JP4303714B2 - 電気アーク溶接用電源 - Google Patents

Description

本発明は、電気アーク溶接の分野に関し、より具体的には、そのような溶接のための改良された３ステージ電源及び該３ステージ電源の最初の２ステージの間の新規な関係に関する。

電気アーク溶接は、金属電極と被加工物との間にＡＣまたはＤＣ電流を流すことを必要とし、この場合、該金属電極は、通常、有心金属ワイヤまたは固体金属ワイヤである。電源は、アークが、繰り出される溶接ワイヤの端部を溶融して、その溶融金属を該被加工物に付着させるように、所定の電流パターンおよび／または該繰り出す電極ワイヤと被加工物との間の極性を生成するのに用いられる。電源には、様々なコンバータ技術が用いられるが、最も有効なものは、インバータをベースとする電源であり、この場合、スイッチングネットワークは、高周波で作動して、溶接プロセスのための所望の波形または電流レベルを生成するスイッチを含む。インバータタイプの電源は、Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐの米国特許第５，２７８，３９０号明細書で論じられており、該インバータは、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニー（Ｔｈｅ Ｌｉｎｃｏｌｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｍｐａｎｙ）により開発された“波形制御技術”によって制御される。実際の波形は、通常、１８ｋＨｚ以上の周波数で生成された一連の短いパルスによって生成され、該短いパルスからなる群は、波形ジェネレータによって制御される特性を有している。標準的な電源技術によれば、該電源のインバータステージへの入力信号は、正弦波電源からの整流電流である。適当な力率補正コンバータは、共通の実施であり、Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書に示されているように、インバータスイッチングネットワーク自体の一部であるか、あるいは、Ｃｈｕｒｃｈの同第６，１７７，６４５号明細書に示されているように、該インバータステージの前に設けられている。実際に、力率補正コンバータまたはステージを有する電源は、長年にわたって、溶接技術において知られている。ブーストコンバータの形をとる、入力力率補正コンバータを用いる他の電源が、Ｃｈｕｒｃｈの米国特許第６，５０４，１３２号明細書に示されている。Ｃｈｕｒｃｈのこれら２つの特許及びＫｏｏｋｅｎの特許は、背景情報として、本願明細書に援用する。Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書及びＣｈｕｒｃｈの同第６，５０４，１３２号明細書において、実際の溶接電流は、出力チョッパまたはバック（ｂｕｃｋ）コンバータによって調整され、絶縁は、インバータステージの出力または入力ブーストコンバータの出力のいずれかにおける変圧器によって得られる。電源のためのこれらの様々なトポロジーは、アーク溶接技術においては常識である。これらの従来の技術の特許においては、実際の溶接電流、電圧または電力は、該電源の出力ステージにおいて、または該出力ステージの前で調整され、その出力ステージは、インバータまたはチョッパのいずれかである。該インバータも該チョッパも、調整型溶接ステージを駆動する固定された低電圧ＤＣバスを生成するように調整されていない。

溶接動作の絶縁は、ほとんどの溶接用電源の特徴である。“溶接”という用語は、“プラズマ切断”を含む。Ｖｏｇｅｌの米国特許第５，９９１，１８０号明細書においては、ブーストコンバータを用いたプリレギュレータが、溶接調整後に設けられた出力絶縁変圧器を有し、かつ溶接動作を直接駆動するチョッパとして開示されているコンバータに割当てられている。この電源において、該チョッパネットワークは、所望の調整された出力溶接電流を生成するように制御され、絶縁は、出力ステージにおいて形成される。同様に、Ｔｈｏｍｍｅｓの米国特許第５，６０１，７４１号明細書は、実際の溶接動作に対して調整された出力信号を与えるパルス幅変調制御インバータを駆動するブーストコンバータを開示している。Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両米国特許においては、第２ステージが、プリレギュレータから溶接動作へ力率制御電流を流すように調整される。溶接調整は、該第２ステージで行われ、通常、パルス幅変調制御回路によって駆動される。Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両米国特許は、背景技術として本願明細書に援用する。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第６，２７８，０８０号においては、インバータ型電源が、所望の溶接電流を制御するように調整される。絶縁は、ＤＣ溶接動作として開示されている、制御された第２ステージのインバータと溶接出力との間の変圧器によって得られる。同様の電源は、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書及びＭｏｒｉｇｕｃｈｉの同第６，０６９，８１１号明細書に示されており、制御電流の該インバータステージからの絶縁は、該インバータの出力において行われ、該溶接動作を直接駆動する。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書は、第１ステージのブーストコンバータの出力における電圧を用いて、調整型インバータステージまたはブーストコンバータ自体のいずれかのためのコントローラ電圧を供給する共通の構成を開示している。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの３つの特許は、従来技術の電源を示す背景情報として本願明細書に援用し、この場合、調整型インバータは、絶縁のために用いられる出力変圧器に向けられる制御された溶接電流を生成するために、入力ブーストコンバータまたは整流器のＤＣ出力によって駆動される。上記絶縁変圧器の二次ＡＣ信号は、溶接動作に直接用いられる。ここには、本発明の新規な電源において用いられるような第３ステージトポロジーはない。

次に、非溶接技術について説明すると、本発明の態様は、ＤＣ／ＤＣ第２ステージコンバータの出力に同期整流器素子を用いている。同期整流器は、共通の実施であり、１つのそのような整流器は、Ｂｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書に示されている。Ｃａｌｋｉｎの米国特許第３，７３７，７５５号明細書は、低電力用ＤＣ／ＤＣコンバータを開示しており、この場合、固定された調整電流は、非可変出力ＤＣ信号を供給するために、非調整型インバータに流される。入力ＤＣ信号が、インバータの固定出力ＤＣ信号を制御するために調整することができる唯一のパラメータであるように、該非調整型インバータのいかなる制御も、該インバータの入力側で行われる。このことは、該インバータが、制御された固定出力信号を生成するように、該信号の該インバータに対する制御を必要とする仕組みである。同期整流器及び非調整型インバータのバージョンを説明するために、Ｂｏｙｌａｎ及びＣａｌｋｉｎの特許における非溶接の一般的な背景技術を本願明細書に援用し、この場合、いかなる調整も、入力ＤＣ信号のレベルを制御することにより、上記インバータの前で実行される。それらの特許のいずれも、溶接用電源に関係なく、同期整流器素子及び非調整型インバータ等の一般的な技術コンセプトとしてのみ本願明細書に援用する。最少の高調波ひずみを、コンバータに流れる電流に伝える非溶接２ステージＡＣ／ＤＣコンバータが、Ｓｍｏｌｅｎｓｋｉの米国特許第５，０１９，９５２号明細書に示されている。該負荷は、可変ではなく、かつ溶接動作において要求されるような調整を必要としない。この特許は、電気アーク溶接用電源の要求に決して関連していない一般的な技術を説明するために援用する。

これらの特許は、溶接動作によって調整すべき電源に関する背景情報を構成し、この場合、そのような調整は、実際の溶接動作の平均電流、平均電圧及び電力のフィードバックループによるものである。固定負荷電源は、一般的な技術情報としてのものを除いて、本発明に関係ない。

従来、電源内のインバータは、電流、電圧または電力等の溶接動作におけるパラメータによって調整された溶接電流を出力していた。このインバータは、一般に、パルス幅変調器によって制御され、高周波で作動するスイッチのデューティサイクルは、該デューティサイクルが実質的に１００％未満に調整されるように、溶接動作からのフィードバックによって制御されていた。このタイプのＰＷＭ制御型インバータは、調整型単一ステージインバータと呼ばれる。このようなインバータは、電源の出力を形成し、該電源の最終ステージであった。より低いデューティサイクルは、より高い一次電流及びより大きい損失をもたらした。該インバータの効率は、溶接に適した出力信号を生成するために、該単一ステージインバータの出力を調整するという要求によって生じるデューティサイクル調節により変化した。最終ステージが調整型単一ステージインバータである電源を用いると、熱損失、低効率、高コスト及び構成要素のサイズの増大が生じていた。これらの理由のため、いくつかの溶接電源の製造者は、高コスト及び他の困難さを伴うためインバータを使用しないので、インバータ電源よりも良好な電源を市場に出していた。出力を絶縁し、かつ溶接に適した電流を生成する目的のために該電流を調整するという２つの機能を有していたインバータステージは、回避すべきであった。背景として本願明細書に援用するＨｏｖｅｒｓｏｎの米国特許６，７２３，９５７号明細書を参照されたい。

米国特許第５，２７８，３９０号明細書 米国特許第５，９９１，１６９号明細書 米国特許第６，１７７，６４５号明細書 米国特許第６，５０４，１３２号明細書 米国特許第５，９９１，１８０号明細書 米国特許第５，６０１，７４１号明細書 米国特許第６，２７８，０８０号明細書 米国特許第５，９２６，３８１号明細書 米国特許第６，０６９，８１１号明細書 米国特許第６，６１８，２７４号明細書 米国特許第３，７３７，７５５号明細書 米国特許第５，０１９，９５２号明細書 米国特許第６，７２３，９５７号明細書

本発明の主な目的は、第１ステージが、高速スイッチング電力スイッチのための能動ソフトスイッチング回路を有し、第２ステージが、絶縁ステージの一部を構成する非調整型インバータであり、該インバータが、そのいくつかのスイッチのための固定された高デューティサイクルに基づくソフトスイッチング特性を有する新規な３ステージ電源の提供である。

本発明の別の目的は、電力変換に用いる２ステージインバータの提供であり、該コンバータは、能動ソフトスイッチング回路を有する電力スイッチを含み、該第２ステージは、位相シフトによって制御される固定されたデューティサイクルを有する非調整型インバータを含む。

本発明の他の目的は、上述したような３ステージ電源の提供であり、該３ステージ電源は、受動ソフトスイッチング回路を有するチョッパの電力スイッチを有するチョッパの形をとる出力ステージも含む。

本発明のさらなる目的は、上述したような３ステージ電源の提供であり、該電源は、該第１ステージのための能動ソフトスイッチング回路と、該第２ステージのための本質的なソフトスイッチング特性と、該第３ステージのための受動ソフトスイッチング回路とを含む。
これら及びその他の目的及び効果は、添付図面と共に解釈すれば、以下の説明から明らかになるであろう。

本発明は、電源のインバータが、従来のような第２ステージであるが、溶接に適した電流を生成する実際の調整を実行できるようにするために、第３ステージを付加することができるように調整されない、電気アーク溶接（プラズマ切断）用３ステージ電源と共に利用される。この新規な３ステージコンセプトを用いることにより、該インバータは、非常に高周波のスイッチングで作動することができ、出力の第３ステージは、低周波のスイッチングで作動するチョッパとすることができる。従って、該スイッチング周波数は、出力溶接電流の実際の調整に用いられるパルス幅変調インバータステージにおいて高周波を用いる必要性とは対照的に、該ステージによって実行される機能によって最適化される。さらに、該調整型第３ステージに対する絶縁された固定ＤＣ電圧は、入力コンバータステージからのＤＣ電圧よりも実質的に低く、かつ実際の溶接出力電圧よりもかなり高くすることができる。

