 100%에 가깝게 고정되므로, 스위치가 완전 온 또는 완전 오프된다. 이것은 제2단 내의 순환 전류를 과감하게 감소시키고, 제2단 인버터의 동작 특성을 상당히 향상시키는데, 이 동작 특성은 또한 전원의 AC 입력으로부터 전원의 용접 출력을 절연시키는 기능을 제공한다. 완전 온 상태에서 동작한 제2단 비제어형 인버터 내에 스위칭 장치를 가짐으로써, 이 인버터는 고효율을 갖고, 동작면에서 매우 융통성이 있다. 절연 변압기는 비제어형 제2단의 입력측에서의 고정 DC 버스(제1단으로부터의 "제1 DC 출력 신호")와 이 제2단의 출력에서의 DC 출력 버스("제2 DC 출력 신호") 사이의 관계를 결정한다. 몇가지 종래의 전원에 있어서, 조절 인버터 내의 절연 변압기의 1차 권선에서의 듀티 사이클은 용접 동작에 의해 조절된다. 본 발명에 따른 새로운 3단 전원의 제1단 또는 제2단에서의 용접 동작에 의한 조절은 없다.
용접 동작에 따른 에너지의 엄격한 출력 제어 및 능동 역률 정정 특징을 갖는 전기 아크 용접을 위한 전원은 최소한 2개의 스위칭 단을 필요로 한다. 이들 2개의 단은 전원 내로 전달되고 전원 외부로 전달된 순시 에너지가 적절한 에너지 저장 컴포넌트와 무관하게 조절될 수 있다는 것을 보증한다. 그러므로, 전기 아크 용접을 위한 역률 정정 전원은 일반적으로 2개의 독립적인 스위칭 제어 회로를 필요로 한다. 제어 회로들 중의 하나는 용접 동작을 위한 출력 전류 또는 에너지를 제어하기 위해 사용된다. 다른 제어 회로는 전원의 제1단을 형성하는 능동 역률 정정 컨버터로부터의 DC 신호를 제어하기 위해 사용된다. 그러므로, 역률 정정 능력을 갖는 전기 아크 용접 전원은 각각이 독립적인 제어 요구사항을 갖는 2개의 스 위칭 네트워크를 필요로 한다. 제1 스위칭 제어는 출력 용접 전류를 위한 것이고, 다른 스위칭 제어는 전원의 입력단에서의 역률 정정을 위한 것이다. 이 제2 스위칭 제어는 제1단의 출력이 "DC 버스"라고 하는 고정 DC 전압이라는 것을 보증한다. DC 버스 자체의 전압은 제1단 컨버터로부터의 DC 버스가 고정 전압 레벨을 갖는 것을 보증하도록 제1단 컨버터를 제어하기 위해 사용된다. 전기 아크 용접을 위한 인버터 기반의 전원을 반복하기 위해서는 2개의 분리된 스위칭 네트워크 및 이들 네트워크를 위한 2개의 제어 회로를 필요로 한다.
전기 아크 용접을 위한 인버터 기반의 전원은 다른 개념상의 요구사항을 갖는다. 전원 내의 단들 중의 한 단은 가변 입력 AC 신호와 용접에 적절한 조절 출력 전류 사이에 전기적 절연을 제공한다. 절연 장치는 통상적으로 변압기 형태이다. 종래의 2단 인버터 기반의 전원에서는 절연 장치를 위한 2곳의 위치가 있다. 제1 예에서, 역률 정정 입력단은 절연되지 않고, 절연 변압기는 제2단 조절 출력 인버터 내에 제공된다. 다른 예에서, 절연부는 제1단 역률 정정 컨버터 내에 있다. 이 제2 예에서, 비절연 출력 인버터 또는 다른 비절연 컨버터는 제2단으로서 사용될 수 있다. 제1 예는 전원의 입력측에서의 RMS 전류 상의 60 Hz 효과로 인해 제2예보다 더 효율적이다. 반복시에, 용접 전원의 제2 개념상의 요구사항은 절연이다.
용접을 위한 능동 역률 정정 전원의 2가지 요구사항은 (a) 2개의 분리된 스위칭 네트워크를 위한 2개의 분리되고 독립된 제어 회로, 및 (b) 전원의 입력을 전원의 출력으로부터 절연시키는 적절한 구조이다. 인버터 기반의 전원의 이들 기본 적인 요구사항은 배경 3단 전원에서 구현된다. 비제어형 제2단은 3단 인버터 기반 전원를 수반하는 유일한 배열을 형성하기 위해 2개의 제어형 비절연 단들 사이에 있는 절연단이다. 새로운 3단 전원은 동일한 역률 정정 사전조절기가 사용된다고 하면 2단 인버터 기반 전원보다 더 효율적이다. 그러므로, 새로운 3단 전원은 더 효율적이지만, 전기 아크 용접시에 사용된 전원에 대해 요구된 본질적인 특성을 여전히 갖는다. 2개의 독립적으로 제어된 스위칭 네트워크가 있다. 하나의 절연단이 있다. 이들 제약은 효율을 증가시키고, 더 양호한 용접 성능 및 전원 스위칭 컴포넌트의 더 양호한 열 분포를 얻는 방식으로 달성된다.
3단 전원의 제2 비제어형 인버터 단이 시스템 절연을 제공하기 때문에, 많은 유형의 비절연 컨버터는 역률 정정 사전조절기로서 사용될 수 있다. 부스트 컨버터는 전류 성형 기능, 및 이러한 변환 유형의 연속 선전류 특성으로 인해 가장 대중적인 컨버터이다. 그러나, 부스트 컨버터의 출력 전압은 피크가 775볼트만큼 높을 수 있는 최고 선전압의 피크보다 높다. 그러므로, 그외 다른 능동 역률 정정 조절기는 제2단이 비제어되고 절연을 제공하는 3단 전원인 본 발명과 함께 사용될 수 있다. 능동 역률 정정 회로 또는 제1단을 위한 기타 옵션들 중의 하나는 제2단으로의 일차 전압 버스 또는 입력 버스가 전원으로의 입력 AC 전압 신호의 피크보다 낮아질 수 있도록 스텝-업/스텝-다운 컨버터이다. 이러한 유형의 역률 정정 커버터는 여전히 낮은 고조파를 생성한다. 그러한 한 역률 컨버터는 버크 + 부스트 컨버터라 칭해진다. 제2단에 사용된 400 볼트 내지 500 볼트 DC 버스는 115 볼트 내지 575 볼트 범위의 입력 AC 전압으로 얻어진다. 제1단으로의 AC 전압에 상관없 이, 능동 역률 컨버터의 출력 전압은 400 볼트와 500 볼트 사이의 레벨이 되게 제어된다. 그외 다른 유형의 능동 및 수동 역률 정정 인터버가 본 발명에서 사용될 수 있다. 양호한 컨버터는 제2 제어 회로를 필요로 하는 제2 스위칭 네트워크를 이렇게 구성하는 능동형이다. 전기 아크 용접이라는 말을 사용할 경우에, 그것은 플라즈마 커팅과 같은 기타 출력 프로세스도 포함한다.
지금까지 설명된 바와 같이, 본 발명을 사용하는 3단 전원은 전기 아크 용접을 위한 3단 전원을 포함한다. 제3단 내에서의 피드백 제어는 용접에 적합한 출력 전류를 생성한다. 제1 입력단은 통상적으로, 제2 스위칭 네트워크 및 제2 독립 제어 회로를 필요로 하는 능동 역률 정정 컨버터이다. 이 3단 형태는 종래 기술에서는 사용되지 않는다. 이러한 형태를 가짐으로써, 추가된 제2단은 제2단의 일차측에서의 고전압 DC 버스를, 일차측으로부터 절연된 제2단의 이차측에서의 저전압 DC 버스로 변환하기 위해 사용될 뿐이다. 그러므로, 3단은 DC 버스가 용접 전원의 조절을 위해 사용될 수 있도록 제2단의 이차측에서의 DC 버스를 수반한다. "버스"라는 말은 제어된 고정 레벨을 갖는 DC 신호를 의미한다. 3단 전원은 제1 DC 출력이 제어 DC 전압을 갖는 "제1 DC 출력"이라고 하는 입력단으로부터의 제1 DC 버스를 갖는다. 제2 DC 출력이 또한 제어 DC 전압 레벨인 "제2 DC 출력"이라고 하는 제2단의 이차측에 제2 DC 버스가 있다. 비제어형 인버터의 이차측에서의 제2 DC 버스의 생성은 지금까지 설명된 비제어형 제2단 인버터의 사용과 관련된 장점들 이외의 장점들을 갖는다. 이차 DC 버스 또는 제2 DC 출력은 제3단 용접 제어 회로 내에서 요구되는 절연이 없도록 제2단의 일차측으로부터 절연된다. 즉, 초퍼와 같은 출력 제어 회로는 고정 전압 레벨을 갖는 입력 DC 버스를 갖는다. 실제로, 초퍼는 초퍼로의 입력 DC로부터 유도되는 제어 전압을 갖는 제어기를 갖는다. 이 입력 DC 신호는 입력 전원으로부터 절연된다. 따라서, 출력단 또는 초퍼의 제어기의 제어 전압은 비절연 DC 소스로부터 유도될 수 있다. 이것은 통상적으로 초퍼로의 입력 신호이다. 출력단에서 사용된 제어기의 제어 전압의 분리된 절연은 요구되지 않는다. 제2단으로부터의 고정 DC 버스의 사용은 용접 동작에 의해 조절되는 출력 제3단으로의 DC 전압이 전원의 정상 입력 일차 DC 버스("제1 DC 출력")보다 훨씬 작아질 수 있게 한다. 과거에, 역률 컨버터의 출력은 부스트 컨버터의 사용에 기초한 비교적 높은 레벨 DC 신호이다. 이 높은 DC 전압은 용접에 적절한 전류 입력시에 사용하기 위한 제어형 인터버 단으로 보내졌다. 본 발명을 사용함으로써, 역률 컨버터의 출력 버스로부터의 고전압은 과도하게 감소된다. 400 볼트 DC 버스를 15 볼트 제어 전력으로 변환하는 것보다 100 볼트 DC 버스를 15 볼트 제어 전력으로 변환하는 것이 더욱 효율적이다.
배경 3단 전원의 제2단은 비제어형 DC/DC 컨버터의 형태로 되어 있는데, 이 컨버터는 제1 DC 출력 신호에 접속된 입력, 및 제1 DC 출력 신호로부터 전기적으로 절연되고 제1 DC 출력 신호에 대해 소정 비의 크기를 갖는 제2 DC 출력 신호 형태의 출력을 갖는다. 전원은 제2 DC 출력 신호를 용접 프로세스를 위한 용접 전류로 변환하기 위한 제3단을 포함한다. 전원의 제3단은 초퍼 또는 인터버와 같은 조절 컨버터를 포함한다. 인버터를 사용할 경우, 출력은 스위치가 전원에 의해 DC 용접을 할 수 있게 하는 극성 네트워크 또는 스위치로 향해진 DC 신호이다. 극성 스위 치는 음의 DC, 양의 DC 또는 AC의 용접을 가능하게 한다. 초퍼 또는 인터버를 사용한 용접 프로세스는 MIG 용접과 같은 차폐 가스로 실행될 수 있고, 텅스텐, 중심선 또는 고체 금속선과 같음 임의 유형의 전극을 사용할 수 있다. 본 발명의 실시양상에 따르면, 비제어형 DC/DC 컨버터의 출력은 제2단으로의 입력보다 상당히 작다. 대부분의 경우에, 제2단의 입력 및 출력은 일반적으로 고정된 크기를 갖는 DC 전압이다.
본 발명
고속 스위칭 속도를 갖는 용접 인버터를 동작시키는데 몇가지 이점이 있다. 예를 들어, 작은 자기들(magnetics)은 개선된 이동성(portability)으로 바뀐다. 다른 장점은 더 높은 대역폭 제어 시스템을 가질 수 있는 잠재력인데, 이 시스템은 양호한 아크 성능을 초래할 것이다. 그러므로, 상술된 새로운 3단 전원은 본 발명에 의해 개선된다. 이 배경 3단 전원은 18 kHz를 초과하는 매우 높은 스위칭 속도로 동작한 전원 스위치를 갖는다. 제1단용의 부스트 전원 스위치, 및 비제어형 제2단용의 4개의 전원 스위치는 고속 스위칭 속도의 이점을 얻기 위해 모두 고주파에서 동작된다. 그러한 고속 스위칭 동작의 사용에는 부정적인 측면이 있다. 그러한 스위칭 속도는 스위칭 손실을 야기한다. 스위칭 손실이 감소되지 않으면, 전원 효율 및 신뢰성이 저하된다. 스위칭 손실은 온 상태에서 오프 상태로, 또는 오프 상태에서 온 상태로의 스위칭 동안에 전류 및 전압의 겹침에 의해 야기된다. 스위칭 손실을 줄이기 위해, 전압 또는 전류는 스위칭 동안에 0 가까이로 유지되어야 한다. 스위칭 전이는 0 전압 또는 0 전류 또는 둘다가 될 수 있다. 이것은 " 소프트(soft) 스위칭"이라 불리운다. 공진(resonant) 또는 준(quasi)공진 기술이라고 하는 것은 지금까지 고속 스위칭 속도에서 0 전압 또는 0 전류에 의해 소프트 스위칭을 얻기 위해 사용되었다. 그러나, 이러한 유형의 종래의 소프트 스위칭 제어는 사인파형으로 인해 종종 더 높은 전류 및 전압 스트레스를 야기하고, 여전히 전도 손실을 갖는다. 그러나, 스위칭 손실 및 전도 손실 둘다를 감소시키는 방식으로 0 전압 전이 컨버터 및 0 전류 전이 컨버터를 이용하는 종래의 소프트 스위칭 회로가 있다.