本発明を利用する上記３ステージ電源は、パルス幅変調インバータが、単に、第２ステージのパルス幅変調インバータへの帰還信号を伴わずに、絶縁固定出力ＤＣバスを生成する第２ステージである、電源のための新規な構造を含む。この絶縁されたバスは、溶接に適した電流を生成するための実際の溶接パラメータによって調整される第３ステージで用いられる。従って、本発明は、必要な絶縁をもたらすだけではなく、溶接調整がなされる第３ステージによって使用される固定ＤＣ出力バスを形成する非調整型第２ステージを含む。該非調整型第２ステージインバータは、該電源の動作中に固定されるデューティサイクルを伴って高周波で作動する。該周波数は、１８ｋＨｚ超であり、好ましくは、約１００ｋＨｚである。該デューティサイクルは、様々なレベルで固定されるが、好適なデューティサイクルは、最大効率レベルをもたらす１００％程度である。固定された高デューティサイクルの利用は、移相変調器制御型インバータの第２ステージの電流環流時間を最少化して、熱を実質的に低減し、かつ効率を向上させる。上記第２の非調整型インバータステージの出力は、公知の同期整流器素子を用いた整流器であり、該素子は、該第２ステージの非調整型インバータの内部絶縁変圧器の二次巻線によって制御される。該第２ステージの出力に同期整流素子を用いることにより、上記電源の総効率のさらなる改善がなされる。上記第１ステージは、入力整流器、または力率補正コンバータを有する入力整流器のいずれかである。第１ステージ力率補正コンバータが好適である。このコンバータは、標準的な整流器の後にあり、あるいは、該整流器と組み合わせることができる。当然、このコンバータは、受動力率補正コンバータ、または、ブースト、バックまたはバック＋ブーストコンバータ等の能動コンバータとすることができる。本発明の第１ステージは、固定電圧を有する第１のＤＣバスを形成する。上記電源に標準的な第１ステージを用いることにより、非調整インバータへの入力ＤＣバスである第１のＤＣ出力信号は、約４００〜９００ボルトＤＣの値に調整及び固定することができる。新規な電源の第２ステージを構成する非調整型の絶縁インバータの出力は、上記第１ステージからの入力ＤＣバスと一定の関係を有する固定ＤＣバスである。該第２のＤＣバスまたは出力の電圧は、実質的に、該第１ステージからのＤＣバスの電圧よりも小さい。従って、該電源は、上記力率補正コンバータからの入力ＤＣバスと一定の厳密な関係を有する第２のＤＣバスを形成する。標準的な実施によれば、上記第２ステージの非調整型インバータは、二次巻線が該電源の入力と絶縁されるように、一次巻線及び二次巻線を有する絶縁変圧器を含む。本願明細書に援用するＳｔｅｉｇｅｒの米国特許第４，８６４，４７９号明細書を参照されたい。該非調整型の第２ステージインバータは、該第２ステージインバータの動作を最適化するようなスイッチング周波数で作動することができる。従って、上記新規な非調整型の第２ステージインバータの構成要素のサイズ及びコストを低減するために、非常に高いスイッチング周波数が用いられる。移相制御を伴う一定のデューティサイクルを用いることにより、スイッチング素子における電圧及び電流サージは、ソフトなスイッチング動作を生じるように低減される。実際に、好適な実施形態において、デューティサイクルは、スイッチが完全にオンまたは完全にオフになるように、１００％に固定される。このことは、上記第２ステージにおける環流電流を劇的に低減し、かつ上記電源の溶接出力と該電源のＡＣ入力を絶縁するという機能も実現できる該第２ステージインバータの動作特性を大幅に向上させる。上記第２ステージの非調整型インバータにおけるスイッチング素子を完全にオン状態で作動させることにより、このインバータは、高効率を有し、かつ動作が非常にフレキシブルになる。絶縁変圧器は、該非調整型の第２ステージの入力側の上記固定ＤＣバス（上記第１ステージからの“第１の出力信号”）と、この第２ステージの出力のＤＣ出力バス（“第２のＤＣ出力信号”）の関係を決める。従来のいくつかの電源においては、調整型インバータの絶縁変圧器の一次巻線におけるデューティサイクルは、溶接動作によって調整される。本発明が注力する新規な３ステージ電源の第１ステージまたは第２ステージのいずれにおいても溶接動作による調整はない。

能動力率補正構成及び溶接動作に向けられるエネルギの緊密な出力制御を伴う電気アーク溶接用電源は、少なくとも２つのスイッチングステージを必要とする。これらの２つのステージは、該電源に伝達され、かつ該電源から外に伝達される瞬時エネルギを、適当なエネルギ蓄積要素を用いて、別々に調整することができることを保障する。すなわち、電気アーク溶接用の力率補正電源は、一般に、２つの独立したスイッチング制御回路を要する。該制御回路の一方は、溶接動作のためのエネルギまたは出力電流を制御するために用いられる。他方の制御回路は、該電源の第１ステージを形成する能動力率補正コンバータからのＤＣ信号を制御するために用いられる。従って、力率補性能力を有する電気アーク溶接電源は、各々が、独立した制御要求を有する２つのスイッチングネットワークを必要とする。第１のスイッチング制御は、出力溶接電流のためのものであり、他方のスイッチング制御は、該電源の入力ステージにおける力率補正のためのものである。この第２のスイッチング制御は、該第１ステージの出力が、“ＤＣバス”と呼ばれる固定ＤＣ電圧であることを保障する。該ＤＣバス自体の電圧は、このコンバータからのＤＣバスが、固定電圧レベルを有することを保障するために、該第１ステージコンバータを制御するのに用いられる。要約すると、電気アーク溶接用のインバータをベースとする電源は、２つの独立したスイッチングネットワークと、それらのネットワークのための２つの制御回路とを必要とする。

電気アーク溶接用のインバータをベースとする電源は、別の概念の必要条件を有する。該電源のステージの一つは、可変入力ＡＣ信号と、溶接に適した調節された出力電流との間の電気的絶縁を実現できなければならない。該絶縁デバイスは、通常、変圧器の形をとる。従来の２ステージインバータをベースとする電源においては、該絶縁デバイスのための２つの配置がある。第１の実施例において、力率補正入力ステージは絶縁されておらず、絶縁変圧器は、第２ステージの調整型出力インバータに設けられている。別の実施例においては、絶縁は、第１ステージの力率補正コンバータ内にある。この第２の実施例においては、非絶縁出力インバータまたは非絶縁コンバータを、第２ステージとして用いることができる。該第１の実施例は、該電源の入力側におけるＲＭＳ電流に対する６０Ｈｚ効果により、該第２の実施例よりもより効率的である。要約すると、溶接電源の第２の概念的必要条件は絶縁である。

溶接のための能動力率補正電源の２つの必要条件は、（ａ）２つの異なるスイッチングネットワークのための２つの別々の独立した制御回路と、（ｂ）該電源の入力と該電源の出力を絶縁する適当な構造である。インバータをベースとする電源のこれらの基本的な必要条件は、背景の３ステージ電源において実施される。非調整型の第２ステージは、３ステージインバータをベースとする電源を含む固有の構成を形成する２つの調整型非絶縁ステージの間の絶縁ステージである。上記新規な３ステージ電源は、同じ力率補正プリレギュレータを用いると仮定すると、２ステージインバータをベースとする電源よりもより有効である。従って、該新規な３ステージ電源はより有効であるが、電気アーク溶接に用いる電源に必要な本質的な特性もなお有している。２つの独立して制御されるスイッチングネットワークが存在する。絶縁ステージが存在する。これらの制約は、効率を向上させ、かつより良好な溶接性能、および電力スイッチング要素のより良好な熱配分を得るような方法で実現される。

上記３ステージ電源の第２ステージの非調整型インバータは、システム絶縁を実行できるため、多くの種類の非絶縁型コンバータを力率補正プリレギュレータとして用いることができる。ブーストコンバータは、電流波形整形機能及びこの種の変換の連続ライン電流特性により、最もポピュラーなコンバータである。しかし、該ブーストコンバータの出力電圧は、最も高いライン電圧のピークよりも高く、このピークは、７７５ボルト程にもなる可能性がある。すなわち、第２ステージが調整されず、絶縁を形成する３ステージ電源である他の能動力率補正レギュレータを、本発明に対して用いることができる。能動力率補正入力または第１ステージに対する他の選択肢のうちの１つは、第２ステージに対する一次電圧バスまたは入力バスを、電源に対する入力ＡＣ電圧信号のピークよりも低くすることができるような逓昇／逓降コンバータである。この種の力率補正コンバータは、低高調波を生じる。そのような力率コンバータは、バック＋ブーストコンバータと呼ばれる。上記第２ステージに用いられる４００〜５００ボルトＤＣバスは、１１５ボルト〜５７５ボルトの入力ＡＣ電圧を用いて得られる。上記第１ステージへのＡＣ電圧に関係なく、上記能動力率コンバータの出力電圧は、４００ボルト〜５００ボルトのレベルになるように制御される。他の種類の能動及び受動力率補正インバータを本発明において用いることができる。好適なコンバータは能動であり、それに伴って、第２の制御回路を要する第２のスイッチングネットワークを構成する。電気アーク溶接という用語を用いる場合、該用語は、プラズマ切断等の他の出力プロセスも含む。

ここまで説明したように、本発明を利用する上記３ステージ電源は、電気アーク溶接用の３ステージ電源を含む。第３ステージにおける帰還制御は、溶接に適した出力電流を生成する。入力の第１ステージは、通常、第２のスイッチングネットワーク及び第２の独立した制御回路を要する能動力率補正コンバータである。この３ステージ構造は、従来技術においては用いられていない。この構造を持たせることにより、付加された第２ステージは、単に、該第２ステージの一次側における高圧ＤＣバスを、一次側と絶縁された第２ステージの二次側における低圧ＤＣバスに変換するのに用いられる。従って、該３ステージは、該バスを溶接電力の調整に用いることができるように、該第２ステージの二次側にＤＣバスを含む。“バス”という用語は、制御された固定レベルを有するＤＣ信号を意味する。上記３ステージ電源は、“第１のＤＣ出力”と呼ぶ入力ステージからの第１のＤＣバスを有し、この第１のＤＣ出力は、制御されたＤＣ電圧を有する。上記第２ステージの二次側には、“第２のＤＣ出力”と呼ばれる第２のＤＣバスがあり、この第２のＤＣ出力も制御されたＤＣ電圧レベルである。非調整型インバータの二次側における第２のＤＣバスの生成は、これまでに説明したような非調整型の第２ステージインバータの利用に関連する利点以外の利点を有する。該二次ＤＣバスまたは第２のＤＣ出力は、第３ステージの溶接制御回路に要する絶縁がないように、該第２ステージの一次側と絶縁されている。換言すれば、チョッパ等の出力制御回路は、固定された電圧レベルを有する入力ＤＣバスを有する。実際には、該チョッパは、入力ＤＣから該チョッパに引き出される制御電圧を有するコントローラを有する。この入力ＤＣ信号は、入力電力と絶縁されている。従って、該出力ステージまたはチョッパのコントローラのための制御電圧は、非絶縁型のＤＣ源から得ることができる。これは、通常、該チョッパへの入力信号である。該出力ステージで用いられる該コントローラのための制御電圧の独立した絶縁は必要ない。上記第２ステージからの固定されたＤＣバスの利用は、溶接動作によって調整される出力の第３ステージへのＤＣ電圧を、上記電源の通常の入力一次ＤＣバス（“第１のＤＣ出力”）よりもかなり低くすることを可能にする。従来、力率コンバータの出力は、ブーストコンバータの使用に基づく比較的高いレベルのＤＣ信号である。この高ＤＣ電圧は、溶接に適した電流を出力する際に用いる調整型インバータステージに向けられる。本発明を用いることにより、上記力率コンバータの出力バスからの高電圧は、劇的に低減される。４００ボルトのＤＣバスを１５ボルトの制御電力に変換することよりも、１００ボルトのＤＣバスを１５ボルトの制御電力に変換することの方がより効率的である。