본 발명에 따른 새로운 3단 전원의 비제어형 제2단 인버터가 출력 전력을 제어하기 위해 위상 시프트 PWM을 사용한다는 것은 공지되어 있다. 위상 시프트를 100% 가까운 높은 레벨, 양호하게 80% 이상으로 고정시킴으로써, 제2 비제어형 단에서의 스위칭 손실은 제한된다. 고정된 위상 시프트 PWM 제어를 사용함으로써, 제2단은 낮은 전도 손실을 생기게 하기 위해 완전 전도상태 가까에서 동작된다. 제2 비제어형 단은 고유하게 소프트 스위칭된다. 본 발명에 따르면, 상술된 3단 전원은 입력단에 소프트 스위칭을 갖는다. 이것을 위해, 본 발명은 제2 비제어형 단의 고유 소프트 스위칭과 결합될 제1 입력단용의 능동 소프트 스위칭 회로의 사용을 수반한다. 고유 소프트 스위칭과 추가된 소프트 스위칭의 이러한 결합은 본 발명에 따른 새로운 3단 전원의 효율을 상당히 증가시켰다.
제1단의 능동 소프트 스위칭 회로는 "High Efficiency Telecom Rectifier using A Novel Soft-Switching Boost-based Input Current Shaper"란 명칭의 IEEE의 1991년 논문에 설명된 타입(type) 회로이다. 이 1991년 11월 논문은 여기에서 참조로 사용된다. 이 타입 회로는 또한 IEEE의 "A New ZVT-PWM DC-DC Converter"란 명칭의 2002년 논문에도 설명된다. IEEE 트랜잭션 온 파워 일렉트로닉스(IEEE Transaction on Power Electronics)로부터의 이 논문은 2002년 1월호에 실린 것으로, 여기에서 참조로 사용된다. 소프트 스위칭용의 다른 능동 회로는 IEEE 트랜잭션 온 파워 일렉트로닉스에 의해 2004년 5월호로 출판된 "A New ZVT-ZCT-PWM DC-DC Converter"란 명칭의 2004년 논문에 설명된 전압 전이-전류 전이 회로이다. 이 논문 또한 여기에서 참조로 사용된다. 이들 논문은 3단 전원의 제1단에서 사용된 타입의 능동 소프트 스위칭 회로 또는 회로들을 설명한다. 본 발명은 제1 입력단용의 능동 소프트 스위칭 및 고유하게 소프트 스위칭된 비제어형 인버터를 위상 시프트 PWM 제어를 사용하여 결합한다. 위상 시프트 제어를 사용하는 일반적인 비제어형 인버터를 제시하기 위해 Steigerweld 4,864,479가 여기에서 참조로 사용된다. 이러한 유형의 비제어형 전원단은 고정된 높은 듀티 사이클 스위칭 동작의 사용을 통해 순환 전류를 최소화함으로써 효율을 증가시키는 형태를 갖는다. 고정된 듀티 사이클로 동작한 비제어형 인버터는 최소량의 전도 손실로 모든 주 스위치 상에서 소프트 스위칭을 달성할 것이다. 이 개념은 본 발명에 따른 3단 전원의 제2단에서 사용된다.
본 발명에 따르면, 3단 전원의 제1단의 고속 스위칭 속도 전원 스위치는 스위치 손실 및 출력 정류기 손실 둘다를 감소시키기 위해 능동 회로로 소프트 스위칭된다. 더욱이, 소프트 스위칭 입력단은 고정된 듀티 사이클의 위상 시프트 비제어형 인버터를 사용하여 고유 소프트 스위칭 능력을 갖는 제2단과 결합된다. 고정 된 듀티 사이클 비제어형 인버터의 고유 소프트 스위칭과 결합된 제1단의 능동 소프트 스위칭 회로의 결합은 본 발명에 따른 새로운 유형의 3단 전원의 효율을 상당히 증가시킨다.
3단 전원의 제1 입력단 상에 능동 소프트 스위칭 회로를 사용함으로써, 제1단의 펄스폭 변조기 컨버터는 능동 컨버터 스위치에 대한 0 전압 스위칭, 및 출력 다이오드에 대한 0 역 회복 전류를 갖는다. 이러한 소프트 스위칭은 전압 또는 전류 스트레스, 즉 2개의 컴포넌트의 전도 손실을 증가시키지 않는다. 제1단의 전원 스위치(능동)용의 이 소프트 스위칭 회로는 능동 펄스 폭 변조 전원 부스트 스위치 및 수동 출력 스위치 또는 출력 부스트 다이오드와 병렬로 된 인덕턴스 브렌치 및 캐패시터 브렌치를 갖는 네트워크를 사용하여 0 전압 전이를 포함한다. 2개의 브렌치 네트워크는 보조 스위치의 스위칭에 제어된 인덕턴스 브렌치 캐패시턴스 브렌치를 포함한다. 보조 스위치는 또한 펄스 폭 변조 전원 부스트 스위치와 병렬로 접속되고, 펄스 폭 변조 스위치의 턴온 바로 전에 짧은 기간동안 턴온된다. 네트워크 인덕터 전류는 소프트 스위칭 동작과 통신하여 출력 정류 다이오드를 턴오프시킬 때까지 증가한다. 인덕터 전류는 계속 증가하여, 펄스 폭 변조 회로 양단의 전압이 부스트 스위치의 턴온 이전의 시기에 0이 되게 한다. 펄스 폭 변조기 스위치의 역병렬 다이오드는 따라서 순방향 바이어스된다. 전원 스위치의 턴온 신호는 역병렬 다이오드가 턴온 상태에서 변조 스위치의 0 전압 스위칭을 제공하기 위해 도통하고 있는 동안 인가된다. 보조 스위치는 그 다음 턴오프되고, 변조 전원 스위치는 턴온된다. 보조 다이오드 및 캐패시터는 보조 스위치가 턴오프 상태에서 스트레스받지 않도록 보조 스위치 양단의 전압에 대한 스너버를 제공한다. 인덕터 브렌치 전류는 보조 스위치가 턴오프하는 때에 0으로 급강하한다. 나머지 동작은 주 스위치가 턴오프될 때 2개의 브렌치 네트워크에 저장된 에너지가 부하로 전달되는 점을 제외하고는, 종래의 펄스 폭 변조 부스트 컨버터의 동작과 동일하다. 이들 2개의 브렌치에 관한 몇몇 설명에서, 이들은 공진 회로라 칭해지는데, 이것은 기술적으로 맞을지 몰라도, 소프트 스위칭 기능에 반드시 필요하지는 않다.
보조 스위치 제어형 2개의 브렌치 회로는 전원 스위치 및 출력 다이오드 둘다의 소프트 스위칭을 제공하기 위해 본 발명의 제1 단에서 사용된다. 그러한 회로는 여기에서 참조로 사용된 Hua 5,418,704에서 설명된다. 제1단의 소프트 스위칭 및 제2단의 고유 소프트 스위칭은 본 발명을 사용한 결과이다.
본 발명에 따르면, 전기 아크 용접 프로세스를 위한 3단 전원이 제공된다. 이 전원은 AC 입력 및 제1 DC 출력 신호를 갖는 입력단; 제1 DC 출력 신호에 접속된 입력, 입력 신호를 제1 내부 AC 신호로 변환하기 위해 주어진 듀티 사이클로 고주파에서 스위칭된 스위치들의 네트워크, 제1 내부 고주파 AC 신호에 의해 구동된 1차 권선 및 제2 내부 고주파 AC 신호를 생성하기 위한 2차 권선을 갖는 절연 변압기, 및 제2 내부 AC 신호를 제2단의 DC 출력 신호로 변환하는 정류기를 갖고 있는 비제어형 DC/DC 컨버터 형태의 제2단을 포함한다. 제2단의 입력 신호의 크기는 제2단이 고유하게 소프트 스위칭되도록 펄스폭 변조기에 의해 제어된 위상 시프트를 사용하는 위상 시프트된 스위치들 사이의 고정된 중복량에 관련된다. 전원의 제3단은 제2단으로부터의 제2 DC 출력 신호를 용접 프로세스를 위한 용접 출력으로 변환한다. 이 3단 전원은 제1단에 DC/DC 컨버터를 제공함으로써 개선되는데, 컨버터는 소프트 스위칭 회로를 갖는 전원 스위치를 갖는다. 그러므로, 제1단으로의 소프트 스위칭 회로는 위상 시프트된 비제어형 제2단의 고유 소프트 스위칭을 보완하여, 3단 전원의 처음 2개의 단의 효율을 증가시킨다.
본 발명의 다른 실시양상에 따르면, 3단 전원의 제1 입력단의 소프트 스위칭 회로는 두개의 스위칭 전이 동안에 긍정적으로 전압을 0 가까이로 구동시키기 위해 전원 스위치와 일치하여 동작한 보조 스위치를 갖는 능동 스너버 회로이다. 제1단의 DC/DC 컨버터는 제1단 소프트 스위칭 회로에 의해 또한 소프트 스위칭되는 출력 또는 부스트 다이오드를 갖는다. 본 발명의 다른 실시양상에 따르면, 제1단의 DC/DC 컨버터는 리드들을 연결하는 캐패시터를 갖는 양극 및 음극 출력 리드, 및 보조 스위치의 양극 단자를 양극 출력 리드로 클램프하는 다이오드를 갖는다. 제1단의 능동 소프트 스위칭 및 제2단의 고유 소프트 스위칭의 유일한 결합을 갖는 3단 전원은 제3단 초퍼와 함께 사용된다. 선택적으로, 출력 초퍼는 자신의 전원 스위치용의 소프트 스위칭 회로를 갖는다. 본 발명의 이러한 모든 특징은 3단 전원 형태의 장점을 유지하면서 전원의 효율을 증가시키기 위해 새로운 특징으로서 중앙의 비제어형 절연단을 갖는 3단 전원을 개선시킨다.
본 발명은 3단 전원의 입력단과 비제어형 중앙단의 결합으로서, 제1단은 부스트 전원 스트에 대한 능동 소프트 스위칭 회로, 및 위상 시프트된 비제어형 제2단에 대한 고유 소프트 스위칭을 갖는다. 따라서, 본 발명은 AC 입력 및 제1 DC 출력 신호를 갖는 입력단 및 제2단을 포함하는 2단 AC/DC 컨버터를 수반한다. 제2 단은 제1 DC 출력 신호에 접속된 입력, 입력을 제1 내부 AC 신호로 변환하기 위해 주어진 듀티 사이클로 고주파에서 스위칭된 스위치들의 네트워크, 제1 내부 고주파 AC 신호에 의해 구동된 1차 권선 및 제2 내부 고주파 AC 신호를 생성하기 위한 2차 권선을 갖는 절연 변압기, 및 제2 내부 AC 신호를 제2단의 제2 DC 출력 신호로 변환하는 정류기를 갖고 있는 비제어형 DC/DC 컨버터 형태이다. 제2단의 출력 신호의 크기는 위상 시프트된 스위치들 사이의 중복량에 관련된다. 입력단은 제1단의 전원 스위치와 일치하여 동작한 보조 스위치를 갖는 능동 스너버 회로인 소프트 스위칭 네트워크를 갖는 전원 스위치를 포함한다.
본 발명의 주요 목적은 새로운 3단 전원을 제공하기 위한 것으로, 이 새로운 3단 전원에서, 제1단은 고속 스위칭 전원 스위치용의 능동 소프트 스위칭 회로를 갖고 있고, 제2단은 절연단의 일부를 형성하는 비제어형 인버터인데, 인버터는 자신의 몇개의 스위치에 대한 고정된 높은 듀티 사이클에 기초한 소프트 스위칭 특성을 갖는다.
본 발명의 다른 목적은 전원 변환시에 사용하기 위한 2단 인버터를 제공하기 위한 것으로, 컨버터는 능동 소프트 스위칭 회로를 갖는 전원 스위치를 포함하고, 제2단은 위상 시프트에 의해 제어된 고정된 듀티 사이클을 갖는 비제어형 인버터를 수반한다.
본 발명의 또 다른 목적은 상술된 바와 같은 3단 전원을 제공하기 위한 것으로, 3단 전원은 또한 수동 소프트 스위칭 회로를 갖는 초퍼의 전원 스위치가 있는 초퍼 형태의 출력단을 포함한다.
본 발명의 또 다른 목적은 상술된 바와 같은 3단 전원을 제공하기 위한 것으로, 전원은 제1단의 능동 소프트 스위칭 회로, 제2단의 고유 소프트 스위칭 특성, 및 제3단의 수동 소프트 스위칭 회로를 포함한다.
이들 및 다른 목적 및 장점은 첨부된 도면을 참조한 다음의 설명으로부터 명백해질 것이다.
3단 전원(도 1-21)
본 발명은 Lincoln Electric Company에 의해 개발된 전기 아크 용접 시에 사용하기 위한 새로운 3단 전원의 변형으로서, 이 전원은 본 발명의 종래 기술이 아니다. 새로운 3단 전원은 AC 신호를 DC 출력 버스로 변환하는 입력단을 갖는다. 이 출력 버스는 고정된 전압 레벨을 갖고있고, 도 16에 잘 도시된 제2단의 입력으로 보내진다. 3단 전원의 이 새로운 제2단은 비제어형 인버터로서, 이 인버터는 절연 특징을 포함하고, DC 입력 버스에 비례하는 제2 DC 출력 또는 제2 DC 버스를 갖는다. 레벨 관계는 비제어형 인버터의 구성에 의해 고정된다. 비제어형 제2단 인버터는 스위치가 18 kHz보다 큰, 양호하게 약 100 kHz인 높은 스위칭 주파수에서 동작되는 스위칭 네트워크를 갖는다. 전원의 제2단을 형성하는 비제어형 인버터 내의 스위치 네트워크의 스위칭 주파수는 작은 자기 컴포넌트들을 사용할 수 있게 한다. 비제어형 인버터의 절연된 DC 출력은 전원의 제3단으로 향하게 된다. 이 제3단은 용접 동작의 전류, 전압 또는 전력과 같은 용접 파라미터에 의해 조절되는 초퍼 또는 인버터일 수 있다. 변형예에서, 이 제3단은 양호하게 초퍼이다. 3단 전원의 형태는 제1 DC 신호를 생성하는 입력단, 용접 동작시에 사용된 전류를 조절하기 위해 전원의 제3단에 의해 사용되는 절연된 고정 DC 전압 또는 DC 버스를 생성하는 제2 비제어형 DC/DC 단을 갖는다. 본 발명에 따른 3단 전원의 3가지 예가 도 1-3에 도시된다. 도 1의 전원 PS1은 제1단 I, 제2단 II, 및 제3단 III을 포함한다. 이 실시예에서, 단 I은 AC 입력 신호(12)를 제1 DC 버스(14)로 변환하는 AC/DC 컨버터(10)를 포함한다. 입력(12)은 200-700 볼트 사이에서 변할 수 있는 전압을 갖는 단상 또는 3상 AC 선 공급기이다. 컨버터(10)는 DC#1로 식별된 DC 버스(14)를 생성하기 위한 정류기 또는 필터 네트워크 형태일 수 있는 비제어형 장치로 도시된다. AC 입력 신호가 선 전압이기 때문에, DC 버스(14)는 일반적으로 크기가 균일하다. 비제어형 인버터 A는 DC 버스(14)(DC#1)을 제2 DC 버스 또는 제2 DC 출력(20)(DC#2)로 변환하기 위해 절연 변압기를 갖는 DC/DC 컨버터이다. 출력(20)은 컨버터(30)인 단 III로의 전원 입력을 형성한다. 라인(20) 상의 DC 전압은 라인 B에서 용접하기에 적절한 전류로 변환된다. 피드백 제어 또는 조절 루프 C는 용접 동작의 파라미터를 감지하고, 컨버터(30)의 조절에 의해 라인 B 상의 전류, 전압 또는 전력을 조절한다. 인버터의 사용이 대안이 될 수 있지만, 실제로, 컨버터(30)는 초퍼이다. 도 1에 도시된 3단 전원 PS1을 가짐으로써, 제2단의 스위칭 네트워크는 통상적으로 컨버터(30)의 스위칭 주파수보다 높은 주파수를 갖는다. 더욱이, 라인(20)(DC#2)에서의 DC 전압은 실질적으로 라인(14)(DC#1) 상의 단 I로부터의 DC 전압보다 작다. 실제로, 인버터 A 내에 절연 변압기가 있다. 변압기는 라인(20) 상의 전압을 생성하기 위해 실질적으로 2차측보다 더 많이 턴하는 입력 또는 1차측을 갖는다. 실제로, 이 턴 비(turn ratio)는 라인(20) 상의 전압이 라인(14) 상의 전압의 1/4이 되도록 4:1이다. DC#1의 경우, 이 전압은 실제로 약 400 볼트이다.
본 발명에 따른 3단 전원의 일반적인 형태가 도 1에 도시되지만; 도 2에는 전원 PS2가 전원 PS1과 동일한 단 II 및 단 III를 기본적으로 갖는 반면, 입력단 I이 정류기와 그 다음의 제어형 DC/DC 컨버터를 포함하는 AC/DC 컨버터(40)인 양호한 구현예가 도시된다. 변환 신호는 제1 DC 버스(DC#1)로 표시된 라인(14) 내의 DC 신호이다. 라인(14) 상의 전압은 표준 기술에 따라 피드백 라인(42)으로 표시된 바와 같이 조절된다. 그러므로, 전원 PS2에서, 출력 용접 컨버터(30)는 피드백 루프 C에 의해 조절된다. 라인(14) 상의 전압은 라인(42)로 표시된 피드백 루프에 의해 조절된다. 컨버터(40)가 역률 정정 컨버터이기 때문에, 컨버터는 라인(44)에 의해 표시된 전압 파형을 감지한다. 전원 PS2를 사용함으로써, 제1 DC 버스(14)는 입력(12)에서 상이한 단상 또는 3상 전압을 갖는 고정 DC 전압이다. 그러므로, 출력(20)은 단지 라인(14) 상의 DC 전압의 변환일 뿐이다. DC#2는 절연 변압기에 의해 결정된 레벨, 및 비제어형 인버터 A 내의 스위칭 네트워크의 고정된 듀티 사이클을 갖는 고정된 전압이다. 이것은 단 II가 고정 제1 DC 출력 또는 DC 버스를, 초퍼 또는 인버터와 같은 제어형 용접 컨버터를 구동하기 위해 사용된 제2 고정 DC 출력 또는 DC 버스로 변환하기 위한 비제어형 인버터인 3개의 분리된 별개의 단들을 이용하는 새로운 전원의 양호한 구현예이다. 다른 대안으로서, 단 I은 라인(20) 내의 DC#2 버스로부터의 피드백에 의해 조절될 수 있다. 이것은 도 2에 점선 (46)으로 표시된다.
도 3의 전원 PS3은 3단 전원의 다른 구현예이다. 이것은 양호한 구현예는 아니지만; 본 발명의 3단 전원은 용접 전류 출력 B로부터의 피드백 루프(52)에 의해 조절된 입력 컨버터(50)를 가질 수 있다. 3단 전원의 이러한 사용으로, 컨버터(50)는 용접 출력에 의해 조절되고, 전원 PS2에서와 같이 라인(14) 상의 전압에 의해 조절되지 않는다. 용접 출력 B로부터의 조절에 따라, 컨버터(50)는 역률 정정 단 및 용접 조절기가 된다. 그러나, 3단 전원의 이 구현은 완전한 기술적 개시를 위해 개시된다.
상술된 바와 같이, 입력단 I은 단상 또는 3상 AC 신호(12)를, 제2단 II를 구성하는 비제어형 인버터 A에 의해 사용하기 위한 고정 DC 버스(14)(DC#1)로 변환한다. 새로운 3단 전원은 일반적으로, 도 1-3에서 라인(14)로 표시된 DC 전압을 생성하기 위해 단 I 내의 DC/DC 컨버터를 사용한다. 단 I의 DC/DC 컨버터는 라인(12) 에 대해 원하는 전압을 생성하도록 선택될 수 있다. 3개의 이들 컨버터는 도 4-6에 도시되는데, 입력 정류기(60)는 라인(60a, 60b) 내의 DC 전압을, 도 4, 도 5 및 도 6에 각각 도시된 부스트 컨버터(62), 버크 컨버터(64) 또는 버크+부스트 컨버터(66)일 수 있는 DC/DC 컨버터에 제공한다. 이들 컨버터를 사용함으로써, 단 I의 DC/DC 컨버터는 역률 정정 칩을 포함하는데, 이 칩이 역률이 정정될 수 있게 함으로써, 전원의 입력에서의 고조파 왜곡을 감소시킨다. 역률 정정 입력 DC/DC 컨버터의 사용은 용접 분야에서 널리 공지되어 있는 것으로, 많은 종래의 2단 형태에서 사용된다. 컨버터(62, 64 및 66)는 양호하게 역률 정정 칩을 포함하지만; 이것 은 요구되지는 않는다. 단 I의 주요 목적은 도 4-6에 라인(20a, 20b)로 표시된 라인(12) 내에 고정 DC 버스(DC#2)를 생성하기 위해, 버스가 도 4-6에 라인(14a, 14b)으로 표시되는 라인(12) 내에 DC 버스(DC#1)을 제공하기 위한 것이다. 역률 정정은 새로운 3단 형태를 이용하기 위해 요구되지는 않는다. 비역률 정정 입력단은 도 7에 도시되는데, 도 7에서, 정류기(60)의 출력 라인(60a, 60b)는 라인(14a,14b) 내에 일반적으로 고정된 전압을 생성하기 위해 대용량 저장 캐패시터(68)에 의해 연결된다. 도 7에서의 단 I은 역률 정정 회로 또는 칩을 포함하지 않는다. 그러나, 전원은 여전히, 라인(20a,20b) 상에 일반적으로 고정된 전압을 생성하기 위해 제2단이 비제어형 절연 인버터 A인 3단을 수반한다. 입력단 I의 다른 변형은 도 8에 도시되는데, 도 8에서, 수동 역률 정정 회로(70)는 3상 AC 입력 L1, L2 및 L3에 접속되어, 일반적으로 고정된 DC 전압을 라인(14a,14b) 양단에 생성하고, 이 라인들은 인버터 A의 입력에서 DC 버스(14)(DC#1)을 구성한다. 도 4-8에서의 변형된 단 I의 개시는 사실상 단지 예시적인 것으로, 단상 또는 3상 입력 신호를 갖고, 역률 정정을 갖거나 갖지 않는 다른 입력단이 사용될 수 있다.
라인(20a,20b)로 표시된 출력 버스(20) 상에 낮은 고정 전압을 제공함으로써, 용접을 위한 새로운 3단 전원의 제3단은 18 kHz보다 높은 주파수에 동작한 초퍼 또는 다른 컨버터일 수 있다. 비제어형 인터버 및 제어형 출력 컨버터의 스위칭 주파수는 서로 다를 수 있다. 실제로, 통상적으로 초퍼의 스위칭 주파수는 비제어형 인버터 A의 주파수보다 상당히 낮다. 도 9에 도시된 전원 PS4는 단 II가 전기 아크 용접을 위해 사용된 유형의 표준 제어형 컨버터(100)인 본 발명의 사용 을 도시한 것이다. 이 컨버터는 고정 입력 DC 버스(20)에 의해 구동되고, 출력 리드(lead)(102, 104) 양단에 용접에 적절한 전류를 제공하기 위해 용접 동작부(120)로부터의 피드백에 의해 조절된다. 리드(102)는 양극 리드이고, 리드(104)는 음극 리드이다. 2단 인버터 기반의 전원에 대한 표준 출력 형태에 따르면, 리드(102, 104)는 표준 극성 스위치(110)로 보내진다. 이 스위치는 리드(102)가 용접 동작부(120)의 전극으로 향하게 되는 제1 위치를 갖고, 따라서 극성 스위치(102)의 출력은 출력 라인(110a) 상에 양극을 갖고, 출력 라인(110b) 상에 음극을 갖는다. 이것은 용접 동작부(120)에서 양의 전극 DC 용접 프로세스를 발생시킨다. 극성 스위치 네트워크(110)의 반전은 용접 동작부(120)에서 음의 전극 DC 용접 프로세스를 발생시킬 수 있다. 그러므로, 음의 DC 또는 양의 DC를 갖는 DC 용접 프로세스는 표준 극성 스위치(110)의 설정에 따라 실행될 수 있다. 이와 유사한 방식으로, 극성 스위치(110)는 용접 동작부(120)에서 AC 용접 프로세스를 발생시키기 위해 음의 전극과 양의 전극 사이에서 교체될 수 있다. 이것은 극성 스위치(110)가 AC 용접 프로세스 또는 DC 용접 프로세스를 발생시키기 위해 제어형 컨버터(100)로부터의 DC 출력을 구동하는 표준 기술이다. 이 프로세스는 라인(132, 134)에 의해 각각 표시된 바와 같이 컨버터(100)를 조절하고 스위치(110)의 극성을 설정하기 위해 제어기(130)로 향한 라인 또는 루프(122)로 표시된 피드백 시스템에 의해 조절되고 제어된다. 단 III에서의 용접 동작부를 조절함으로써, 단 II에서의 비제어형 인버터는 전원의 제2단 내의 컴포넌트 크기를 줄이기 위해 비교적 높은 스위칭 주파수를 가질 수 있고, 효율을 개선하기 위해 100%에 가까운 듀티 사이클 스위칭을 가질 수 있다. 3단 전원의 양호한 실시예는 미합중국 오하이오주 클리브랜드의 Lincoln Electric Company에 의해 개발된 파형 제어 기술을 이용한다. 이러한 유형의 제어 시스템은 널리 공지되어 있으며, 도 9a에 개략적으로 도시되는데, 도 9a에서, 제어 회로(150)는 라인(152a) 상의 전압이 파형 발생기(152)로부터 출력될 때 파형 프로파일을 프로세스한다. 파형 프로파일은 출력(156)을 갖는 에러 증폭기(154)로 개략적으로 도시된 바와 같이 피드백 루프(122)에 의해 제어된다. 그러므로, 발생기(152)로부터의 프로파일은 피드백 루프(122)에 의해 제어되고, 출력 라인(156) 내에 신호를 생성한다. 이 라인은 오실레이터(162)의 출력에 의해 결정된 고주파에서 동작한 적절한 펄스 폭 변조기 회로(160)로 향하게 된다. 이 주파수는 18 kHz보다 크고, 종종 40 kHz보다 크다. 제어형 컨버터(100)는 양호하게 40 kHz 이하에서 동작한다. 통상적으로 제어기(130) 내의 디지털 회로인 펄스 폭 변조기의 출력은 제어형 컨버터(100)에 의해 파형을 제어하기 위한 라인(132)으로 표시된다. 표준 실시에 따르면, 인터버(100)의 파형은 AC 또는 DC의 소정의 파일을 가질 수 있다. 이 특징은 도 9a의 우측 부분에 파형(152b, 152c 및 152d)으로서 개략적으로 도시된다. 파형(152b)은 더 높은 음의 전극 암페어 수가 제공되는 AC MIG 용접에서 사용된 유형의 AC 파형이다. 더 높은 양의 암페어 수도 또한 일반적인 것이다. 파형(152c)에서, 음의 전극 및 양의 전극 둘다의 암페어수는 기본적으로 더 큰 음의 전극 부분의 길이와 동일하다. 물론, AC 용접을 위한 프로세스는 음의 전극 또는 양의 전극을 위해 균형된 AC 파형 또는 불균형 AC 파형을 제공하도록 조정될 수 있다. 극성 스위치(110)가 음의 DC 또는 양의 DC 용접 동작을 위해 설정되면, 파 형(152d)으로 도시된 펄스 용접 파형은 파형 발생기(152)에 의해 제어된다. AC 및 DC인 기타 다양한 파형은 제어기(130)에 의해 제어될 수 있으므로, 용접 동작부(120)가 AC 또는 DC로 조정될 수 있다. 더욱이, 용접 동작부는 TIG, MIG, 서브머지드(submerged) 또는 그 밖의 다른 것일 수 있다. 임의의 프로세스는 전원 PS4 또는 본 발명을 사용하는 다른 전원에 의해 실행될 수 있다. 전극은 금속 심선, 플럭스 심선 또는 고체선과 같은 비소모품 또는 소모품일 수 있다. 차폐 가스는 이용되는 전극에 따라 사용될 수도 사용되지 않을 수도 있다. DC 용접만을 실행하기 위한 전원 PS4의 변형은 도 10에 전원 PS5로 도시된다. 이 전원에서, 용접 동작부(120)는 피드백 루프(122)가 출력(172)을 갖는 제어기(170)로 향하게 되도록 DC 용접 동작만을 실행한다. 제어형 컨버터(100a)는 양호하게, DC 전압을 라인(102a, 104a) 양단에 생성하기 위한 초퍼이다. 제어기(170)는 도 9a에 도시된 바와 같이 파형 발생기(152)에 의해 제어된다. 라인(102a, 104a) 상의 극성은 용접 동작부(120)에서 실행된 DC 용접 프로세스의 요구에 따라 음의 전극 또는 양의 전극이다. 제어형 컨버터(100a)는 도 9에 도시된 전원 공급기 PS4의 용접 출력부보다 더 단순화된다. 도 9 및 10은 도 9a에 도시된 제어 네트워크 또는 회로(150)와 함께, 새로운 3단 전원의 다양성을 나타낸 것이다.