上記背景の３ステージ電源の第２ステージは、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形をとり、該コンバータは、第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、該第１のＤＣ出力信号に対して所定の比の大きさを有する第１のＤＣ出力信号と電気的に絶縁された第２のＤＣ出力信号の形をとる出力とを有する。該電源は、第２のＤＣ出力信号を、溶接プロセスのための溶接電流に変換する第３ステージを含む。該電源の第３ステージは、チョッパまたはインバータ等の調整型コンバータを含む。インバータを用いる場合、該出力は、極性ネットワークまたはスイッチに向けられるＤＣ信号であり、該スイッチは、該電源によるＤＣ溶接を可能にする。該極性スイッチは、ＤＣ負、ＤＣ正またはＡＣのいずれかの溶接を可能にする。チョッパまたはインバータを用いる該溶接プロセスは、ＭＩＧ溶接等のシールドガスを用いて実行することができ、かつタングステン、有心ワイヤまたは固体金属ワイヤ等のいかなる種類の電極も用いることができる。本発明の態様によれば、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力は、上記第２ステージへの入力よりも実質的に小さい。たいていの場合、該第２ステージの入力及び出力は、概して固定された大きさを有するＤＣ電圧である。

高スイッチング速度を有する溶接インバータを作動させることについては、いくつかの恩恵がある。例えば、より小さな磁石は、携帯性の向上につながる。別の利点は、より高い帯域幅の制御システムを持てる可能性であり、該システムは、より良好なアーク性能につながる。従って、上述した新規な３ステージ電源は、本発明によって改良される。この背景の３ステージ電源は、１８ｋＨｚを越える極端に高いスイッチング速度で作動する電力スイッチを有する。上記第１ステージのためのブースト電力スイッチ及び上記非調整型第２ステージのための４つの電力スイッチは、全て、高スイッチング速度の恩恵を得るために高周波で作動する。そのようなより高いスイッチング速度の利用には欠点がある。そのようなスイッチング速度は、スイッチング損失を引き起こす。該スイッチング損失が低減されない場合には、電源効率及び信頼性が低下する。スイッチング損失は、オン状態からオフ状態へのまたはオフ状態からオン状態へのいずれかのスイッチング中の電流と電圧のオーバラップによって引き起こされる。スイッチング損失を低減するには、スイッチング中の電圧または電流をゼロ近辺に保持しなければならない。スイッチング遷移は、ゼロ電圧またはゼロ電流のいずれか、あるいはその両方にすることができる。これは、“ソフトスイッチング”と呼ばれる。共振または擬似共振技術と呼ばれるものは、これまで、高スイッチング速度でゼロ電圧またはゼロ電流によってソフトスイッチングを得るのに用いられてきた。しかし、この種の従来のソフトスイッチング制御は、サイン波のため、高い電流及び電圧歪みを引き起こす場合があり、伝導損もなお有している。しかし、従来においては、スイッチング損失及び伝導損の両方を低減するようにゼロ電圧遷移コンバータまたはゼロ電流遷移コンバータを利用するソフトスイッチング回路がある。

本発明が注力する上記新規な３ステージ電源の非調整型の第２ステージインバータは、位相シフトＰＷＭを用いて出力電力を制御することが知られている。位相シフトを１００％近い高レベルに、好ましくは８０％以上に固定することにより、該非調整型の第２ステージのスイッチング損失が限定される。固定された位相シフトＰＷＭ制御を用いることにより、該第２ステージは、ほぼ全導通で作動して、低伝導損をもたらす。該非調整型の第２ステージは、本質的にソフトにスイッチングされる。本発明によれば、上述した３ステージ電源は、入力ステージにソフトスイッチングを有する。このため、本発明は、該非調整型の第２ステージの本質的なソフトスイッチングと組み合わせるために、該第１ステージの入力ステージのための能動ソフトスイッチング回路の使用を含む。この付加したソフトスイッチングと本質的なソフトスイッチングの組合せは、本発明が注力する上記新規な３ステージ電源の効率を実質的に向上させる。

該第１ステージの能動ソフトスイッチング回路は、“Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｕｓｉｎｇ Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｂｏｏｓｔ−ｂａｓｅｄ Ｉｎｐｕｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｈａｐｅｒ”というタイトルのＩＥＥＥによる１９９１年の条項に記載されている。この１９９１年１１月の条項を本願明細書に援用する。この種の回路は、“Ａ Ｎｅｗ ＺＶＴ−ＰＷＭ ＤＣ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”というタイトルのＩＥＥＥによる２００２年の条項にも記載されている。パワーエレクトロニクスに関するＩＥＥＥ会報のこの条項は、２００２年１月付であり、本願明細書に援用する。ソフトスイッチングのための他の能動回路は、２００４年５月に発行されたパワーエレクトロニクスに関するＩＥＥＥ会報によって公表された“Ａ Ｎｅｗ ＺＶＴ−ＺＣＴ−ＰＷＭ ＤＣ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”というタイトルの２００４年の条項に記載されている電圧遷移／電流遷移回路である。この条項も本願明細書に援用する。これらの条項は、３ステージ電源の第１ステージに用いられるタイプの能動ソフトスイッチング回路について記載している。本発明は、上記第１ステージの入力ステージのための能動ソフトスイッチングと、位相シフトＰＷＭ制御を用いた本質的にソフトスイッチングの非調整型インバータとを組み合わせる。位相シフト制御を用いた共通の非調整型インバータを説明するために、Ｓｔｅｉｇｅｒｗｅｌｄの米国特許第４，８６４，４７９号明細書を本願明細書に援用する。この種の非調整型電力ステージは、固定された高デューティサイクルスイッチング動作の利用によって環流電流を最少化することにより効率を向上させる構造を有する。固定されたデューティサイクルで作動する非調整型インバータは、最少量の伝導損を有する一次スイッチに関してソフトスイッチングを実現する。この概念は、本発明が注力する上記３ステージ電源の第２ステージで用いられる。

本発明によれば、３ステージ電源の第１ステージの高スイッチング速度の電力スイッチは、該スイッチの損失及び出力整流器の損失の両方を低減する能動回路によってソフトにスイッチングされる。さらに、該ソフトスイッチ入力ステージは、固定されたデューティサイクルの位相シフト非調整型インバータを用いた本質的なソフトスイッチング能力を有する第２ステージと組み合わされる。該第１ステージのための能動スイッチング回路と、固定されたデューティサイクルの非調整型インバータの本質的なソフトスイッチングの組合せは、本発明が注力する上記新規なタイプの３ステージ電源の効率を著しく向上させる。

上記３ステージ電源の第１ステージの入力ステージに能動ソフトスイッチング回路を用いることにより、該第１ステージのパルス幅変調コンバータは、該能動コンバータスイッチに対してゼロ電圧スイッチングを有し、かつ該出力ダイオードに対してゼロ逆回復電流を有する。このソフトスイッチングは、電圧または電流歪み、すなわち、該２つの構成要素の伝導損を増加させることを伴わない。該第１ステージのための該電力スイッチ（能動）のこのソフトスイッチング回路は、共に、能動パルス幅変調電力ブーストスイッチ及び受動出力スイッチまたは出力ブーストダイオードの両方と並列のインダクタンス分岐及びコンデンサ分岐を有するネットワークを用いたゼロ電圧遷移を含む。該２つの分岐ネットワークは、補助スイッチのスイッチングによって制御される誘導分岐及び容量分岐を含む。該補助スイッチは、パルス幅変調電力ブーストスイッチにも並列に接続されており、該パルス幅変調スイッチのターンオンの直前に短期間、ターンオンされる。該ネットワークのインダクタ電流は、該電流が出力整流ダイオードをターンオフするまで増加し、ソフトスイッチング動作とつながる。該インダクタ電流は、該ブーストスイッチのターンオンの前に、該パルス幅変調回路の両端の電圧をゼロにすることを増進させることを続ける。それに伴って、該パルス幅変調スイッチの逆並列ダイオードには、順方向バイアスがかけられる。該電力スイッチのためのターンオン信号が印加されると共に、該逆並列ダイオードが導通して、ターンオン時に、該変調スイッチのゼロ電圧スイッチングをもたらす。そして、上記補助スイッチがターンオフし、変調電力スイッチがターンオンする。上記補助ダイオード及びコンデンサは、該補助スイッチに、ターンオフ時に応力が加わらないように、該補助スイッチの両端の電圧に対する緩衝器を形成する。インダクタ分岐電流は、急速にゼロまで降下し、その時、該補助スイッチがターンオフする。該動作の残りは、主スイッチがターンオフしたときに、該２つの分岐ネットワークに蓄えられたエネルギが負荷に伝達されることを除いて、従来のパルス幅変調ブーストコンバータの動作と同じである。これら２つの分岐のいくつかの説明において、該分岐は、技術的に正確である共振回路と呼ばれるが、ソフトスイッチング機能には必要なものではない。

２つの分岐回路を制御する上記補助スイッチは、本発明の上記第１ステージに用いられ、上記電力スイッチ及び上記出力ダイオードの両方のソフトスイッチングを実現できる。このような回路は、本願明細書に援用する、Ｈｕａの米国特許第５，４１８，７０４号明細書に記載されている。該第１ステージのソフトスイッチング及び該第２ステージの通常のソフトスイッチングは、本発明を用いた結果である。

本発明によれば、電気アーク溶接プロセスのための三相電源が提供される。この電源は、ＡＣ入力及び第１のＤＣ出力信号を有する入力ステージと、該第１のＤＣ出力信号に接続された入力を有する非調整型のＤＣ−ＤＣコンバータの形をとる第２ステージと、該入力信号を第１の内部ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルを用いて高周波でスイッチングされるスイッチからなるネットワークと、該第１の内部の高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線、第２の内部の高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線及び該第２の内部のＡＣ信号を該第２ステージのＤＣ出力信号に変換する整流器を有する絶縁変圧器とを備える。該第２ステージのための該出力信号の大きさは、上記位相シフトスイッチ間のオーバラップの固定された量に関連し、これは、該第２ステージが本質的にソフトにスイッチングされるように、パルス幅変調器によって制御される位相シフトを利用する。上記電源の第３ステージは、該第２ステージからの第２のＤＣ出力信号を、溶接プロセスのための溶接出力に変換するのに用いられる。この３ステージ電源は、ＤＣ−ＤＣコンバータを該第１ステージに設けることによって改良され、この場合、該コンバータは、ソフトスイッチング回路を備える電力スイッチを有する。従って、該第１ステージへのソフトスイッチング回路は、位相シフトの非調整型第２ステージの本質的なソフトスイッチングを与えて、該３ステージ電源における最初の２ステージの効率を向上させる。

本発明の別の態様によれば、上記３ステージ電源の最初の入力ステージのソフトスイッチング回路は、上記電力スイッチと同時に作動して、両スイッチング遷移の間に、電圧をゼロ方向へ積極的に駆動する補助スイッチを有する能動緩衝回路である。上記第１ステージのＤＣ−ＤＣコンバータは、該第１ステージのソフトスイッチング回路によってもソフトスイッチングされる出力またはブーストダイオードを有する。本発明の他の態様によれば、該第１ステージのＤＣ−ＤＣコンバータは、正及び負の出力リードをつなぐコンデンサと、上記補助スイッチの正の端部を該正の出力リードに対してクランプするダイオードとを有する正及び負のリードを有する。該第１ステージに対する能動ソフトスイッチングと、該第２ステージに対する本質的なソフトスイッチングとの独特の組合せは、３ステージチョッパと共に用いられる。状況に応じて、該出力チョッパは、その電力スイッチのためのソフトスイッチング回路を有する。本発明のこれらの特徴の全ては、該電源の効率を向上させると共に、その３ステージ構造の利点を維持する、新規な特徴である中央の非調整型の絶縁ステージを有する３ステージ電源を改善する。

本発明は、３ステージ電源の入力ステージと非調整型の中央ステージの組合せであり、該第１ステージは、上記ブースト電力スイッチのための能動ソフトスイッチング回路と、位相シフト式の非調整型第２ステージのための本質的なソフトスイッチングとを有する。その結果として、本発明は、ＡＣ入力及び第１のＤＣ出力信号を有する入力ステージと、第２ステージとを備える２ステージＡＣ−ＤＣコンバータを必要とする。該第２ステージは、該第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、該入力を第１の内部ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルを用いて高周波でスイッチングされるスイッチからなるネットワークと、該第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線と、第２の内部ＡＣ信号を生成する二次巻線とを有する絶縁変圧器と、該第２の内部ＡＣ信号を、該第２ステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型のＤＣ−ＤＣコンバータの形をとっている。該第２ステージに対する該出力信号の大きさは、上記位相シフト式スイッチの間のオーバラップの量に関連している。該入力ステージは、ソフトスイッチングネットワークを有する電力スイッチを含み、該ネットワークは、該第１ステージの電力スイッチと同時に作動する補助スイッチを有する能動緩衝回路である。

次に、本発明に係わる３ステージ電源について、詳細に説明する。
添付した図２２には、
電気アーク溶接プロセス用３ステージ電源であって、
ＡＣ入力及び第１のＤＣ出力信号を有する第１ステージＩと、

前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、所定のデューティサイクルの高周波でスイッチングされるスイッチからなるネットワークであって、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線２５２と第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線２５４とを有する絶縁変圧器２５０と、前記スイッチの前記デューティサイクルに関連する大きさで、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を、第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形をとる第２ステージＩＩと、

前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３ステージＩＩＩとを備え、
前記第１ステージＩが、ソフトスイッチング回路６２０を有する電力スイッチ６０２を具備する調整型ＤＣ／ＤＣコンバータを含む３ステージ電源が示されている。

又、溶接機又はプラズマカッター用の電源の入力で、ブーストコンバータのスイッチング素子のスイッチングを制御するためのアクティブソフトスイッチング回路において、

前記ブーストコンバータが、主インダクタンス６２２と、主スイッチ６０２と、主整流器６１０とを具備し、
前記アクティブソフトスイッチング回路が、

補助スイッチ６２８とこの補助スイッチ６２８により閉じられるタンク回路とからなり、
前記タンク回路が、前記補助スイッチ６２８と直列に接続される共振インダクタンス６２２と前記主スイッチ６０２に並列に接続される共振容量とからなり、

前記共振容量が、前記共振インダクタンス６２２に並列に接続される第１のコンデンサ部分６４０と、前記補助スイッチ６２８に並列に接続される第２のコンデンサ部分６４２とからなるアクティブソフトスイッチング回路が示され、

更に、前記共振インダクタンス６２２と補助スイッチ６２８との組み合わせが、前記共振インダクタンス６２２と補助スイッチ６２８との間の第１のノードを有する前記タンク回路の第１回路を形成し、

前記第１のコンデンサ部分６４０及び第２のコンデンサ部分６４２が、前記第１のコンデンサ部分と第２のコンデンサ部分との間の第２ノードを有する前記タンク回路の第２回路を形成し、

前記タンク回路は、前記第１ノードと第２ノードとの間に接続された第１のダイオードＤ１と、前記第２ノードと前記主整流器６１０のカソードと間に接続した第２ダイオードＤ２とからなるアクティブソフトスイッチング回路が示されている。

本発明は、リンカーン・エレクトリック・カンパニーにより開発された、電気アーク溶接での用途のための新規な３ステージ電源の変更例であり、該電源は、本発明に対する従来技術ではない。該新規な３ステージ電源は、ＡＣ信号を第１のＤＣ出力バスに変換する入力ステージを有する。この出力バスは、固定電圧レベルを有し、かつ図１６に最もよく示されている第２ステージの入力に向けられる。該３ステージ電源のこの新規な第２ステージは、絶縁構造を含み、かつＤＣ入力バスに比例する第２のＤＣ出力または第２のＤＣバスを有する非調整型インバータである。レベル関係は、該非調整型インバータの構造により固定される。該第２ステージの非調整型インバータは、１８ｋＨｚ超、好ましくは約１００ｋＨｚの高いスイッチング周波数でスイッチが作動するスイッチングネットワークを有する。上記電源の第２ステージを構成する該非調整型インバータにおける該スイッチネットワークのスイッチング周波数は、小さい磁性構成要素の使用を可能にする。該非調整型インバータの絶縁されたＤＣ出力は、該電源の第３ステージに向けられる。この第３ステージは、溶接動作の電流、電圧または電力等の溶接パラメータによって調節されるチョッパまたはインバータのいずれかとすることができる。上記変更例においては、この第３ステージは、好ましくはチョッパである。該３ステージ電源の構成は、第１のＤＣ信号を生成する入力ステージと、溶接動作で用いられる電流を調節する該電源の第３ステージによって用いられる絶縁された固定ＤＣ電圧またはＤＣバスを生成する第２の非調整型ＤＣ−ＤＣステージとを有する。本発明が注力する３ステージ電源の実施例を図１〜図３に示す。図１の電源ＰＳ１は、第１ステージＩ、第２ステージＩＩと、第３ステージＩＩＩとを含む。この実施形態において、ステージＩは、ＡＣ入力信号１２を第１のＤＣバス１４に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０を含む。入力１２は、２００〜７００ボルトの間で変化することが可能な電圧を有する単相または三相ＡＣライン電源である。コンバータ１０は、（ＤＣ＃１）とみなされるＤＣバス１４を生成する整流器及びフィルタの形をとることが可能な非調整型デバイスとして描かれている。該ＡＣ入力信号はライン電圧であるため、ＤＣバス１４は、通常、均一な大きさである。非調整型インバータＡは、ＤＣバス１４（ＤＣ＃１）を第２のＤＣバスまたは第２のＤＣ出力２０（ＤＣ＃２）に変換する絶縁変圧器を有するＤＣ／ＤＣコンバータである。出力２０は、コンバータ３０であるステージＩＩＩへの電力入力を生成する。ライン２０上のＤＣ電圧は、ラインＢにおいて、溶接に適した電流に変換される。帰還制御または調節ループＣは、溶接動作におけるパラメータを検知し、コンバータ３０の調節により、ラインＢ上の電流、電圧または電力を調節する。実際には、コンバータ３０はチョッパであるが、インバータの使用も代替例である。図１に示すような３ステージ電源ＰＳ１を持たせることにより、該第２ステージのスイッチングネットワークは、通常、コンバータ３０のスイッチング周波数よりも高い周波数を有する。さらに、ライン２０のＤＣ電圧（ＤＣ＃２）は、ライン１４上のステージＩからのＤＣ電圧（ＤＣ＃１）よりもかなり小さい。実際には、インバータＡには絶縁変圧器がある。該変圧器は、ライン２０上に電圧を生成するのに用いられる第２の部分または二次側よりもかなり多い巻線を有する入力または第１の部分あるいは一次側を有する。実際のこの巻線比は、ライン２０上の電圧が、ライン１４上の電圧の１／４になるように、４：１となっている。

本発明が注力する３ステージ電源の包括的な構造を図１に示すが、図２は、電源ＰＳ２が、電源ＰＳ１と本質的に等しいステージＩＩ及びステージＩＩＩを有するが、入力ステージＩは、調整型ＤＣ／ＤＣコンバータが後ろに続く整流器を含むＡＣ／ＤＣコンバータ４０である好適な実施を示す。変換された信号は、第１のＤＣバス（ＤＣ＃１）として示すライン１４上のＤＣ信号である。ライン１４上の電圧は、公知の技術に従って、帰還ライン４２で示されるように調節される。従って、電源ＰＳ２においては、出力溶接コンバータ３０は、フィードバックループＣによって調節される。ライン１４上の電圧は、ライン４２として示すようなフィードバックループによって調節される。コンバータ４０は、力率補正コンバータであるため、該コンバータは、ライン４４で表わされるような電圧波形を検知する。電源ＰＳ２を用いることにより、第１のＤＣバス１４は、入力１２において異なる単相または三相電圧を有する固定ＤＣ電圧である。すなわち、出力２０は、単に、ライン１４上のＤＣ電圧の変換である。ＤＣ＃２は、上記絶縁変圧器によって決まるレベルと、非調整型インバータＡのスイッチングネットワークの固定されたデューティサイクルとを有する固定電圧である。これは、ステージＩＩが、固定された第１のＤＣ出力またはＤＣバスを、チョッパまたはインバータ等の調節型溶接コンバータを駆動するのに用いられる第２の固定されたＤＣ出力またはＤＣバスに変換する非調節型インバータである、３つの独立した及び別個のステージを用いる新規な電源の好適な実施である。別の代替例として、ステージＩは、ライン２０のＤＣ＃２バスからのフィードバックにより調節することができる。このことは、図２に点線４６で表わされている。

図３の電源ＰＳ３は、上記３ステージ電源の他の実施である。これは、好適な実施ではないが、本発明の該３ステージ電源は、溶接電流出力Ｂからのフィードバックループ５２によって調節される入力コンバータ５０を有することができる。３ステージ電源のこの使用の場合、コンバータ５０は、電源ＰＳ２の場合のようなライン１４上の電圧によってではなく、溶接出力によって調節される。溶接出力Ｂによる調節の場合、コンバータ５０は、力率補正ステージであり、かつ溶接レギュレータである。しかし、該３ステージ電源のこの実施は、完全な技術的開示のために開示されている。

上述したように、入力ステージＩは、単相または三相ＡＣ信号１２を、第２ステージＩＩを構成する非調節型インバータによる使用のために、固定されたＤＣバス１４（ＤＣ＃１）に変換する。該新規な３ステージ電源は、図１〜図３におけるライン１４として示すＤＣ電圧を生成するために、通常、ステージＩにＤＣ／ＤＣコンバータを用いる。ステージＩのＤＣ／ＤＣコンバータは、ライン１２上に所望の電圧を生成するように選択することができる。これら３つのコンバータを図４〜図６に示し、入力整流器６０は、それぞれ図４、図５及び図６に示すようなブーストコンバータ６２、バックコンバータ６４またはバック＋ブーストコンバータ６６であってもよいＤＣ／ＤＣコンバータに対する、ライン６０ａ、６０ｂのＤＣ電圧を生成する。これらのコンバータを用いることにより、ステージＩのＤＣ／ＤＣコンバータは、力率補正チップを含み、該チップは、力率を補正できるようにし、それにより上記電源の入力における高調波ひずみを低減できるようにする。力率補正入力ＤＣ／ＤＣコンバータの使用は、溶接技術においては公知であり、多くの従来の２ステージ構造において用いられている。コンバータ６２、６４及び６６は、好ましくは、力率補正チップを含むが、このことは、必要なことではない。ステージＩの主な目的は、ライン１２にＤＣバス（ＤＣ＃１）を生成することであり、該バスは、図４〜図６のライン２０ａ、２０ｂで示されるライン１２の固定ＤＣバス（ＤＣ＃２）を生成するための同図におけるライン１４ａ、１４ｂとして示されている。力率補正は、上記新規な３ステージ構造の利点を利用するのに必要なことではない。非力率補正入力ステージを図７に示し、この場合、整流器６０の出力ライン６０ａ、６０ｂは、ライン１４ａ、１４ｂの概して固定された電圧を生成するための大容量コンデンサ６８によって結合されている。図７のステージＩは、力率補正回路またはチップを含まない。しかし、該電源は、該第２ステージが、ライン２０ａ、２０ｂに概して固定された電圧を生成する非調整型の絶縁インバータＡである３つのステージをなお含んでいる。入力ステージＩの別の変更例を図８に示し、この場合、受動力率補正回路７０は、インバータＡの入力においてＤＣバス１４（ＤＣ＃１）を構成するライン１４ａ、１４ｂにわたって概して固定されたＤＣ電圧を生成するために、三相ＡＣ入力Ｌ１、Ｌ２及びＬ３に接続されている。図４〜図８の変更されたステージＩの開示は、単に本質的に典型であり、単相または三相入力信号のいずれかを有し、かつ力率補正を伴うまたは伴わない、他の入力ステージも用いることができる。