이들 2가지 유형의 전원에서 사용된 제어형 및 비제어형 스위칭 네트워크를 위한 제어기를 동작시키는 전압을 제공할 필요가 있다. 도 11은 전원 PS6과 같은 3단 전원의 다양한 제어기를 동작시키기 위한 제어 전압을 얻기 위해 이용된 아키텍터 및 방식을 도시한 것이다. 2단 전원의 제2단의 스위칭 제어기 및 사전조절기 의 스위칭 제어기를 위한 제어 전압을 제공하기 위해 사전조절기의 출력을 사용하는 것은 널리 공지되어 있으며, 여기에서 참조로 사용된 Moriguchi 5,926,381에 개시된다. 용접 동작을 실행하기 위한 출력 초퍼는 입력 DC 전압에서 초퍼로의 제어기 제어 전압을 상투적으로 얻는다. 이들 2가지 널리 공지된 기술은 전원 PS6에서 사용된다. 3단 전원은 전원 내의 다양한 위치로부터 얻은 전원 공급을 갖는 제어기로 동작될 수 있다. 더욱 구체적으로, 전원 PS6은 리드(14a, 14b)(DC#1) 상의 제1 DC 버스로부터 출력(182) 및 입력(184, 186)을 갖는 전원 공급기(180)를 갖는다. 전원 공급기(180)는 도 2의 사전조절기(40)의 출력에서의 고전압을 라인(182) 상에서의 저전압으로 감소시키기 위해 도시되지 않은 버크 컨버터 또는 플라이백(flyback) 컨버터를 포함한다. 이 제어 전압은 5 볼트와 20 볼트 사이에 있을 수 있다. 라인(182) 상의 전압은 표준 기술에 따라 사전조절기(40)의 동작을 실행하기 위해 출력 리드(192)를 갖는 제어기(190)로 향하게 된다. 사전조절기는 도 2 및 3에 도시된 조절 피드백 라인(42, 44)을 갖지만, 도 11에서는 생략된다. 비제어형 인버터 A는 입력 전압과 출력 전압 사이의 듀티 사이클 또는 고정 관계를 바꾸기 위한 제어기를 필요로 하지 않는다. 그러나, 전원 공급기(180)로부터 라인(196) 내의 제어기 동작 전압을 수신하는 제어기(194)를 필요로 한다. 이 배열은 제2단 제어기(194)가 종래의 2단 전원에서 사용된 조절 제어기가 아닌 것을 제외하고는, Moriguchi 5,926,381에 개시된 개념과 유사하다. 대안적으로, 전원 공급기 PS#3은 점선(176)으로 표시된 선택적인 전원 공급 전압을 제공하기 위해 입력(12)의 한 단에 의해 구동된다. 단 III의 제어형 출력 컨버터(30)는 리드(20a, 20b)를 포함하는 것으로 도시된 DC 버스(20)(DC#2) 상의 전압에 의해 결정된 라인(202) 상의 제어기 전압을 갖는 PS#2로 표시된 전원 공급기(200)를 갖는다. 또한, 전원 공급기(200)는 비제어형 컨버터 A의 출력에서의 DC 버스를, 출력(212)을 갖는 제어기(210)에 의해 사용하기 위한 저전압으로 변환하기 위해 버크 컨버터 또는 플라이백 컨버터를 포함한다. 라인(212) 상의 신호는 각각 도 1 및 도 2의 전원(PS1, PS2)과 관련하여 설명된 바와 같이, 라인 C 상의 피드백 신호에 따라 용접 컨버터(30)의 출력을 조절한다. DC 버스(14)(DC#1) 및 DC 버스(20)(DC#2)는 제어기(190, 194 및 210)를 위한 낮은 레벨의 DC 제어 전압을 생성하기 위해 DC/DC 컨버터인 전원 공급기(180, 200)에 입력을 제공한다. 점선(220)으로 표시된 대안으로서, PS#2로 표시된 전원 공급기(180)는 제어기(210)에 제어 전압을 제공할 수 있다. 도 11은 PS#1 및 PS#2로 표시된 다양한 고정 DC 전압 레벨로부터 감소된 공급 전압을 수신할 수 있는 제어기를 갖는 3단 전원을 사용하는 다양성을 설명하기 위해 개시되었다. 다른 배열은 PS#3으로 도시된 방식으로 변압기에 의해 AC 입력 전압(12)의 한 단으로의 정류된 접속과 같이, 제어기 전압을 제공하기 위해 이용될 수 있다.
도 12에서의 전원 PS7은 동일한 식별 번호를 갖는 컴포넌트가 있는 전원 PS6과 유사하다. 출력단 III은 전극 E와 소재 W 사이에서 DC 전류를 향하게 하는 초퍼(230)이다. 전류 분류기(shunt) S는 피드백 신호 C를 제어기(210)에 제공한다. 단 II의 고속 스위칭 속도 인터버(240)는 1차 권선(252) 및 2차 권선(254)을 갖는 변압기(250)에 의해 제공된 절연을 갖는 지금까지 설명된 특성을 갖는다. DC/DC 컨버터(240)의 1차측은 교류를 1차 권선(252)으로 향하게 하는 스위칭 네트워크이 다. 2차 권선(254)으로부터의 정류된 출력은 컨버터(240)의 2차측이다. 컨버터(240)는 제어기(194)에 의해 설정된 듀티 사이클 또는 위상 시프트를 갖는 고속 스위칭 속도 인터버를 이용한다. 스위칭 주파수는 이 전원의 실용 버전에서 약 100 kHz이다. 듀티 사이클은 초퍼(230)에 의해 용접 동작 중에 동일하게 유지되지만; 인버터의 듀티 사이클 또는 위상 시프트는 제어기(194)를 조정하기 위해 출력(262)을 갖는 "ADJ" 회로(260)에 의해 표시된 바와 같이 조정될 수 있다. 듀티 사이클은 통상적으로, 스위치 쌍들이 인버터(240)의 1차측에서 최대한 함께 도통되도록 100%에 가깝다. 그러나, 제1 DC 버스(14)와 제2 DC 버스(20) 사이의 고정 관계를 변경하기 위해, 회로(260)는 듀티 사이클 또는 위상 시프트를 조정하도록 사용될 수 있다. 그러므로, 비제어형 절연 인버터(240)는 서로 다르지만 고정된 듀티 사이클을 갖도록 변경된다. 그러나, 듀티 사이클은 통상적으로, 100%에 매우 가까우므로, 스위치 쌍들은 기본적으로 일치하여 동작된다. 듀티 사이클은 양호하게, 3단 전원의 정상 애플리케이션에서 80-100% 사이에서 변한다. 새로운 전원의 양호한 구현예에서, 도 4에 도시된 부스트 컨버터(62)는 역률 정정 입력 단 I에 사용된다. 이 부스트 컨버터는 상술된 바와 같이 제어 전압(182)을 갖는 제어기(190)에 따라 동작된다. 약간의 변형에 따르면, 공급기(270)는 단상 또는 3상 AC 입력(12)의 한 상에 걸쳐 라인(274)에 의해 접속된 변압기를 갖는다. 전원 공급기(270) 내의 정류기 및 필터는 원한다면 라인(182) 내의 제어 전압 대신에 사용하기 위한 최적의 점선(276)에서 낮은 제어 전압을 생성한다. 이들 2가지 대안은 전원 PS7의 동작 특성에 영향을 미치지 않는다. 전기 아크 용접을 위한 3단 전원의 다른 그러 한 변형은 앞의 설명 및 용접 분야에 널리 공지된 기술로부터 얻어질 수 있다.
입력 단 I은 통상적으로, 도 4-8에 개시된 정류기 및 역률 정정 DC/DC 컨버터를 포함한다. 이들 입력단은 입력(12)로 표시된 다양한 크기의 3상 및 단상 AC 신호에 사용될 수 있다. 3상 AC 입력 전원을 위한 한 입력단의 소정의 실시양상은 도 13-16의 회로와 관련하여 개시된다. 이들 회로의 각각은 3상 입력, 및 입력단에 대한 낮은 고조파 왜곡률 및 높은 역률로 얻어지는 DC 버스 출력(DC#1)을 갖는다. 도 1-12의 개시는 일반적으로 새로운 3단 전원에 적용가능하지만; 사용된 특정 단 I은 종래의 2단 전원 또는 새로운 3단 전원에 관련된다. 도 13에서, 단 I의 입력 회로(300)는 출력 리드(302a, 302b)를 갖는 3상 정류기(302)를 포함한다. 부스트 스위치(310)는 인덕터(312), 다이오드(314) 및 병렬 캐패시터(316)와 직렬이다. 표준 역률 정정 칩인 적절한 회로(320)는 입력 전압을 결정하기 위한 입력(322), 조절 피드백 라인(322a), 및 입력(12) 내의 전류가 일반적으로 입력 전압과 동상이 되게 부스트 스위치를 동작시키는 출력(324)을 갖는다. 이 칩은 본 발명에서 사용될 수 있고 정상 2단 전원에도 사용될 수 있는 표준 3상 역률 정정 부스트 컨버터 칩이다. 이와 유사한 방식으로, 도 14에 도시된 입력 회로(330)는 상술된 출력 리드(302a, 302b)를 갖는 3상 정류기(302)를 갖는다. 인덕터(350), 다이오드(352, 354) 및 캐패시터(356, 358)를 포함하는 부스트 회로는 회로(330)의 출력에서의 전류 및 입력 전압(12)의 조정을 제공하기 위해 스위치(340, 342)와 함께 사용된다. 이 목적을 달성하기 위해, 제어 칩(360)은 입력(366)에서의 감지된 전압에 따라 라인(362, 364)에서 게이팅 펄스를 제공하고, 라인(367, 368)에서 피드백 조절 신호를 제공한다. 이것은 2단 전원 또는 새로운 3단 전원의 입력을 형성하는 유형의 3상 역률 정정을 제공하기 위한 표준 기술이다. 3상 입력 상에서 동작했을 때의 능동 3상 회로(300, 330)는 약 0.95의 입력 역률을 제공한다는 것을 알았다. 단상 AC 입력을 가질 때의 단 I의 역률은 약 0.99 이상으로 정정될 수 있다. 3상 전원이 일반적으로 낮은 레벨로만 정정될 수 있기 때문에, 2단 또는 3단 전원의 입력 단 I용의 수동 회로는 능동 역률 정정 회로의 능력과 어느정도 상응한다는 것을 알았다. 표준 수동 회로(400)는 도 15에 도시되는데, 3상의 각각은 DC 전류를 출력 리드(302a, 302b)를 통해 인덕터(412) 및 캐패시터(414)를 포함하는 필터 회로로 향하게 하는 3상 정류기(302)에 의해 정류된다. 도 15에 도시된 것과 같은 수동 회로는 3상 입력의 역률을 일반적으로 약 0.95 범위의 레벨로 정정할 수 있다. 이것은 3상 입력 회로용 능동 회로의 능력과 어느 정도 동일하다. 버크+부스트 입력 회로(420)는 도 16에 도시된다. 라인(302a, 302b) 상의 정류된 전류는 입력(12)으로부터의 전압 파형 신호를 갖는 라인(432)을 갖는 표준 역률 정정 칩(430)을 사용하여 스위치(422)에 의해 먼저 버크되는데, 라인(432)은 또한 부스트 스위치(440)를 동작시키도록 칩(434)을 조종한다. 스위치(422, 440)는 인덕터(450), 다이오드(452) 및 캐패시터(454)를 포함하는 회로를 사용하여 입력 역률을 제어하도록 일치하여 동작된다. 회로(300, 330, 400 및 420)는 입력 전압 파형 및 DC#1의 전류에 의해 제어된 이용가능한 스위치들 및 표준 기술을 사용하는 표준 3상 수동 역률 정정 회로이다. 도 13-16은 3단 전원의 제1단에 행해질 수 있는 소정의 변형을 도시한 것이다. 물론, 역률을 개선하고, 전기 아크 용접의 전원을 구동하 기 위해 사용된 유형의 DC 및 AC 신호의 고조파 왜곡을 감소시키는 다른 기술이 있다.