ライン２０ａ、２０ｂとして示す出力バス２０に低い固定電圧を生成することにより、溶接のための新規な３ステージ電源の第３ステージを、１８ｋＨｚ超の周波数で作動するチョッパまたは他のコンバータとすることができる。上記非調整型インバータと調整型出力コンバータのスイッチング周波数は、異なっていてもよい。実際に、該チョッパのスイッチング周波数は、非調節型インバータＡの周波数よりもかなり小さい。図９（Ａ）に示す電源ＰＳ４は、本発明の利用を示し、ステージＩＩＩは、電気アーク溶接に用いられるタイプの一般的な調節型コンバータ１００である。このコンバータは、固定入力ＤＣバス２０によって駆動され、出力リード１０２、１０４にわたって溶接に適した電流を生成するために、溶接動作１２０からのフィードバックによって調節される。リード１０２は、正極性リードであり、リード１０４は、負極性リードである。２ステージインバータをベースとする電源のための一般的な出力技術に従って、リード１０２、１０４は、標準的な極性スイッチ１１０に向けられる。このスイッチは、極性スイッチ１１０の出力が、出力ライン１１０ａに正極性を、出力ライン１１０ｂに負極性を有するように、リード１０２が溶接動作１２０の電極に向けられている第１の位置を有する。このことは、溶接動作１２０において、電極正ＤＣ溶接プロセスをもたらす。逆の極性スイッチネットワーク１１０は、溶接動作１２０において、電極負ＤＣ溶接プロセスをもたらすことができる。すなわち、ＤＣ負またはＤＣ正のいずれかを有するＤＣ溶接プロセスは、一般的な極性スイッチ１１０の設定に従って実行することができる。同様に、極性スイッチ１１０は、電極負と電極正の間で交番させて、溶接動作１２０にＡＣ溶接プロセスをもたらすことができる。これは、一般的な技術であり、極性スイッチ１１０は、調整型コンバータ１００からのＤＣ出力を駆動して、ＡＣ溶接プロセスまたはＤＣ溶接プロセスのいずれかをもたらす。このプロセスは、それぞれライン１３２、１３４で示されるように、コンバータ１００を調節し、かつスイッチ１１０の極性を設定するコントローラ１３０に向けられたラインまたはループ１２２として示されているフィードバックシステムによって調節されかつ制御される。ステージＩＩＩにおける溶接動作を調節することにより、ステージＩＩの非調節型インバータは、比較的高いスイッチング周波数を有して、上記電源の第２ステージにおける構成要素のサイズを低減することができ、かつ１００％に近いデューティサイクルを有して効率を改善することができる。上記３ステージ電源の好適な実施形態は、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニーにより開発された波形制御技術を用いる。この種の制御方式は公知であり、図９（Ｂ）に概略的に示し、制御回路１５０は、ライン１５２ａの電圧が波形ジェネレータ１５２から出力されたときに、波形特性を処理する。該波形特性は、出力１５６を有する誤差増幅器１５４によって概略的に示すように、フィードバックループ１２２によって制御される。すなわち、ジェネレータ１５２からの波形の特性は、フィードバックループ１２２によって制御され、出力ライン１５６に信号を生成する。このラインは、発振器１６２の出力によって決まる高周波で作動する適当なパルス幅変調回路１６０に向けられる。この周波数は、１８ｋＨｚ超であり、４０ｋＨｚ超の場合もある。調整型コンバータ１００は、好ましくは、４０ｋＨｚ未満で作動する。一般に、コントローラ１３０内のディジタル回路である該パルス幅変調器の出力は、調整型コンバータ１００のために該波形を制御するライン１３２として示されている。標準的な実施によれば、インバータ１００の波形は、ＡＣまたはＤＣのどちらかの特性を有することが可能である。この特徴を、図９（Ｂ）の右の部分に、波形１５２ｂ、１５２ｃ及び１５２ｄとして概略的に示す。波形１５２ｂは、ＭＩＧ溶接で用いられる種類のＡＣ波形であり、この場合、高い負の電極アンペア数が生成される。高い正のアンペア数も共通である。波形１５２ｃにおいて、電極負及び電極正に対するアンペア数は、より大きな負の電極部分の長さと本質的に等しい。当然、ＡＣ溶接のためのプロセスは、電極負または電極正のいずれかのために、平衡ＡＣ波形または不平衡ＡＣ波形を生成するように調節することができる。極性スイッチ１１０が、ＤＣ負またはＤＣ正のいずれかの溶接動作に設定されている場合、波形１５２ｄとして示すパルス溶接波形は、波形ジェネレータ１５２によって制御される。様々な他の波形、ＡＣ及びＤＣは、溶接動作１２０を、ＡＣまたはＤＣになるように調節できるように、コントローラ１３０によって制御することができる。さらに、該溶接動作は、ＴＩＧ、ＭＩＧ、サブマージアークあるいは他の溶接とすることができる。どのようなプロセスも、電源ＰＳ４あるいは本発明を用いた他の電源によって実行することができる。該電極は、有心金属、有心フラックスまたは固体ワイヤ等の非消耗または消耗型とすることができる。シールドガスは、使用する電極により用いても用いなくてもよい。ＤＣ溶接のみを実行する電源ＰＳ４の変更例を、図１０に電源ＰＳ５として示す。この電源においては、溶接動作１２０は、フィードバックループ１２２が、出力１７２を有するコントローラ１７０に向けられているため、ＤＣ溶接動作のみを実行する。調整型コンバータ１００ａは、好ましくは、ライン１０２ａ、１０４ａにわたってＤＣ電圧を生成するチョッパである。コントローラ１７０は、図９（Ｂ）に示すように、波形ジェネレータ１５２によって制御される。ライン１０２ａ、１０４ａの極性は、溶接動作１２０で実行されるＤＣ溶接プロセスの要求に従って、電極負または電極正のいずれかになる。調整型コンバータ１００ａは、図９（Ａ）に示す電源ＰＳ４の溶接出力よりも単純化されている。図９（Ａ）及び図１０は、図９（Ｂ）に示す制御ネットワークまたは回路１５０と共に、上記新規な３ステージ電源の汎用性を示している。

それら２種類の電源に用いる上記調整型及び非調整型スイッチングネットワークの両方に対しては、上記コントローラを作動させるための電圧を供給する必要がある。図１１は、電源ＰＳ６等の３ステージ電源の様々なコントローラを作動させる制御電圧を得るための構造及び方式を示す。２ステージ電源の第２ステージのプリレギュレータ及びスイッチングコントローラのスイッチングコントローラに制御電圧を供給するプリレギュレータの出力の利用は公知であり、本願明細書に援用するＭｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されている。溶接動作を実行する出力チョッパは、入力ＤＣ電圧から該チョッパへのコントローラ制御電圧をごく普通に得る。これら２つの公知の技術は、電源ＰＳ６に組み入れられている。上記３ステージ電源は、該電源の様々な位置から得られた電源を有するコントローラによって作動することができる。より具体的には、電源ＰＳ６は、出力１８２と、リード１４ａ、１４ｂ（ＤＣ＃１）上の第１のＤＣバスからの入力１８４、１８６とを有する電源１８０を有する。電源１８０は、図２のプリレギュレータ４０の出力における高電圧をライン１８２上の低電圧にまで低減する、図示しないバックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。この制御電圧は５〜２０Ｖであってよい。ライン１８２上の電圧は、一般的な方法に従ってプリレギュレータ４０の動作を実行する出力リード１９２を有するコントローラ１９０に向けられている。該プリレギュレータは、図２及び図３に示すが、図１１では省略してある調節フィードバックライン４２、４４を有する。非調整型インバータＡは、デューティサイクルを変調させるコントローラ、または入力電圧と出力電圧との間の決まった関係を必要としない。しかし、該インバータは、ライン１９６のコントローラ作動電圧を電源１８０から受取るコントローラ１９４を必要とする。この構成は、第２ステージのコントローラ１９４が、従来の２ステージ電源に使用されている調節コントローラではないことを除いて、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されているコンセプトと同様である。別法として、電源ＰＳ＃３は、点線１７６で示す任意の電源電圧を与える入力１２の単相で駆動される。ステージＩＩＩの調整型出力コンバータ３０は、リード２０ａ、２０ｂを含むように示されているＤＣバス２０（ＤＣ＃２）上の電圧によって決まるライン２０２上のコントローラ電圧を有する、ＰＳ＃２と表わされた電源２００を有する。ここでもまた、電源２００は、非調整型コンバータＡの出力におけるＤＣバスを、出力２１２を有するコントローラ２１０による使用のための低電圧に変換するバックコンバータまたはフライバックコンバータを有する。ライン２１２上の信号は、それぞれ、図１及び図２の電源ＰＳ１、ＰＳ２に関して説明したように、ラインＣ上のフィードバック信号に従って、溶接コンバータ３０の出力を調節する。ＤＣバス１４（ＤＣ＃１）及びＤＣバス２０（ＤＣ＃２）は、コントローラ１９０、１９４及び２１０に対して低レベルのＤＣ制御電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータである電源１８０、２００への入力を供給する。点線２２０で示す代替例として、ＰＳ＃２で表わされた電源１８０は、コントローラ２１０に制御電圧を供給することができる。図１１は、ＰＳ＃１及びＰＳ＃２で表わされた種々の固定ＤＣ電圧レベルから低減された電源電圧を受取ることができるコントローラを有する３ステージ電源を用いることの汎用性を説明するために開示されている。ＰＳ＃３で示すような変圧器によるＡＣ入力電圧１２の単相への整流接続等のコントローラ電圧を供給するその他の構成を用いることもできる。

図１２の電源ＰＳ７は、同じ識別番号を有する構成要素を有する電源ＰＳ６と同様である。出力ステージＩＩＩは、電極Ｅと被加工物Ｗとの間にＤＣ電流を流すチョッパ２３０である。電流分流器Ｓは、帰還信号Ｃをコントローラ２１０に供給する。ステージＩＩの高速スイッチングインバータ２４０は、一次巻線２５２と二次巻線２５４とを有する変圧器２５０によってもたらされる絶縁に関してこれまで説明した特徴を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０の一次側は、一次巻線２５２に交流電流を流すスイッチングネットワークである。二次側２５４からの整流出力は、コンバータ２４０の第２の部分または二次側である。コンバータ２４０は、コントローラ１９４によって設定されるデューティサイクルまたは位相シフトを有する高速スイッチングインバータを用いる。該スイッチング周波数は、この電源の実際の態様においては、約１００ｋＨｚである。該デューティサイクルは、チョッパ２３０による溶接動作の間、同じままであるが、該インバータのデューティサイクルまたは位相シフトは、コントローラ１９４を調節する出力２６２を有する“ＡＤＪ”回路２６０によって示すように調節することができる。該デューティサイクルは、スイッチのペアが、インバータ２４０の一次側における最大時間、導通するように１００％に近い。しかし、第１のＤＣバス１４と第２のＤＣバス２０との一定の関係を変えるために、回路２６０は、該デューティサイクルまたは位相シフトを調節するのに用いることができる。従って、非調整型の絶縁インバータ２４０は、異なるが、固定されたデューティサイクルを有するように変えられる。しかし、該デューティサイクルは、通常、ほとんど１００％に近いため、該スイッチのペアは、本質的に同時に作動する。該デューティサイクルは、上記３ステージ電源の通常の用途においては、８０〜１００％で変化する。該新規な電源の好適な実施においては、図４に示すブーストコンバータ６２が、力率補正入力ステージＩのために用いられる。このブーストコンバータは、上述したような制御電圧１８２を有するコントローラ１９０に従って作動する。わずかな変更例によれば、電源２７０は、単相の一方の相または三相ＡＣ入力１２にわたるライン２７４によって接続された変圧器を有する。電源２７０の整流器及びフィルタは、必要に応じて、ライン１８２の制御電圧の代わりの使用のために、最適な点線２７６に低制御電圧を生成する。これら２つの代替例は、電源ＰＳ７の動作特性に影響を及ぼさない。電気アーク溶接用の３ステージ電源の他のそのような変更例は、上述の説明及び溶接分野における公知の技術から得ることができる。