단 II의 비제어형 인버터 A는 다양한 인버터 회로를 사용할 수 있다. 양호한 회로는 도 17에 도시되는데, 인버터는 절연 변압기(250)의 1차 권선(252)으로의 입력에 의해 정해진 1차측과, 2차 권선(254)의 출력에 의해 정해진 2차측 사이에서 나누어진다. 먼저 인버터 A의 1차측을 참조하면, 풀 브리지(full bridge) 회로(500)가 이용되는데, 이 회로에서, 캐패시터(548) 양단에 있는 쌍 스위치 SW1-SW3 및 SW2-SW4는 리드(502, 504)에 의해 접속된다. 스위치들은 각각 라인(510, 512, 514 및 516) 상의 게이팅 펄스에 의해 교호 순서로 활성화된다. 제어기(194)는 라인(510-516) 내의 게이팅 펄스, 및 상술된 바와 같은 회로(260)로부터의 라인(262) 상의 로직에 의해 결정된 조정된 듀티 사이클을 출력시킨다. 듀티 사이클은 라인(510 및 512) 및 라인(514 및 516)의 위상 시프트를 변경함으로써 제어된다. 회로(260)는 쌍 스위치의 듀티 사이클 또는 위상 시프트를 조정한다. 이 조정은 인버터 A의 동작 중에 고정된다. 실제로, 회로(500)는 스위치들의 각 쌍이 최대 기간의 중복 도통을 갖는 약 100% 듀티 사이클 또는 위상 시프트를 갖는다. 제어기(194)는 상술된 바와 같이 라인(196)으로 표시된 적절한 공급기로부터의 제어 전압을 갖는다. 회로(500)의 동작시에, 교류 전류는 1차 권선(252)을 통해 향하게 된다. 이 전류는 통상적으로 최소한 약 100 kHz의 초고주파를 가지므로, 컴포넌트의 크기, 무게 및 비용이 감소될 수 있다. 높은 스위칭 주파수는 용접 동작부에 의해 지시받지는 않지만, 3단 전원의 비제어 단 A의 효율을 위해 선택된다. 블록 (block) 캐패시터는 비조절된 게이트 구동 신호들로의 포화를 방지하기 위해 1차 권선과 직렬로 연결된다. 인버터 A의 2차측은 동기 정류기 장치(522, 524)를 갖는 정류기(520)이다. 동기 정류기 장치는 일반 전기 공학 분야에서 널리 공지된 것으로, 여기에서 참조로 사용되는 Boylan 6,618,274에서 설명된다. 이들 장치는 표준 기술에 따라 2차 권선(254)의 대향 단부에서 생성된 라인(526, 528) 상의 신호들에 의해 게이팅된다. 리드(530, 532 및 534)는 리드(20a, 20b) 양단에 DC 전압(DC#2)을 생성하기 위해 정류기(520)의 출력 리드를 형성한다. 전류는 초크(choke)(544)에 의해 평활화되고, 표준 용접 기술에 따라 캐패시터(546) 양단을 흐른다. 인버터 A는 비제어형인데, 이것은 용접 동작부로부터의 실시간 피드백 신호에 의해 조정되지 않는다는 것을 의미한다. 인버터 A는 단지 DC 버스(12)(DC#1)을 DC 버스(20)(DC#2)로 변환시킬 뿐이다. 이 변환은 인버터 A를 사용하여 전원의 제어형 제3단으로 향한 전압을 실질적으로 감소시킬 수 있게 한다. 전압의 감소는 양호한 실시예에서 비가 약 4:1인 변압기(250)의 턴 비에 의해 주로 결정된다. DC#1의 경우, 전압은 약 400 볼트이다. 그러므로, 출력 버스(20) 상의 고정 전압은 제1단의 출력 버스(12) 상의 고정 전압의 1/4이다. 비제어형 단의 몇가지 장점은 배경 정보로서 여기에서 참조로 사용된 Dr.Ray Ridley 저의 "The incredible Shrinking (Unregulated) Power Supply"이란 명칭의 논문에 포함된다. 기본적인 장점은 인버터 단의 크기 및 비용을 감소시키기 위해 주파수를 100 kHz 이상으로 증가시킬 수 있는 능력이다.
여러가지 회로가 본 발명의 새로운 단 II를 구성하는 비제어형 인버터 A에 사용될 수 있다. 특정 유형의 인터버는 제어를 하지 않는다. 몇가지 인버터가 사용되었다. 몇가지가 도 18-21에 도시된다. 도 18에서, 인버터 A는 변압기(250)의 1차측 상에 풀 브리지 회로(600)를 사용하는 것으로 도시된다. 스위치 및 다이오드 병렬 회로(602, 604, 606 및 608)는 도 17에 도시된 인버터 A 버전과 관련하여 설명된 바와 같이, 표준 위상 시프트 풀 브리지 기술에 따라 동작된다. 인버터 A를 위한 내부 작동의 변형은 일련의 장착된 스위치 회로(610, 612, 614 및 616)를 갖는 캐스케이드식 브리지를 이용하는 것으로 도 19에 도시된다. 이들 스위치 회로는 하프(half) 브리지와 유사하게 동작되고, 캐패시터(620)와 병렬이고 다이오드(622, 624)와 직렬인 스위칭 회로에 에너지를 제공하는 입력 캐패시터(548a, 548b)를 포함한다. 2개의 스위치 회로는 직렬이므로, 도 17의 풀 브리지 인버터의 기술과 유사한 위상 시프트 제어 기술이 사용될 때 개별 스위치 양단의 전압이 감소된다. 이러한 유형의 인버터 스위칭 네트워크는 때때로 3레벨 인버터라고 칭해지는 캐스케이드식 브리지를 사용하는 인버터를 나타내는 여기에 참조로 사용된 Canales-Abarca 6,349,044에 예시된다. 이중 순방향 인버터는 도 20에 도시되는데, 스위치(630, 632)는 변압기(250a)의 1차 권선 측(252a)에 펄스를 제공한다. 이와 유사한 방식으로, 스위치(634, 636)는 1차측(252b)에 반대 극성 펄스를 제공하도록 일치하여 동작된다. 교류 펄스는 2차 권선(254)에서 절연 DC 출력을 생성하기 위해 변압기(250a)의 1차 권선에서 AC를 생성한다. 표준 하프 브리지 회로는 도 21에 인버터 A의 아키텍처로서 도시된다. 이 하프 브리지는 변압기(250)의 1차 권선(252)에서 AC를 생성하기 위해 교호로 스위칭된 스위치(640, 642)를 포함한다. 이들 및 다른 스위칭 회로는 2차 절연 AC 신호가 DC#2로서 리드(20a, 20b) 상에 정류되어 출력되도록 변압기(250)의 1차 권선에서 AC 신호를 제공하기 위해 사용될 수 있다. 소정의 대표적인 표준 스위칭 네트워크의 단순한 설명은 모든 것을 총망라한 것이라기 보다는, 예시적인 것으로 간주되어야 한다. 용접 전류의 제어는 제2단에서 실행되지 않는다. 이 단에서, 고전압을 갖는 DC 버스는 제3단을 구동시키기 위한 저전압을 갖는 고정 DC 버스(DC#2)로 변환되는데, 제3단은 전기 아크 용접에 적절한 전류를 제공하기 위한 제어형 단이다. 전기 아크 용접은 통합하여, 플라즈마 커팅의 개념과 같은 기타 용접 관련 애플리케이션을 포함하고자 한다. 3개의 단에서 사용된 여러 회로들은 3단 전원인 기본 형태에 대한 다양한 아키텍처를 구성하기 위해 결합될 수 있다.
양호한 실시예(도 22-24)
이하 설명은 도 22 내지 도 27과 관련되어 있으며, 도면중 동일한 구성요소는 동일한 도면부호로 표기하며, 도 1 내지 도 17에서의 일부 관련 도면부호도 사용하였다. 도 22에서, 개선된 3단 전원의 처음 2개의 단은 도 17에 잘 도시된 바와 같이 비제어형 컨버터 A를 포함되는데, 라인(14a, 14b) 양단의 입력 DC 신호는 라인(604; 도 22) 내의 게이트 신호에 의해 스위칭된 전원 스위치(602; 도 22)를 갖는 부스트 컨버터(600; 도 22)로서 도시된 새로운 제1 입력단에 의해 제공된다. 스위치(602; 도 22)는 보조 스위치(628)가 턴온된 후에 턴온된다. 라인(192 및 192a)에서의 게이팅 신호의 타이밍은 역률 정정 제어기(194)에 따른다. 라인(192)에서의 고주파 신호는 표준 부스트 기술에 따라, 역병렬 다이오드(602a)를 갖는 주 전원 스위치(602; 도 22)의 게이트(604; 도 22)에서 고주파 스위칭 신호를 야기한다. 게이트(604; 도 22) 상의 신호의 타이밍은 입력 리드(12a, 12b) 상에 정류된 신호를 생성하는 전원 공급기에 대한 역률 정정을 얻기 위해 상술된 설명에 따라 제어된다. 리드(12a, 12b)에서의 DC 신호는 스위치(602) 및 출력 정류기 다이오드(610; 도 22)에 의해 리드(14a, 14b)에서 DC 버스로 변환된다. 본 발명은 인덕터(622; 도 22)를 갖는 제1 브렌치 및 기생 캐패시터(624; 도 22)를 갖는 제2 브렌치를 포함하는 네트워크를 갖는 능동 소프트 스위칭 회로(620; 도 22)의 사용을 수반한다. 네트워크는 직렬 접속된 보조 스위치(628)에 의해 작동된다. 몇몇 설명은 이 2개의 브렌치 네트워크를 탱크 회로 또는 공진 회로로 식별한다. 이것은 기술적으로 정당화되지만, 반드시 소프트 스위칭 기능에 필요하지는 않다. 캐패시터(624; 도 22) 및 인덕터(622; 도 22)는 소프트 스위칭(628; 도 22)을 위한 필터 회로를 형성하는데, 캐패시터(640)는 다이오드 D2에 의해 부스트 다이오드(610; 도 22)의 소프트 전압 턴온을 야기한다. 이 부스트 다이오드는 때로 출력 또는 정류기 다이오드로 칭해진다. 회로(620; 도 22)는 스위칭 이벤트에서의 전원 스위치(602; 도 22) 양단, 및 또한 출력 다이오드(610) 양단의 전압 및 전류를 제어하는 능동 소프트 스위칭 회로이다. 그러므로, 부스트 컨버터(600; 도 22) 내의 전원 스위치(602; 도 22) 및 부스트 또는 출력 다이오드(610; 도 22)는 소프트 스위칭으로 전환된다. 이 특징은 스위칭 기술이, 부스트 다이오드가 심각한 역 회복 문제로 피해를 당하는 고전압 변환 애플리케이션에 특히 매력적이게 한다. 이용된 종래의 펄스폭 변조기 기술에 따르면, 소수의 정류기 다이오드(610; 도 22)의 역회복 으로 인해, 높은 스위칭 손실, 높은 EMI 잡음 및 장치 결함 문제가 더욱 명백해진다. 그러므로, 전원 스위치(602; 도 22) 및 다이오드(610; 도 22)를 위한 소프트 스위칭의 구현이 유리하다. 컨버터 내의 스위치의 전압 및 전류 파형은 0 전압 스위칭 전이가 발생할 때 스위칭 간격의 턴온과 턴오프 동안을 제외하고는 기본적으로 구형파이다. 전원 스위치 및 부스트 다이오드는 최소 전압 및 전류 스트레스를 받는다. 보조 스위치(628)는 작은 양의 공진-전이 에너지만을 처리하므로 주 스위치에 비해 매우 작을 수 있다. 소프트 스위칭이 스위칭 전압 및 전류 스트레스의 증가없이 달성되기 때문에, 능동 회로(620; 도 22)를 사용할 때 전도 손실의 실질적인 증가는 없다. 기본적으로, 회로(620; 도 22)는 전원 스위치(602; 도 22)의 전이시에, 그리고 선택적으로 출력 다이오드(610; 도 22)의 전이시에 전류 및 전압의 소프트 스위칭을 제공하기 위해 선택된다. 그러므로, 2단 컨버터는 라인(12a, 12b) 상의 DC 신호를 라인(20a, 20b)에서의 DC 신호로 변환하기 위해 사용된다. 이 2단 장치의 효율은 부스트 컨버터(600; 도 22) 상에 소프트 스위칭 회로를 갖고, 비제어형 인버터 A의 고유 소프트 스위칭을 사용함으로써 과감하게 증가된다. 따라서, 도 22에 도시된 2단 DC/DC 컨버터는 3단 용접 전원의 입력측에 대한 상당한 개선이다. 동작시에, 신호가 18 kHz를 초과하는 라인(192)에서의 고주파 스위칭 신호는 인덕터(622; 도 22) 및 캐패시터(624; 도 22)에 의해 형성된 공진 탱크 회로를 작동시키기 위해 라인(192)에서의 게이팅 신호에 의해 보조 스위치(628)를 먼저 활성화시킨다. 스위치(628)가 턴온된 후, 주 스위치(602; 도 22)가 턴온된다. 이것은 전류 및 전압의 소프트 스위칭을 야기한다. 