入力ステージＩは、通常、図４〜図８に開示したような整流器及び力率補正ＤＣ／ＤＣコンバータを含む。これらの入力ステージは、入力１２として表わす様々な大きさの三相及び単相ＡＣ信号に用いることができる。三相ＡＣ入力電力のための入力ステージのある態様は、図１３〜図１６における回路に関して開示されている。それらの回路の各々は、低高調波ひずみ率及び該入力ステージに対する高力率で得られる三相入力及びＤＣバス出力（ＤＣ＃１）を有する。図１〜図１２の開示は、一般に、上記新規な３ステージ電源に適用可能であるが、使用する特定のステージＩは、従来の２ステージ電源及び該新規な３ステージ電源の両方に関連する。図１３において、ステージＩの入力回路３００は、出力リード３０２ａ、３０２ｂを有する三相整流器３０２を含む。ブーストスイッチ３１０は、インダクタ３１２、ダイオード３１４及び並列コンデンサ３１６と直列である。一般的な力率補正チップである適切な回路３２０は、入力電圧を決める入力３２２と、調節フィードバックライン３２２ａと、該ブーストスイッチを作動させて、入力１２の電流を該入力電圧と概して同期させる出力３２４とを有する。このチップは、本発明において用いることができ、かつ一般的な２ステージ電源にも用いられる一般的な三相力率補正ブーストコンバータチップである。同様に、図１４に示す入力回路３３０は、上述したような出力リード３０２ａ、３０２ｂを有する三相整流器３０２を有する。インダクタ３５０、ダイオード３５２、３５４及びコンデンサ３５６、３５８を含むブースト回路は、回路３３０の出力における電流及び入力電圧１２の調整を実行できるスイッチ３４０、３４２と共に用いられる。この目的を実現するために、制御チップ３６０は、入力３６６における検知電圧及びライン３６７、３６８におけるフィードバック調節信号に従って、ライン３６２、３６４にゲートパルスを生成する。このことは、２ステージ電源または上記新規な３ステージ電源の入力を生成するタイプの三相力率補正を可能にする一般的な技術である。三相入力に対して作動した場合、能動三相回路３００、３３０が、約０．９５の入力力率を実現できることが分かっている。単相ＡＣ入力を有する場合のステージＩの力率は、約０．９９まで上方に補正することができる。三相電源は、低いレベルまでしか一般に補正することができないため、２ステージまたは３ステージ電源の入力ステージＩのための受動回路が、能動力率補正回路の性能といくらか釣り合っていることが分かっている。一般的な受動回路４００を図１５に示し、三相の各々は、ＤＣ電流を出力リード３０２ａ、３０２ｂを介して、インダクタ４１２及びコンデンサ４１４を含むフィルタ回路に流す三相整流器３０２によって整流される。図１５に示すような受動回路が、三相入力の力率を、約０．９５程度のレベルに補正することができることが分かっている。これは、三相入力回路のための能動回路の性能とやや似ている。バック＋ブースト入力回路４２０を図１６に示す。ライン３０２ａ、３０２ｂ上の整流電流は、まず、ブーストスイッチ４４０を作動させるチップ４３４も操縦する、入力１２からの電圧波形信号を有するライン＃３２を有する一般的な力率補正チップ４３０を用いて、スイッチ４２２により取り入れられる。スイッチ４２２、４４０は、インダクタ４５０、ダイオード４５２及びコンデンサ４５４を含む回路を用いて入力力率を制御するために、同時に作動される。回路３００、３３０、４００及び４２０は、一般的な技術、および入力電圧波形及びＤＣ＃１の電流によって制御される使用可能なスイッチを用いた標準的な三相受動力率補正回路である。図１３〜図１６は、上記３ステージ電源の第１ステージに対して実行できるある変更例を例証する。当然、力率を改善し、かつ電気アーク溶接機の電源を駆動するのに用いられるタイプのＤＣ及びＡＣ信号の高調波ひずみを低減するその他の技術もある。

ステージＩＩの非調整型インバータＡは、種々のインバータ回路を用いることができる。好適な回路を図１７に示し、該インバータは、絶縁変圧器２５０の一次巻線２５２に対する入力によって形成される第１の部分または一次側と、二次巻線２５４の出力によって形成される第２の部分または二次側との間で分割されている。まず、インバータＡの該第１の部分または一次側について説明すると、ペアのスイッチＳＷ１／ＳＷ３及びＳＷ２／ＳＷ４が、コンデンサ５４８の両端にあり、リード５０２、５０４によって接続されているフルブリッジ回路５００が用いられている。これらのスイッチは、それぞれ、ライン５１０、５１２、５１４及び５１６上のゲートパルスによって交番順に通電される。コントローラ１９４は、ライン５１０〜５１６にゲートパルスを出力し、かつ上述したように、回路２６０からのライン２６２上の論理によって決まる調節されたデューティサイクルを出力する。該デューティサイクルは、ライン５１０、５１２及びライン５１４、５１６の位相シフトを変えることにより制御される。回路２６０は、上記ペアのスイッチのデューティサイクルまたは位相シフトを調節する。この調節は、インバータＡの動作中、固定される。実際には、回路５００は、約１００％のデューティサイクルまたは位相シフトを有し、この場合、各スイッチのペアは、重複導通の最大期間を有する。コントローラ１９４は、上述したように、ライン１９６で示す適当な電源からの制御電圧を有する。回路５００の動作時、交流電流が一次巻線２５２を介して流れる。この電流は、通常、少なくとも約１００ｋＨｚの超高周波を有するため、構成要素のサイズ、重量及びコストを低減することができる。この高いスイッチング周波数は、溶接動作によって必然的に決まるものではないが、上記３ステージ電源の非調整型ステージＡの効率のために選択される。調節されていないゲート駆動信号に対する飽和を防ぐために、ブロックコンデンサが、該一次巻線と直列になっている。インバータＡの第２の部分または二次側は、同期整流素子５２２、５２４を有する整流器５２０である。同期整流素子は、通常の電気工学においては公知であり、本願明細書に援用するＢｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書に記載されている。これらの素子は、一般的な技術に従って、二次巻線２５４の対向端部で生成されるライン５２６、５２８上の信号で制御される。リード５３０、５３２及び５３４は、リード２０ａ、２０ｂの両端にＤＣ電圧（ＤＣ＃２）を生成する整流器５２０の出力リードを形成する。該電流は、チョーク５４４によって平滑され、一般的な溶接技術に従ってコンデンサ５４６の両端に生じる。インバータＡは調節されず、これは、溶接動作からの実時間帰還信号によって調節されないことを意味する。該インバータは、単に、ＤＣバス１２（ＤＣ＃１）をＤＣバス２０（ＤＣ＃２）に変換する。この変換は、インバータＡを用いた電源の調整型の第３ステージに向けられる電圧の実質的な低減を可能にする。この電圧の低減は、変圧器２５０の巻線比によって基本的に決まり、好適な実施形態において、該比は、約４：１である。ＤＣ＃１の場合、該電圧は、約４００Ｖである。従って、出力バス２０上の固定電圧は、上記第１ステージの出力バス１２上の固定電圧の約１／４である。非調整型ステージのいくつかの利点は、背景情報として本願明細書に援用する、Ｄｒ．Ｒａｙ Ｒｉｄｌｅｙの“Ｔｈｅ ｉｎｃｒｅｄｉｂｌｅ Ｓｈｒｉｎｋｉｎｇ（Ｕｎｒｅｇｕｌａｔｅｄ）Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ”という論文に含まれている。基本的な利点は、周波数を１００ｋＨｚ超まで増加させて、該インバータステージのサイズ及びコストを低減する能力である。

本発明の新規なステージＩＩを構成する非調整型インバータＡに対しては、様々な回路を用いることができる。特定の種類のインバータは、制御されていない。いくつかのインバータを用いてきた。図１８〜図２１にいくつか示しておく。図１８において、インバータＡは、変圧器２５０の一次側にフルブリッジ回路６００を用いるように示されている。スイッチ及びダイオードの並列回路６０２、６０４、６０６及び６０８は、図１７に示すインバータＡの態様に関して説明したように、一般的な位相シフトフルブリッジ技術に従って作動する。直列スイッチ回路６１０、６１２及び６１４、６１６を有するカスケードブリッジを用いたインバータＡの内部機構の変更例を図１９に示す。これらのスイッチ回路は、ハーフブリッジと同様に作動し、コンデンサ６２０と並列で、ダイオード６２２、６２４と直列のスイッチング回路にエネルギを供給する入力コンデンサ５４８ａ、５４８ｂを含む。該２つのスイッチ回路は、直列なため、図１７のフルブリッジインバータのための技術と同様の位相シフト制御技術を用いた場合には、個別のスイッチの両端に、低減された電圧が生じる。この種のインバータスイッチングネットワークは、３レベルインバータとも呼ばれることがあるカスケードブリッジを用いたインバータが示されている、本願明細書に援用するＣａｎａｌｅｓ−Ａｂａｒｃａの米国特許第６，３４９，０４４号明細書に説明されている。スイッチ６３０、６３２が、変圧器２５０ａの一次巻線の部分２５２ａにパルスを供給する二重フォワードインバータを図２０に示す。同様に、スイッチ６３４、６３６は、第１の部分２５２ｂに反対極性のパルスを供給するために、同時に作動する。該交流パルスは、二次巻線２５４に絶縁されたＤＣ出力を生成するために、変圧器２５０ａの一次巻線にＡＣを生成する。一般的なハーフブリッジ回路は、図２１のインバータＡの構造のように示される。このハーフブリッジは、交互にスイッチングされて、変圧器２５０の一次巻線２５２にＡＣを生成するスイッチ６４０、６４２を含む。二次側の絶縁されたＡＣ信号が整流されて、ＤＣ＃２としてリード２０ａ、２０ｂ上に出力されるように、変圧器２５０の一次巻線にＡＣ信号を供給するために、これら及びその他のスイッチング回路を用いることができる。ある典型的で一般的なスイッチングネットワークの単なる説明は、徹底的なものであるとはみなされないが、まさに例証であるとみなされる。該溶接電流の制御は、上記第２ステージでは実行されない。このステージでは、高電圧を有するＤＣバスが、第３ステージを駆動するための低電圧を有する固定ＤＣバス（ＤＣ＃２）に変換され、該第３ステージは、電気アーク溶接に適した電流を供給する調節型のステージである。電気アーク溶接は、プラズマ切断のコンセプト等の他の溶接関連用途を含み、かつ含むように意図されている。上記３つのステージに用いられる種々の回路は、３ステージ電源である基本的な構造のための様々な構造を構成するように組み合わせることができる。

図２２において、上記改良された３ステージ電源の最初の２ステージは、図１７に最も良く示すような非調整型コンバータＡを含み、ライン１４ａ、１４ｂにわたる入力ＤＣ信号は、ライン６０４のゲート信号によってスイッチングされる電源スイッチ６０２を有するブーストコンバータ６００として示されている新規な第１の入力ステージによって供給される。スイッチ６０２は、補助スイッチ６２８がターンオンした後に、ターンオンされる。ライン１９２及び１９２ａのゲート信号のタイミングは、力率補正コントローラ１９４による。ライン１９２の高周波信号は、標準的なブースト技術に従って、逆並列ダイオード６０２ａを有する主電力スイッチ６０２のゲート６０４に高周波スイッチング信号を生成する。ゲート６０４の信号のタイミングは、入力リード１２ａ、１２ｂに整流信号を生成する電源のための力率補正を得るために、上述の論考に従って制御される。リード１２ａ、１２ｂにおけるＤＣ信号は、スイッチ６０２及び出力整流ダイオード６１０によって、リード１４ａ、１４ｂにおいてＤＣバスに変換される。本発明は、インダクタ６２２を有する第１の分岐と、寄生容量６２４を有する第２の分岐とを含むネットワークを有する能動ソフトスイッチング回路６２０の使用を含む。該ネットワークは、直列接続された補助スイッチ６２８によって作動される。いくつかの論文では、この２つの分岐ネットワークを、タンク回路または共振回路とみなしている。このことは、正しいとされているが、上記ソフトスイッチング機能には必要なことではない。コンデンサ６２４及びインダクタ６２２は、ソフトスイッチング６０１のためのフィルタ回路を構成し、コンデンサ６４０は、ダイオードＤ２を介したブーストダイオード６１０のソフト電圧ターンオンを引き起こす。このブーストダイオードは、出力ダイオードまたは整流ダイオードと呼ばれる場合がある。回路６２０は、スイッチング時の電力スイッチ６０２の両端、及び出力ダイオード６１０の両端の電圧及び電流を制御する能動ソフトスイッチング回路である。すなわち、電力スイッチ６０６と、ブーストコンバータ６００におけるブーストまたは出力ダイオード６１０とは、ソフトスイッチングを用いて電流の方向が転換される。この特徴は、特に高電圧用途にとって魅力的なスイッチング技術をもたらし、この場合、該ブーストダイオードは、シビアな逆方向回復問題にさらされる。例えば、力率補正ブースト回路において、上記電力スイッチ及び整流ダイオードは共に、高電圧にさらされる。従来のパルス幅変調技術の場合、小数の整流ダイオード６１０の逆方向回復により、高スイッチング損失、高ＥＭＩノイズ及びデバイスの故障問題がより顕著になる。そのため、電力スイッチ６０２及びダイオード６１０に対するソフトスイッチングの実施は、有益である。上記コンバータにおけるスイッチの電圧及び電流波形は、ゼロ電圧スイッチング遷移が生じた場合のターンオン及びターンオフスイッチング間隔の間を除いて、本質的に方形波である。該電力スイッチ及びブーストダイオードは共に、最少電圧及び電流歪みにさらされる。補助スイッチ６２８は、該スイッチが、少量の共振遷移エネルギを処理するだけのものであるため、上記種スイッチと比較して、非常に小さくすることができる。ソフトスイッチングは、スイッチング電圧及び電流歪みを増加させることなく実現されるので、能動回路６２０を用いた場合、伝導損の実質的な増加はない。基本的には、回路６２０は、電力スイッチ６０２の遷移時に、そして状況に応じて出力ダイオード６１０の遷移時に、電流及び電圧の両方のソフトスイッチングを実現できるように選定される。そこで、２ステージコンバータが、ライン１２ａ、１２ｂ上のＤＣ信号を、ライン２０ａ、２０ｂのＤＣ信号に変換するために用いられる。この２ステージデバイスの効率は、ブーストコンバータ６００にソフトスイッチング回路を持たせ、かつ非調整型インバータＡの固有のソフトスイッチングを用いることにより、劇的に向上する。その結果として、図２２に示す２ステージＤＣ−ＤＣコンバータは、３ステージ溶接電源の入力ステージのための実質的な改良となる。動作中、１８ｋＨｚを超える、ライン１９２の高周波スイッチング信号は、まず、ライン１９２ａのゲート信号によって補助スイッチ６２８をオンして、インダクタ６２２及びコンデンサ６２４によって形成された共振タンクを活動化させる。スイッチ６２８がターンオンした後、主スイッチ６０２がターンオンされる。このことが、電流及び電圧の両方のソフトスイッチングを引き起こす。同時に、回路６２０の受動部は、出力整流ダイオード６１０の両端の電圧及び電流を制御する。補助スイッチ６２８の正極側は、ダイオードＤ１によってコンデンサ６４０にクランプされる。このことは、該ソフトスイッチング回路を正出力にクランプし、インダクタンス及びキャパシタンス分岐を含む該回路は、動作中に浮遊しない。図２２に示す回路は、“Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｎｏｖｅｌ Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｂｏｏｓｔ−Ｂａｓｅｄ Ｉｎｐｕｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｈａｐｅｒ”というタイトルの１９９１年のＩＥＥＥの条項で論じられている。この条項は、本願明細書に援用されている。電力スイッチ６０２のための同様のソフトスイッチング回路は、“Ａ Ｎｅｗ ＺＶＴ−ＺＣＴ−ＰＷＭ ＤＣ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”というタイトルの２００４年のＩＥＥＥの条項に記載されている。電力スイッチ６０２に用いられるこの同様の種類の能動ソフトスイッチング回路を図２３に示し、図２２に示すのと同様の構成要素の番号は、同じである。能動ソフトスイッチング回路７００は、セグメントに分割され、かつ共通のコア７０５によって結合された共振インダクタ７０４、７０６を有する。７０４ａ、７０６ａは、それぞれ電流制御ダイオードである。これらのダイオードは、寄生容量７０８とも並列になっているインダクタと直列になっている。補助スイッチ７１０は、スイッチ７１０が、図２２の上述した補助スイッチ６２８に従って作動するように、逆並列ダイオード７１２を有する。ソフトスイッチング回路７００は、出力整流ダイオード６１０の両端の電圧を制御する電圧制御コンデンサ７２０を含む。補助スイッチ７１０の正側を出力リード１４ａにクランプするために、単一のダイオード７３０が設けられる。このダイオードは、図２２のダイオードＤ１、Ｄ２として作動する。ソフトスイッチング回路７００は、電力スイッチ６０２の両端で電圧及び電流の両方のソフトスイッチングを実現でき、かつ整流ダイオード６１０のスイッチング中に、該電圧及び電流を制御する。従って、回路７００は、前述したソフトスイッチング回路６００と本質的に同じように作動する。本発明は、電力スイッチ６０２のための、及び状況に応じて整流ダイオード６１０のための能動ソフトスイッチング回路を含む。該ソフトスイッチング回路のための構造は、それぞれ図２２、２３に示した２つの好適なソフトスイッチング回路６００、７００を用いて変更してもよい。スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４は、ダイオード６０２ａ等の逆並列ダイオードを有する固体スイッチである。さらに、コンデンサ５０６ａは、変圧器コア２５０ａの飽和を防ぐ。

上記３ステージ電源のブースト入力ステージのための能動ソフトスイッチング回路を設けることにより、該入力ステージの動作は、上記第２ステージの非調整型インバータの固有のソフトスイッチング特性と結合して、図１〜図２１に示すように、上記新規な３ステージ電源の効率を改善する２ステージ入力を実現できる。回路７００が、スイッチ６０２の高速スイッチング中に、電圧をゼロ近くまで下げることが分かっている。回路６００は、電圧を下げるが、回路６００を用いたスイッチング中の電圧は、ぴったりゼロではない。実際に、該電圧は、５０Ｖ程度と高くてもよい。その結果として、ソフトスイッチング回路６００は、その低コストのため及びソフトスイッチング回路７００がスイッチ６０２のスイッチング中に、実際の電圧をゼロ近くまで下げるその能力のため、代替例となり、好適である。これらの区別は、上述したような新規な３ステージ電源の入力ステージに対する使用のための２つの独立した能動ソフトスイッチング回路を説明するための理由である。

図１２で説明したような上記三相電源を再び図２４に示し、チョッパ２３０は、コントローラ２１０からのライン２１２上の高周波ゲート信号によって制御される電力スイッチ７５０を有するように図示されている。電流検知素子７６０からのライン７６２上のフィードバック信号は、分流器Ｓの読込みによって生成される。同様に、電圧フィードバック信号は、電圧検知素子７７０からのライン７７２によってコントローラ２１０に流れる。これら２つのフィードバック信号は、チョッパ２３０の電力スイッチ７５０を作動させるコントローラ２１０のパルス幅変調器の動作を制御する。入力コンデンサ７８０は、標準的な実施に従って、入力リード２０ａ、２０ｂにわたる電圧を制御する。本発明の随意の態様は、チョッパ２３０のための受動ソフトスイッチング回路８００を設けることであり、該チョッパの受動ソフトスイッチングは、図１２に示し、かつ図１〜図２１で説明した上記３ステージ電源の効率を向上させるために、該入力ステージの能動ソフトスイッチング及び該第２ステージの固有のソフトスイッチングと組み合わされる。ソフトスイッチング回路８００は、ソフトスイッチング回路で共通に使用される。該回路は、上記電力スイッチ及びダイオードＤ４の両端の電流を制御するインダクタ８０２を含む。コンデンサ８０６は、スイッチング動作中の該電力スイッチの両端の電圧を制御する。コンデンサ８０４及び８０６は、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４によって接続されている。これら２つのコンデンサは、ダイオードＤ４の両端の電圧を制御する。従って、電力スイッチ７５０及びダイオードＤ４は、スイッチング動作中に、電流及び電圧の両方がソフトスイッチングされる。この回路は、“Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ａｎｄ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ Ｐａｓｓｉｖｅ，Ｌｏｓｓｌｅｓｓ Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”というタイトルのカリフォルニア大学の論文に掲載されている。この１９９７年の論文は、共通に用いられる受動ソフトスイッチング回路８００の動作を説明するために、本願明細書に援用する。チョッパ２３０は、本質的に、ターンオン及びターンオフ遷移中の電流及び電圧の両方を制御するソフトスイッチング回路を有する電力スイッチを有する。換言すれば、出力チョッパ２３０は、ソフトスイッチング回路を備えており、該ソフトスイッチング回路は、スイッチング動作中の適当なときに、電圧及び電流の両方を制御する。

図１〜図２１で説明した上記３ステージ電源には、上記第２ステージの非調整型インバータＡの固有のソフトスイッチングと組み合わさって、該電源の入力側におけるスイッチング損失及び伝導損を低減することにより、全体の効率を向上させる能動ソフトスイッチング回路を有する入力ステージが設けられている。オプションとして、該チョッパ出力ステージは、低コストの最終ステージを実現できる受動ソフトスイッチング回路を備えている。該チョッパは、能動ソフトスイッチング回路に要求されるような補助スイッチを制御するための回路変更の必要性を伴わずに、独立した、交換可能なモジュールとすることができる。上記３ステージ電源の入力部は、非調整型位相シフトパルス幅変調ステージと組み合わされた能動力率補正ステージを含む。該最初の２つのステージのこの新規な組合せは、電気アーク溶接器のための構造として高効率かつ低コストである。

図２２、２５及び２６に示すように、第１ステージ６００は、入力リード１２ａと主内部ノード６０３との間に結合されたインダクタ６４４と、内部ノード６０３と下方のコンバータ入力リード１２ｂとの間に結合されたボディダイオード６０２ａを有する主スイッチング素子６０２とを含むブースト型ＤＣ−ＤＣコンバータである。主整流ダイオード６１０は、その陽極がノード６０３に、その陰極が出力リード１４ａに結合されている。随意の出力フィルタコンデンサ５４８は、出力リード１４ａ、１４ｂにわたって接続されている。通常のブーストコンバータ動作と同じように、主スイッチ６０２は、その制御ゲートにおけるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号によって活動化されて、内部ノード６０３が、本質的に下方リード１２ｂにおける電圧になる（充電状態）導通（ＯＮ）状態と、非導通（ＯＦＦ）状態（放電状態）との間でスイッチングされる。各充電状態の前に、主スイッチング素子６０２が、すでに比較的長時間、非導通状態（ＯＦＦ）になっていると仮定すると、出力コンデンサ５４８の両端の電圧は、入力電圧に、インダクタ６４４の電圧を加えたものに等しい。主スイッチ６０２の閉止は、ノード６０３を本質的に、下方リード１２ｂの電圧にし、それにより該入力電圧が、インダクタ６４４の両端に加えられ（端子１２ａは、ノード６０３に対して正である）、主ダイオード６１０は、フィルタコンデンサ５４８が主スイッチ６０２を介して放電するのを防ぐ。インダクタ６４４の両端の電圧は、対応するエネルギをインダクタ６４４に蓄えながら、該インダクタを流れる電流を経時的に増加させる。その後、主スイッチ６０２は、非活動化されて（ＯＦＦ）放電状態に入る。スイッチ６０２を非導通状態にすると、該主インダクタの電圧は、ノード６０３における電圧が、インダクタ６４４を流れる電流を一定値に維持するように上昇するように変化し、流れ続ける該インダクタ電流に対して、ノード６０３における電圧は、ダイオード６１０に順方向バイアスがかけられるように（例えば、ほぼコンデンサ５４８の両端の出力電圧プラスダイオードの降下電圧）上昇しなければならず、該インダクタ電圧は、上記放電状態で極性を変化させる。大きな出力コンデンサ５４８の場合には、リード１４ａと１４ｂとの間の出力電圧は、該放電状態の間は、概して一定のままであり、該充電及び放電（主スイッチ６０２のスイッチングのオン及びオフ）は、該スイッチ制御信号のパルス幅変調を調節する適当なフィードバックによって繰り返されるため、コンデンサ５４８の両端の電圧を、所望のＤＣ値に維持することができる。