이와 동시에, 회로(620; 도 22)의 수동부는 출력 정류기 다이오드(610; 도 22) 양단의 전압 및 전류를 제어한다. 보조 스위치(628)의 양극측은 다이오드 D1에 의해 캐패시터(640; 도 22)로 클램프된다. 이것은 소프트 스위칭 회로를 양의 출력으로 클램프시키고, 인덕턴스 및 캐패시턴스 브렌치를 포함하는 회로는 동작중에 플로팅하지 않는다. 도 22에 도시된 회로는 "High Efficiency Telecom Rectifier Using a Novel Soft-Switching Boost-Based Input Current Shaper"라는 명칭의 1991 IEEE 논문에서 설명된다. 이 논문은 여기에서 참조로 사용된다. 전원 스위치(602; 도 22)에 대한 유사한 소프트 스위칭 회로는 "A New ZVT-ZCT-PWM DC-DC Converter"라는 명칭의 2004 IEEE 논문에서 설명된다. 전원 스위치(602; 도 22)에 사용된 이와 유사한 유형의 능동 스위칭 회로는 도 23에 도시되는데, 도 22에 도시된 것과 동일한 컴포넌트에 대한 번호는 동일하다. 도면 번호 600은 도 18 내지 도 21에는 없다. 능동 소프트 스위칭 회로(700)는 세그먼트로 나누어지고 공통 코어(705)에 의해 결합된 공진 인덕터(704, 706)를 갖는다. 이들 인덕터는 각각 전류 제어 다이오드(704a, 706a)를 갖는다. 이들 다이오드는 교대로 기생 캐패시턴스(708)와 병렬인 인덕터들과 직렬이다. 보조 스위치(710)는 도 22의 상술된 보조 스위치(628)에 따라 동작하도록 역병렬 다이오드(712)를 갖는다. 소프트 스위칭 회로(700)는 출력 정류기 다이오드(610; 도 22) 양단의 전압을 제어하는 전압 제어 캐패시터(720)를 포함한다. 보조 스위치(710)의 양극측을 출력 리드(14a)로 클램프하기 위해, 하나의 다이오드(730)가 제공된다. 이 다이오드는 도 22에서 다이오드 D1, D2로서 동작한다. 소프트 스위칭 회로(700)는 전원 스위치(602; 도 22) 양단에 소프트 스위칭 전압 및 전류 를 제공하고, 정류기 다이오드(610; 도 22)의 스위칭 동안에 전압 및 전류를 제어한다. 그러므로, 회로(700)는 기본적으로 상술된 소프트 스위칭 회로(600)와 동일한 방식으로 동작한다. 본 발명은 전원 스위치(602; 도 22) 및 선택적으로 정류기 다이오드(610; 도 22)를 위한 능동 소프트 스위칭 회로를 수반한다. 소프트 스위칭 회로의 형태는 각각 도 22, 23에 도시된 2개의 양호한 소프트 스위칭 회로(600; 도 22, 700)에 따라 변할 수 있다. 스위치 SW1, SW2, SW3 및 SW4는 다이오드(602a)와 같은 역병렬 다이오드를 갖는 고상 스위치이다. 더욱이, 캐패시터(506a)는 변압기 코어(250a)의 포화를 방지한다.
능동 소프트 스위칭 회로를 3단 전원의 부스트 입력단에 제공함으로써, 입력단의 동작은 도 1-21에 설명된 바와 같이, 새로운 3단 전원의 효율을 개선하는 2단 입력을 제공하기 위해 제2 비제어형 인버터 단의 고유 소프트 스위칭 특성과 결합한다. 회로(700)는 스위치(602; 도 22)의 고속 스위칭 동안에 전압을 0 가까이로 떨어뜨린다는 것을 알았다. 회로(600; 도 22)는 전압을 낮추지만, 회로(600; 도 22)를 사용한 스위칭 동안의 전압은 정확하게 0은 아니다. 실제로, 약 50 볼트 정도로 높을 수 있다. 따라서, 소프트 스위칭 회로(600; 도 22)는 낮은 비용 때문에 양호하고, 소프트 스위칭 회로(700)는 스위치(602; 도 22)의 스위칭 동안에 실제 전압을 0 가까이로 떨어뜨리는 능력 때문에 대안이 된다. 이러한 구별은 상술된 바와 같이 새로운 3단 전원의 입력단 상에서 사용하기 위한 2개의 분리된 능동 소프트 스위칭 회로를 예시하는 이유이다.
도 12에서 설명된 3상 전원은 동일한 도면 부호를 사용하여 다시 도 24에 도 시되는데, 초퍼(230)는 제어기(210)로부터 라인(212) 상의 고주파 게이팅 신호에 의해 제어된 전원 스위치(750)를 갖는 것으로 도시된다. 전류 감지 장치(760)로부터의 라인(762) 상의 피드백 신호는 분류기 S의 판독에 의해 발생된다. 이와 유사한 방식으로, 전압 피드백 신호는 전압 감지 장치(770)로부터 라인(772)에 의해 제어기(210)로 향하게 된다. 이들 2개의 피드백 신호는 초퍼(230)의 전원 스위치(750)를 동작시키기 위해 제어기(210) 내의 펄스 폭 변조기의 동작을 제어한다. 입력 캐패시터(780)는 표준 실시에 따라 입력 리드(20a, 20b) 양단의 전압을 제어한다. 본 발명의 선택적 실시양상은 초퍼(230)에 수동 소프트 스위칭 회로(800)를 제공하는 것으로, 이 초퍼의 수동 소프트 스위칭은 도 12에 도시되고 도 1-21에서 설명된 3단 전원의 효율을 증가시키기 위해 입력단의 능동 소프트 스위칭 및 제2단의 고유 소프트 스위칭과 결합된다. 소프트 스위칭 회로(800)는 일반적으로 사용된 소프트 스위칭 회로이다. 회로는 전원 스위치 및 다이오드 D4 양단의 전류를 제어하기 위해 인덕터(802)를 포함한다. 캐패시터(806)는 스위칭 동작 동안에 전원 스위치 양단의 전압을 제어한다. 캐패시터(804 및 806)는 다이오드 D1, D2, D3 및 D4에 의해 접속된다. 이들 2개의 캐패시터는 다이오드 D4 양단의 전압을 제어한다. 그러므로, 전원 스위치(750) 및 다이오드 D4는 스위칭 동작 중에 전류 및 전압이 소프트 스위칭된다. 이 회로는 "Properties ans Synthesis of Passive, Lossless Soft-Switching PWM Converters"라는 명칭의 캘리포니아 대학 논문에서 제시된다. 이 1997년 5월호 논문은 일반적으로 사용된 수동 소프트 스위칭 회로(800)의 동작을 설명하기 위해 여기에서 참조로 사용된다. 본질적으로, 초퍼(230) 는 턴온 및 턴오프 전이 동안에 전류 및 전압을 제어하기 위해 소프트 스위칭 회로를 갖는 전원 스위치를 갖는다. 즉, 출력 초퍼(230)는 소프트 스위칭 회로가 제공되는데, 이 소프트 스위칭 회로는 스위칭 동작 중의 적절한 시간에 전압 및 전류를 제어한다.
도 1-21에 설명된 3단 전원에는 전원의 입력측에서의 스위칭 손실 및 전도 손실을 감소시킴으로써 전체 효율을 증가시키기 위해 제2단의 비제어형 인버터 A의 고유 소프트 스위칭과 결합하는 능동 소프트 스위칭 회로를 갖는 입력단이 제공된다. 한 옵션으로서, 초퍼 출력단에는 저렴한 최종 단을 제공하기 위해 수동 소프트 스위칭 회로가 제공된다. 초퍼는 능동 소프트 스위칭 회로에서 요구되는 바와 같이 보조 스위치를 제어하기 위해 회로를 변경할 필요없는 분리된 교체가능 모듈일 수 있다. 3단 전원의 입력부는 비제어형 위상 시프트 펄스 폭 변조 단과 결합된 능동 역률 정정 단을 포함한다. 처음 2개의 단의 이 새로운 결합은 전기 아크 용접을 형태로서 매우 효율적이고 저렴하다.
도 25 및 26은 입력 리드(12a)와 주 내부 노드(603) 사이에 연결된 인덕터(644), 및 내부 노드(603)와 하부 컨버터 임력 리드(12b) 사이에 연결된 본체 다이오드(602a)를 갖는 주 스위칭 장치(602; 도 22)를 포함하는 부스트형 DC/DC 컨버터로서 도 22의 제1단(600)을 나타낸 것이다. 주 정류기 다이오드(610; 도 22)는 노드(603)에서 애노드가 연결되고, 출력 리드(14a)에서 캐소드가 연결된다. 선택사양의 출력 필터 캐패시터(548)는 출력 리드(14a, 14b) 양단에 접속된다. 정상 부스트 컨버터 동작에서와 같이, 주 스위치(602; 도 22)는 제어 게이트에서 펄스폭 변조(PWM) 제어 신호에 의해 작동되어, 내부 노드(603)가 본래 하부 리드(12b)에서의 전압으로 되게 하는 도통(ON) 상태(충전 단계)와 비도통(OFF) 상태(방전 단계) 사이에서 스위칭한다. 각각의 충전 단계 이전에, 주 스위칭 장치(602; 도 22)가 비교적 긴 시간동안 비도통 상태(OFF)로 있었다고 하면, 출력 캐패시터(548) 양단의 전압은 입력 전압 플러스 인덕터(644) 전압과 같다. 주 스위치(602; 도 22)의 폐쇄는 노드(603)를 본래 하부 리드(12b)의 전압으로 되게 함으로써, 입력 전압이 인덕터(644) 양단에 가해지고(단자(12a)가 노드(603)에 관해 양극이고), 주 다이오드(610; 도 22)는 필터 캐패시터(548)가 주 스위치(602; 도 22)를 통해 방전하지 못하게 한다. 인덕터(644) 양단의 전압은 그것을 통한 전류가 시간에 따라 상승하게 하고, 대응하는 에너지가 인덕터(644) 내에 저장된다. 그후, 주 스위치(602; 도 22)는 방전 단계를 시작하도록 불활성(OFF)된다. 스위치(602; 도 22)를 비도통 상태로 두는 것은 인덕터(644)를 통한 전류를 일정 값으로 유지하도록 노드(603)에서의 전압이 상승하게 주 인덕터 전압을 변경시키는데, 계속 흐르는 인덕터 전류의 경우, 도 22에 도시된 바와 같이, 노드(603)에서의 전압은 다이오드(610)를 순방향 바이어스시킬만큼 (예를 들어, 대략 캐패시터(548) 양단의 출력 전압 플러스 다이오드 강하만큼) 충분히 상승해야 하고, 인덕터 전압은 방전 단계에서 극성을 변경한다. 큰 출력 캐패시턴스(548)의 경우, 리드(14a와 14b) 사이의 출력 전압은 방전 단계 동안에 일반적으로 일정하게 유지되는데, 충전 및 방전(주 스위치(602; 도 22)의 스위칭 온 및 오프)은 캐패시터(548) 양단의 출력 전압이 원하는 DC 값으로 유지될 수 있도록 스위치 제어 신호의 펄스폭 변조를 조절하기 위해 적절한 피드백 으로 반복된다.
일반적으로, 전원의 각 단의 효율을 최대화하는 것이 바람직한데, 주 스위치(602; 도 22)의 온 상태 저항, 다이오드 순방향 전압 강하, 및 주 다이오드(610; 도 22)의 역 회복 시간 정격은 전도 손실에 맞서기 위해 이상적으로 최소화된다. 다른 고려사항은 컨버터 단(600; 도 22)에서의 스위칭 손실 및 잡음 발생의 최소화인데, 스위치(602; 도 22) 및 다이오드(610; 도 22)의 상태 전이가 발생하는 상태를 제어하는 것이 바람직하다. 특히, 소프트 스위칭 회로는 다이오드(610; 도 22)의 0 전압 또는 0 전류 턴오프뿐만 아니라, 0 전압 스위치 턴온 및 턴오프를 제공하기 위해 부스트 컨버터(600; 도 22) 내에서 유리하게 이용될 수 있다. 카운터 측정이 없이, 주 스위치(602; 도 22)의 스위칭은 바람직하지 않은 전력 손실 및 스트레스를 스위치(602) 및/또는 주 다이오드(610; 도 22)에 야기한다. 따라서, 소프트 스위칭 또는 스너버 회로는 이들 컴포넌트의 저전류 및/또는 저전압 스위칭을 제공하기 위해 부스트 컨버터(600; 도 22) 내에서 이용된다. 이와 관련하여, 소프트 스위칭 회로는 스위칭 손실 및 잡음 방출을 최소화하기 위해, 다이오드(610; 도 22)의 전압 또는 전류 중의 하나 또는 둘을 그 반전 동안에 최소화할 뿐만 아니라, 스위치(602; 도 22)가 턴오프될 때 도 22에 도시된 바와 같은 스위치(602) 양단에서 상승하는 전압비(예를 들어, 노드(603)에서의 dv/dt)를 최소화하고, 스위치(602; 도 22)가 턴온될 때 스위치(602) 양단의 전압을 최소화하기 위해 사용될 수 있다.
Hua 5,418,704에 제시된 소프트 스타트 스위칭 회로는 도 24에 개략적으로 도시된 3단 전원의 부스트 단(600) 내에서 사용될 수 있다. 이 특허는 참조로 사용되고, 도 25에 도시된 제1 실시예 회로 및 도 26에 도시된 양호한 실시예 회로와 다르다. Hua 5,418,704에서 설명된 소프트 스위칭 회로는 부스트 컨버터 주 스위치 및 출력 다이오드의 0 전압 스위칭을 제공하기 위해 공진 인덕터 및 캐패시터를 갖는 보조 스위치를 이용한다. 이것은 본 발명의 2개의 브렌치 네트워크를 공진 회로라고 언급하는 출판물이다. Hua에서, 보조 스위치 및 공진 인덕터는 주 컨버터 스위치 양단에 직렬로 접속된다. 보조 스위치는 주 스위치를 턴온하기 직전에 스위치 온되므로, 공진 인덕터는 주 다이오드 전류의 변경 비를 제한하기 위해 양극 컨버터 출력 리드에 연결된 다이오드이다. Hua의 보조 스위치의 작동은 또한 내부 노드를 0 볼트로 방전시켰으므로, 주 스위치가 반드시 0 볼트에서 턴온된 것을 보증한다. 그러나, Hua는 주 트랜지스터 턴오프 동안의 하드 스위칭으로부터 고통받는다. 특히, Hua의 상부 주 스위치 단자 전압은 공진 인덕터가 임의의 전류를 출력으로 도통시킬 수 있기 전에 컨버터 출력 전압보다 높아져야 되고, 이로 인해 Hua의 공진 인덕터는 트랜지스터 턴오프동안에 매우 빠른 트랜지스터 전압 상승(하이 dv/dt)를 야기하여, 수용불가능한 스위칭 손실을 초래한다.
도 25 및 26에 도시된 바와 같이, 예시적인 부스트 컨버터 단(600; 도 22)은 주 스위치(602; 도 22) 및 주 다이오드(610; 도 22)의 소프트 스위칭을 제공하기 위해, 각각 능동 소프트 스위칭 회로(601 또는 601a)를 포함한다. 본 발명의 오리지널 버전인 도 25의 예시적인 소프트 스위칭 회로(601)는 제1 및 제2 단자가 주 스위치(602; 도 22) 양단에 연결되고 제3 단자가 주 다이오드(610)의 캐소드에 연 결된 3단자 네트워크이다. 소프트 스위칭 회로 또는 네트워크는 인덕터(622; 도 22), 인덕터(630; 도 22)를 갖는 보조 스위칭 장치(628)를 포함한다. 제1 및 제2 다이오드 D1 및 D2는 캐패시터(624 및 640; 도 22)와 함께, 3단자 스너버 회로를 완성한다. 주 및 보조 스위칭 장치(602; 도 22, 및 628)는 그 제어 단자에서의 제어 신호에 따라 제1과 제2 전원 단자 사이에서 일반적으로 도통 상태 및 일반적으로 비도통 상태를 선택적으로 제공하는 임의의 적절한 장치일 수 있으며, 바이폴라 트랜지스터, 금속 산화물 반도체(MOS) 장치, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT) 등을 포함하는데, 이것에 제한되지는 않는다. 인덕터(622; 도 22)는 스위치(602; 도 22)와 병렬로 제1 브렌치에 있다. 인덕터(622; 도 22)는 주 인덕터(644)와 연결된 제1 단자, 및 제1 중간 회로 노드(607)에 부착된 제2 단자를 갖는다. 보조 스위칭 장치(628)는 노드(607)와 컨버터 리드(12b, 14b) 사이에 연결된다. 다이오드(630; 도 22)는 보조 스위칭 장치(628)의 본체 다이오드이거나, 분리된 컴포넌트일 수 있다. 다이오드(630; 도 22)의 애노드는 하부 컨버터 리드(12b, 14b)에 연결되고, 그 캐소드는 보조 스위치(628) 및 공진 인덕터(622; 도 22)의 접속시에 노드(607)에 연결된다. Hua의 회로와 유사하게, 한 캐패시터(624; 도 22)는 주 스위치(602) 양단에서 회로(601) 내에 연결된다. 그러나, Hua와 달리, 도 25의 소프트 스위칭 회로(601)는 노드(603과 609) 사이에 연결된 제2 캐패시터(640; 도 22)를 갖는 제2 중간 노드(609)를 갖는다. 소프트 스위칭 회로 또는 네트워크(601)의 제1 다이오드 D1은 제1 내부 노드(607)에 연결된 애노드 및 제2 내부 노드(609)에 연결된 캐소드를 갖는다. 다이오드 D2는 제2 내부 노드(609)에 연 결된 애노드 및 상부 컨버터 출력 단자(14a)에서 주 다이오드(610; 도 22)의 캐소드에 연결된 캐소드를 갖는다.
보조 스위치의 하드 스위칭을 갖는 Hua보다 진보된 기술적 향상으로서, 도 25의 소프트 스위칭 회로(601)는 보조 스위치(628)뿐만 아니라 주 스위치(602; 도 22) 및 주 다이오드(610; 도 22)의 턴온 및 턴오프를 위한 소프트 스위칭 동작을 제공한다. 이러한 개선은 양호한 효율, 낮은 컴포넌트 스트레스 및 보다 작은 잡음 발생을 달성한다. 주 스위치(602; 도 22)를 턴온하기 전에, 보조 스위치(628)는 노드(603)에서의 전압이 출력 전압과 같은 동안에 스위치 온되는데, 보조 스위치(628)의 폐쇄는 주 다이오드(610; 도 22)가 반전된 주 인덕터 전류 레벨로, 공진 인덕터(622; 도 22)를 통한 전류를 초기에 상승시킨다. 다이오드(610; 도 22)가 전압 반전을 회복하고, 출력으로부터의 전류를 차단하기 시작함에 따라, 인덕터(644 및 622; 도 22)로부터의 전류는 캐패시터(624; 도 22)를 방전시키는데, 다이오드(610; 도 22) 양단의 전압은 다이오드 스위칭 손실 및 잡음 발생을 최소화하기 위해 반전 동안에 최소로 유지된다. 그 다음, 주 스위치(602; 도 22)는 캐패시터(624; 도 22)가 방전될 때(예를 들어, 스위치(602; 도 22) 양단의 전압이 0일 때) 스위치 온되고, 보조 스위치(628)는 턴오프된다. 공진 인덕터(622; 도 22)를 통한 전류는 다이오드 D1을 통해 제1 공진 캐패시터(640; 도 22)를 충전하고, 또한 보조 스위치(628)의 임의의 기생 캐패시턴스를 충전함으로써, 컨버터 출력 및 다이오드 D2의 레벨 쪽으로 상승하는 노드(607 및 609)에서의 전압은 도통하기 시작한다. 인덕터(622; 도 22)로부터의 임의의 나머지 에너지는 다이오드 D1 및 D2를 통해 출 력에 제공된다. 그 다음, 주 스위치(602; 도 22)는 스위치 전압이 반드시 0인 동안에 (출력 레벨 피드백에 기초한 전류 펄스 폭 변조 여하에 따라 한번에) 턴오프된다. 주 인덕터(644)를 통하는 전류는 캐패시터(624; 도 22)를 충전시키고, 다이오드 D2를 통해 공진 캐패시터(640; 도 22)를 방전시킨다. 이 동작은 주 다이오드(610; 도 22)가 출력으로 전류를 다시 도통시키기 시작한 후에, 노드(607)에서의 전압이 출력값으로 상승하게 한다.
도 25의 회로(601)의 동작 시에, 주 인덕터 전류는 주 스위치(602)가 초기에 턴오프될 때 캐패시터(640; 도 22) 및 제2 다이오드 D2를 통해 흐르는데, 주 다이오드(610; 도 22)는 공진 캐패시터(640; 도 22)가 방전한 후에 도통하기 시작하고, 제1 캐패시터(640; 도 22) 양단의 전압은 펄스 폭 변조 주 스위치(602; 도 22)의 듀티 사이클, 주 전류 레벨, 및 그 캐패시턴스의 함수이다. 이러한 방식으로, 주 다이오드(610; 도 22)의 스위칭 손실은 다이오드가 전류를 출력 캐패시터(548)로 도통시키기 시작할 때 0 다이오드 전압을 보장함으로써 감소되거나 최소화될 수 있다. 온 상태의 주 스위치(602; 도 22)로, 제1 공진 캐패시터(640; 도 22) 양단의 전압은 보조 스위치(628)가 먼저 턴오프되어, 노드(607)에서의 전압이 캐패시터(640; 도 22) 양단의 전압보다 높을 때를 제외하고는, 제1 다이오드 D1이 개패시터 충전을 방지하기 때문에 일반적으로 일정하게 유지된다. 이상적으로, 주 스위치(602; 도 22)는 공진 캐패시터(640; 도 22)가 부스트 단계 동안에 스위치(602; 도 22) 온으로 완전히 방전되면 0 전압 턴 오프 상태를 갖는다. 그러나, 주 스위치(602; 도 22)는 공진 캐패시터(640; 도 22)가 완전히 방전되지 않으면 비-제로 턴 오프 전압을 경험할 것이다. 또한, 캐패시터(640; 도 22)는 도 25의 소프트 스위칭 회로(601) 내의 보조 회로 루프 내에 기생 인덕턴스를 위한 충분한 바이패스 전도 경로를 제공하지 않고, 보조 스위치(628)가 턴오프될 때 보조 인덕터(622; 도 22)에 전류 바이패스 경로를 제공할 수 있을 뿐이다. 결과적으로, 온에서 오프로의 보조 스위치(628)의 전이는 비-제로 전압에서 될 수 있으므로, 스위치(628)에 대한 가능한 스트레스와 함께, 스위칭 손실 및 잡음 발생이 가능하다.
도 26은 본 발명에 따라 캐패시터(624; 도 22)가 제거된 소프트 스위칭 회로(601a)의 양호한 실시예 및 양호한 설계를 나타낸 것이다. 제2 캐패시터(640a)는 내부 노드(609)와 하부 컨버터 리드(12b, 14b) 사이에 연결됨으로써, 네트 캐패시턴스는 캐패시터(640; 도 22, 및 640a)의 직렬 결합에서 비롯된 것으로, 이 직렬 결합은 주 스위치(602; 도 22) 양단에서 브렌치 병렬이다. 하부(제2) 캐패시터(640a)는 다이오드 D1을 통해 보조 스위치(628) 양단에 병렬로 연결된다. 한 특정 구현에서, 하부 캐패시터(640a)는 상부 캐패시터(640; 도 22)보다 상당히 작다. 그러므로, 도 25의 소프트 스위칭 네트워크와 달리, 도 26의 회로(601a)는 제2 내부 노드(609)와 하부 컨버터 리드(12b, 14b) 사이에 2개의 캐패시터(640; 도 22, 640a)와 같은 캐패시터(624; 도 22)를 제공한다. 이 배열구조는 보조 스위치(628)에 소프트 스위칭을 제공하는 것을 돕는다(예를 들어, 스위치(628) 양단의 dv/dt를 감소시킨다).
이제 도 27을 참조하면, 그래프(900)는 부스트 컨버터 단(600) 내의 주 및 보조 스위치(602; 도 22, 및 628)와 각각 관련된 다양한 예시적인 파형을 도시한 것이다. 도 26의 예시적인 능동 소프트 스위칭 회로(601a)가 또한 도시된다. 그래프(900)는 보조 스위치 제어 전압 신호(예를 들어, 스위치 유형에 따라, 게이트 신호 VGS, 베이스 신호 VBE 등)에 대응하는 전압 파형(810), 보조 스위치(628) 양단의 전압(예를 들어, 내부 노드(607)와 하부 컨버터 리드(12b, 14b) 사이의 전압)을 나타내는 전압 파형(820), 및 보조 스위치(628)를 통해 스위칭된 전류를 나타내는 전류 파형(830)을 도시하고 있다. 또한, 그래프(800)는 주 스위치(602; 도 22)에 대한 제어 전압 신호를 나타내는 전압 파형(840)뿐만 아니라 주 스위치(620) 양단의 전압(예를 들어, 노드(603)와 하부 컨버터 리드(12b, 14b) 사이의 전압)을 나타내는 전압 파형(850)을 제공한다.
여러 이산 시간은 그래프(900)에서 컨버터 단(600; 도 22)의 전형적인 스위칭 사이클 내에 도시되는데, 주 스위치(602; 도 22)가 턴오프되는 시간(870)(예를 들어, 전압 파형(840)의 하강 에지), 보조 스위치(628)가 턴온되는 시간(872)(제어 신호(810) 상의 상승 에지), 및 보조 스위치(628)가 턴오프되고 주 스위치(602; 도 22)가 턴온되는 시간(874)(파형(810)의 하강 에지 및 파형(840)의 상승 에지)을 포함한다. 시간(874)에서 동시에 스위칭되는 것으로 도시되었지만, 보조 스위치(628)는 주 스위치(602; 도 22)가 턴온되기 전에, 턴온됨과 동시에, 또는 턴온된 후에 교호로 턴오프될 수 있는데, 그러한 모든 변형된 구현은 본 발명 및 첨부된 청구범위의 범위 내에 속하는 것으로 간주된다. 도 26에 도시된 회로의 예시된 구현에서, 주 스위치(602; 도 22)는 주 및 보조 스위치(602; 도 22, 및 628) 양단의 전압(예를 들어, 노드(603 및 607)에서의 전압)이 그래프(800)에서 표시된 바와 같 이 각각 부분(852) 및 부분(822)에서 상승한 후에 시간(870)에서 턴오프된다. 전압 곡선(850)은 시간(870)에서 주 스위치 턴온 동안에 주 스위치(602; 도 22) 양단에서 0이므로, 임의의 대응하는 스위칭 손실 및/또는 잡음 방출이 완화된다는 것을 알기 바란다. 도 27에 도시된 바와 같이, 스위치 전압 곡선(820 및 850)은 보조 스위치(628)가 턴온되는(주 스위치(602; 도 22)는 오프 상태로 되어 있음) 시간(872)까지 출력 필터 캐패시터(548) 양단의 전압(VOUT)의 값과 대체로 동일한 값을 갖는 부분(824) 및 부분(854)에서 본질적으로 동일하게 유지됨으로써, 보조 스위치 전압이 포인트(826)에서 0으로 떨어진다. 보조 스위치 전류 곡선(830)은 시간(872)에서 본질적으로 0이므로, 보조 스위치(628)는 턴온 스위칭 손실을 거의 받지않는다는 것을 알기 바란다. 그 후, 시간(874)에서, 주 스위치(602; 도 22)는 다시 턴온된다. 시간(872)와 시간(874) 사이에서, 주 스위치 전압 곡선(850)은 스위치(602)가 턴온되기 전에 대체로 부분(856)에서 0으로 떨어짐으로써, 0 전압 턴온 상태는 주 스위치(602; 도 22)에 의한 스위치 손실 및 잡음 발생을 최소화하도록 제공된다. 게다가, 상기 도 25의 회로 또는 네트워크(601)와 달리, 보조 전류 곡선(830)은 보조 스위치가 시간(872)에서 턴온한 후에 부분(832)에서 처음에 상승한 다음에, 보조 스위치가 시간(874)에서 턴오프하기 전에 부분(834)에서 0으로 감소됨으로써, 보조 스위치 턴오프는 스위칭 손실 및 잡음 방출이 최소화된(예를 들어, 0) 소프트 스위칭 이벤트이다. 그 다음, 주 스위치(602; 도 22)는 본질적으로 0 볼트에서 부분(874)에서 턴온되고, 보조 스위치 전압(820)은 공진 인덕터(622; 도 22)를 통하는 전류가 0으로 떨어질 때까지 부분(828)에서 상승한다. 그 후, 사이 클은 주 스위치(602; 도 22)가 다시 턴오프되는 다음 시간(870)까지 계속되는데, 주 스위치(602; 도 22)가 주어진 스위칭 사이클 내에 남아있는 시간량은 펄스 폭 변조 또는 다른 적절한 기술을 통한 출력 조절 상태에 의해 결정될 수 있다. 도 26의 회로(601a)는 보조 스위치(628)의 소프트 스위칭을 제공하는 반면, 회로(601) 내의 보조 스위치(628)는 하드 턴오프를 한다. 이것은 도 26의 양호한 회로(601a)에 의해 얻어진 별개의 개선점이다.
도 25 및 26의 소프트 스위칭 시스템 또는 네트워크(601, 601a)는 각각 주 전원 스위치(602; 도 22)에 병렬인 2개의 병렬 브렌치를 포함한다. 제1 브렌치는 보조 스위치(628), 스위치(602; 도 22) 및 다이오드(610; 도 22)로의 전류를 제어하는 인덕터(622)의 인덕턴스를 포함하지만, 제2 브렌치는 스위치(602) 양단의 전압을 제어하는 캐패시턴스를 갖는다. 도 26에서, 이 병렬 브렌치는 2개의 캐패시터로 나누어지는데, 그 중의 하나가 보조 스위치(628) 양단의 전압을 제어한다.
도 26의 캐패시터(640; 도 22, 640a)의 캐패시턴스는 도 25의 캐패시터(624)의 캐패시턴스와 대체로 동일하다. 캐패시터(640; 도 22)는 스위치(628) 턴오프시에 스위치(628)를 소프트 스위칭한다. 스위치(628)가 턴오프될 때, 캐패시터(640a)는 0 전압이다. 그것은 소프트 턴오프를 제공하기 위해 느리게 충전한다. 스위치(628)가 턴온될 때, 스위치 내의 전류는 인덕터(622; 도 22)를 통해 느리게 증가하고, 다이오드(610; 도 22)는 인덕터 내의 느린 전류 상승에 의해 느리게 턴오프된다. 그러므로, 네트워크(601a)는 온 및 오프 사이클 동안에 스위치(628)를 소프트 스위칭하고, 부스트 또는 출력 다이오드(610; 도 22)를 통해 전류를 제어한 다. 이것은 도 25의 네트워크(610)보다 개선점이다.
개시된 여러가지 스위칭 회로 및 전원 형태는 청구된 발명의 목적 및 장점을 달성하기 위해 몇가지 방식으로 결합될 수 있다.
본 발명에 따르면, 상술된 3단 전원은 입력단에 소프트 스위칭 회로를 갖는다. 제2 비제어형 단의 고유 소프트 스위칭과 추가된 제1 입력단의 능동 소프트 스위칭 회로의 결합은 본 발명에 따른 새로운 3단 전원의 효율을 상당히 증가시킨다.

Claims (21)

  1. 3단 전원 장치으로서,
    AC 입력 및 제1 DC 출력 신호를 갖는 제1 입력단과;
    제2단으로서, 상기 제1 DC 출력 신호에 접속된 입력, 상기 입력을 제1 내부 AC 신호로 변환하기 위해 주어진 듀티 사이클(duty cycle)로 고주파에서 스위칭된 스위치들의 네트워크, 상기 제1 내부 고주파 AC 신호에 의해 구동된 1차 권선 및 제2 내부 AC 신호를 생성하기 위한 2차 권선을 갖는 절연 변압기, 및 상기 제2 내부 AC 신호를, 상기 스위치들의 상기 듀티 사이클에 관련된 크기를 갖는 상기 제2단의 제2 DC 출력 신호로 변환하는 정류기를 포함하는 비제어형 DC/DC 컨버터 형태를 가지며, 상기 제1 입력단은 소프트(soft) 스위칭 회로를 갖는 전원 스위치를 포함하는 것인 상기 제2단과;
    상기 제2단의 상기 DC 출력 신호를 용접에 적절한 전류로 변환하는 제3단을 포함하는 3단 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 입력단은 정류기 및 역률 정정 컨버터를 포함하는 것인 3단 전원 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 역률 정정 컨버터는 상기 전원 스위치에 의해 동작되는 부스트(boost) 컨버터인 것인 3단 전원 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 전원 스위치는 부스트 컨버터 내에 있는 것인 3단 전원 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 소프트 스위칭 회로는 상기 전원 스위치와 일치하여 동작되는 보조 스위치를 갖는 능동 회로인 것인 3단 전원 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 주어진 듀티 사이클은 상기 제2 단의 전도 손실을 로우 레벨로 유지하기 위해 80%보다 큰 것인 3단 전원 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 스위치들의 네트워크는 주어진 듀티 사이클에서 설정된 위상 시프트 PWM에 의해 동작되는 복수의 스위치인 것인 3단 전원 장치.
  8. 제1항 또는 제5항에 있어서, 주(main) 부스트 스위치를 포함하고, 상기 능동 소프트 스위칭 회로는 상기 주 부스트 스위치와 병렬인 제1 회로 브렌치(branch) 내의 보조 스위치와 인덕터, 및 상기 주 부스트 스위치와 병렬인 캐패시터를 포함하는 제2 회로 브렌치를 포함하는 것인 3단 전원 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 캐패시터는 포워드 폴드(forward poled) 다이오드에 의해 상기 보조 스위치와 병렬로 접속된 제1 부분, 및 제2 부분의 두 부분으로 나 누어지는 것인 3단 전원 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제1 캐패시터 부분은 실질적으로 상기 제2 캐패시터 부분의 캐패시턴스의 1/2보다 작은 것인 3단 전원 장치.
  11. 제8항에 있어서, 상기 제1 캐패시터 부분은 실질적으로 상기 제2 캐패시터 부분의 캐패시턴스의 1/2보다 작은 것인 3단 전원 장치.
  12. 제1항 또는 제2항 또는 제4항에 있어서, 상기 제3단은 수동 소프트 스위칭 회로를 갖는 전원 스위치가 있는 초퍼(chopper)인 것인 3단 전원 장치.
  13. 전기 아크 용접 프로세스를 위한 3단 전원 장치로서,
    AC 입력 및 제1 DC 출력 신호를 갖는 입력단과;
    제2단으로서, 상기 제1 DC 출력 신호에 접속된 입력, 상기 입력을 제1 내부 AC 신호로 변환하기 위해 주어진 듀티 사이클로 고주파에서 스위칭된 스위치들의 네트워크, 상기 제1 내부 고주파 AC 신호에 의해 구동된 1차 권선 및 제2 내부 고주파 AC 신호를 생성하기 위한 2차 권선을 갖는 절연 변압기, 및 상기 제2 내부 AC 신호를, 상기 스위치들의 상기 듀티 사이클에 관련된 크기를 갖는 상기 제2단의 제2 DC 출력 신호로 변환하는 정류기를 포함하는 비제어형 DC/DC 컨버터 형태를 갖는 상기 제2단과;
    상기 제2 DC 출력 신호를, 상기 프로세스에서 용접을 하기 위한 용접 출력으로 변환하는 제3단을 포함하고,
    상기 제1 입력단은 소프트 스위칭 회로를 갖는 전원 스위치가 있는 제어형 DC/DC 컨버터를 갖는 것인 3단 전원 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제어형 DC/DC 컨버터는 역률 정정 컨버터인 것인 3단 전원 장치.
  15. 제13항에 있어서, 상기 소프트 스위칭 회로는 상기 보조 스위치에 의해 접속되는 인덕턴스/캐패시턴스 회로를 포함하는 것인 3단 전원 장치.
  16. 제13항에 있어서, 상기 소프트 스위칭 회로는 상기 전원 스위치와 일치하여 동작되는 보조 스위치를 갖는 능동 회로인 것을 특징으로 하는 3단 전원 장치.
  17. 제13항에 있어서, 상기 제3단은 수동 소프트 스위칭 회로를 갖는 전원 스위치가 있는 초퍼인 것을 특징으로 하는 3단 전원 장치.
  18. 용접기 또는 플라즈마 커터용 전원의 입력에서 부스트 컨버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 손실을 제어하되, 상기 부스트 컨버터는 주 인덕턴스와, 주 스위칭 장치와, 캐소드를 가진 주 정류기를 포함하는 것인 능동 소프트 스위칭 회로로서,
    보조 스위칭 장치와;
    상기 보조 스위칭 장치에 의해 접속되는 탱크 회로를 포함하며,
    상기 탱크 회로는,
    상기 보조 스위칭 장치에 직렬로 접속된 공진 인덕턴스와,
    상기 주 스위칭 장치의 양단에 접속되는 공진 캐패시턴스로서, 상기 공진 인덕턴스의 양단에 접속된 제1 공진 캐패시터 부분과 상기 보조 스위칭 장치의 양단에 접속된 제2 공진 캐패시터 부분을 갖는 상기 공진 캐패시턴스를 포함하는 것인 능동 소프트 스위칭 회로.
  19. 제18항에 있어서, 상기 공진 인덕턴스와 상기 보조 스위칭 장치의 직렬 결합은 상기 공진 인덕턴스와 상기 보조 스위칭 장치 간에 제1 중간 노드가 있는, 상기 탱크 회로의 제1 레그(leg)를 형성하며,
    상기 제1 공진 캐패시터 부분과 상기 제2 공진 캐패시터 부분은 상기 제1 공진 캐패시터 부분과 상기 제2 공진 캐패시터 부분 간에 제2 중간 노드가 있는, 상기 탱크 회로의 제2 레그를 형성하며,
    상기 탱크 회로는 상기 제1 중간 노드와 상기 제2 중간 노드 간에 접속된 제1 다이오드와, 상기 제2 중간 노드와 상기 주 정류기의 상기 캐소드 간에 접속된 제2 다이오드를 더 포함하는 것인 능동 소프트 스위칭 회로.
  20. 제18항 또는 제19항에 있어서, 상기 제1 공진 캐패시터 부분은 상기 제2 공 진 캐패시터 부분 보다 큰 것인 능동 소프트 스위칭 회로.
  21. 제18항 또는 제19항에 있어서, 상기 제2 공진 캐패시터 부분은 상기 보조 스위칭 장치가 턴오프되는 경우, 상기 보조 스위칭 장치의 양단의 전압 증가율을 제어하는 것인 능동 소프트 스위칭 회로.
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