一般に、上記電源の各ステージの効率を最大化することが好ましく、主スイッチ６０２のオン状態抵抗、上記ダイオードの順方向電圧降下及び主ダイオード６１０のための逆方向回復時間定格は、典型的には、伝導損に有効であるように最少化される。他の考慮すべき問題は、コンバータステージ６００におけるスイッチング損失及びノイズ生成の最少化であり、スイッチ６０２及びダイオード６１０の状態遷移が起きる状態を制御することが好ましい。特に、ゼロ電圧スイッチターンオン及びターンオフ及びダイオード６１０のゼロ電圧またはゼロ電流ターンオフを可能にするブーストコンバータ６００に用いられるソフトスイッチング回路が有利となる可能性がある。対応策がない場合、主スイッチ６０２のスイッチングは、スイッチ６０２および／または主ダイオード６１０に対する好ましくない電力損失及び歪みを引き起こす。従って、それらの構成要素の低電流およびまたは低電圧スイッチングを実現するために、ソフトスイッチングまたは緩衝回路構成が、ブーストコンバータステージ６００に用いられる。このことについては、スイッチング損失及びノイズ放出を最少化するため、スイッチ６０２がターンオフしたときのスイッチ６０２の両端の電圧上昇率（例えば、ノード６０３におけるｄｖ／ｄｔ）を最少化し、スイッチ６０２がターンオンしたときのスイッチ６０２の両端の電圧を最少化し、該ダイオードの逆回復中のダイオード６１０の電圧または電流の一方または両方を最少化するために、ソフトスイッチング回路構成を用いてもよい。

Ｈｕａの米国特許第５，４１８，７０４号明細書に示されているソフトスタートスイッチング回路を、図２４に概略的に示すような３ステージ電源のブーストステージ６００に用いることができる。この特許は、援用され、図２５に示す第１の実施形態の回路及び図２６に示す好適な実施形態の回路とは異なっている。Ｈｕａの米国特許第５，４１８，７０４号明細書に記載されている該ソフトスイッチング回路は、該ブーストコンバータの主スイッチ及び出力ダイオードのゼロ電圧スイッチングを可能にするために、共振インダクタ及びコンデンサを有する補助スイッチを用いる。これは、本発明の上記２分岐ネットワークを共振回路と呼ぶ公報である。Ｈｕａの米国特許においては、該補助スイッチ及び共振インダクタは、該主コンバータスイッチの両端に直列に接続されている。該補助スイッチは、該主スイッチがターンオンされる直前にオンされるため、該共振インダクタは、正コンバータの出力リードにダイオード結合されて、該主ダイオードの電流の変化速度が制限される。Ｈｕａの該補助スイッチの活動化も上記内部ノードをゼロ電圧に放電させて、それにより、該主スイッチが、本質的にゼロ電圧でターンオンされることを保障していた。しかし、Ｈｕａの特許は、主トランジスタのターンオフ中に、ハードなスイッチング状態にさらされる。具体的には、Ｈｕａの特許の上方の主スイッチ端子電圧は、該共振インダクタが出力に電流を流すことができる前に、該コンバータの出力電圧よりも高くならなければならず、それにより、Ｈｕａの特許の該共振インダクタは、トランジスタのターンオフ中に、非常に高速のトランジスタ電圧上昇（高ｄｖ／ｄｔ）を引き起こし、容認できないスイッチング損失につながる。

図２５及び図２６に示すように、例示的なブーストコンバータステージ６００は、それぞれ、主スイッチ６０２及び主ダイオード６１０のソフトスイッチングを実現できる能動ソフトスイッチング回路６０１または６０１ａを含む。本発明のオリジナルバージョンである、図２５の例示的なソフトスイッチング回路６０６は、主スイッチ６０２の両端に結合された第１及び第２の端子と、主ダイオード６１０の陰極に結合された第３の端子とを有する３端子ネットワークである。該ソフトスイッチング回路またはネットワークは、インダクタ６２２と、ダイオード６３０を有する補助スイッチング素子６２８とを含む。第１及び第２のダイオードＤ１、Ｄ２と、コンデンサ６２４、６４０は、３端子緩衝回路６０６を完成させる。主スイッチング素子６０２及び補助スイッチング素子６２８は、限定するものではないが、バイポーラトランジスタ、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）デバイス、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等を含む、その制御端子における制御信号に従って、その第１の電力端子と第２の電力端子との間で、概して導通状態及び概して非導通状態を選択的に実現できる適当な素子とすることができる。インダクタ６２２は、スイッチ６０２と並列の第１の分岐にある。インダクタ６２２は、主インダクタ６４４と結合された第１の端子と、第１の中間回路ノード６０７に付着された第２の端子とを有する。補助スイッチング素子６２８は、ノード６０７とコンバータリード１２ｂ、１４ｂとの間に結合されている。ダイオード６３０は、補助スイッチング素子６２８のボディダイオードであってもよく、あるいは、独立した構成素子であってもよい。ダイオード６３０の陽極は、下方コンバータリード１２ｂ、１４ｂに結合されており、その陰極は、補助スイッチ６２８と共振インダクタ６２２の接続部のノード６０７に結合されている。Ｈｕａの特許の回路と同様に、１つのコンデンサ６２４が回路６０６における主スイッチ６０２の両端に結合されている。しかし、Ｈｕａの特許とは違って、図２５のソフトスイッチング回路６０６は、第２のコンデンサ６４０をノード６０３とノード６０９との間に結合した状態の第２の中間ノード６０９を有している。ソフトスイッチング回路またはネットワーク６０１の第１のダイオードＤ１は、第１の内部ノード６０７と結合された陽極と、第２の内部ノード６０９と結合された陰極とを有する。ダイオードＤ２は、第２の内部ノード６０９と結合された陽極と、上方コンバータ出力端子１４ａにおける主ダイオード６１０の陰極に結合された陰極とを有する。

上記補助スイッチのそのハードスイッチングを伴うＨｕａの特許に優る技術的進歩として、図２５のソフトスイッチング回路６０１は、主スイッチ６０２及び主ダイオード６１０の両方、および補助スイッチ６２８のターンオン及びターンオフのためのソフトスイッチング動作を実行できる。この改良は、良好な効率、低い構成要素歪み及び低ノイズ生成を実現する。主スイッチ６０２をターンオンさせる前に、補助スイッチ６２８がオンされて、ノード６０３における電圧が出力電圧に等しくなり、この場合、補助スイッチ６２８の閉止は、共振インダクタ６２２を流れる電流を、主ダイオード６１０がそれによって逆バイアスされる、該主インダクタ電流レベルまで上昇させ始める。ダイオード６１０が、該逆方向電圧を回復し、該出力からの電流を遮断し始めると、インダクタ６４４及び６２２からの電流が、コンデンサ６２４を放電させ、ダイオード６１０の両端電圧は、該ダイオードのスイッチング損失及びノイズ生成を最少にするために、該逆方向中、小さいままである。そして、主スイッチ６０２は、コンデンサ６２４が放電されたときに（例えば、スイッチ６０２の両端電圧がゼロになったときに）オンされて、補助スイッチ６２８がターンオフされる。共振インダクタ６２２を流れる電流は、ダイオードＤ１を介して第１の共振コンデンサ６４０を充電し、かつ補助スイッチ６２８のいくらかの寄生容量をも充電し、それによりノード６０７及び６０９における電圧は、該コンバータ出力のレベルへ上昇し、ダイオードＤ２が導通し始める。インダクタ６２２からのいくらかの残りのエネルギは、ダイオードＤ１及びＤ２を介して出力へ供給される。そして、主スイッチ６０２が（出力レベルフィードバックに基づく電流パルス幅変調に依存する時刻に）ターンオフされると共に、該スイッチ電圧が本質的にゼロになる。主インダクタ６４４を流れる電流は、コンデンサ６２４を充電し、かつダイオードＤ２を介して共振コンデンサ６４０を放電させる。この動作は、ノード６０７における電圧を、主ダイオード６１０がその後に再び電流を出力へ流し始める出力値まで上昇させる。

図２５の回路６０６の動作において、主インダクタ電流は、主スイッチ６０２が最初にターンオフしたときに、コンデンサ６４０及び第２のダイオードＤ２を介して流れ、この場合、主ダイオード６１０は、共振コンデンサ６４０が放電された後に流れ始め、第１のコンデンサ６４０の両端電圧は、そのキャパシタンス、主電流レベル及びパルス幅変調される主スイッチ６０２のデューティサイクルの関数となる。このようにして、主ダイオード６１０のスイッチング損失は、該ダイオードが、電流を出力コンデンサ５４８へ流し始めたときに、ゼロダイオード電圧を保障することにより、低減または最少化することができる。主スイッチ６０２がオン状態にある場合、第１の共振コンデンサ６４０の両端電圧は、第１のダイオードＤ１が、補助スイッチ６２８が最初にターンオフして、かつノード６０７における電圧がコンデンサ６４０の両端電圧よりも高い場合を除いて、コンデンサの充電を防ぐため、概して一定のままである。典型的には、主スイッチ６０２は、スイッチ６０２がオン状態のブースト状態の間に、共振コンデンサ６４０が十分に放電された場合、ゼロ電圧ターンオフ状態を有する。しかし、主スイッチ６０２は、共振コンデンサ６４０が完全に放電されない場合、非ゼロターンオフ電圧という状態になる。加えて、コンデンサ６４０は、補助スイッチ６２８がターンオフしたときに、図２５のソフトスイッチング回路６０６の補助回路ループにおける寄生インダクタンスのための十分なバイパス導通経路を形成することなく、補助インダクタ６２２のための電流バイパス経路のみを形成する。その結果として、補助スイッチ６２８のオンからオフへの遷移を非ゼロ電圧で行うことができ、それにより、スイッチ６２８に対するスイッチング損失、ノイズ生成及び歪みが可能になる。

図２６は、ソフトスイッチング回路６０６ａの好適な実施形態及び好適なデザインを示し、本発明によれば、コンデンサ６２４が取り除かれている。第２のコンデンサ６４０ａは、内部ノード６０９と、下方のコンバータリード１２ｂ、１４ｂとの間に結合されており、それにより、最終的なキャパシタンスは、コンデンサ６４０とコンデンサ６４０ａの直列結合となり、この直列結合は主スイッチ６０２の両端に並列な分岐である。下方の（第２の）コンデンサ６４０ａは、ダイオードＤ１を介して補助スイッチ６２８の両端に並列である。一つの特定の実施においては、下方のコンデンサ６４０ａは、上方のコンデンサ６４０よりもかなり小さい。従って、図２５のソフトスイッチングネットワークとは違って、図２６の回路６０１ａは、第２の内部ノード６０９と下方のコンバータリード１２ｂ、１４ｂとの間に、コンデンサ６２４を２つのコンデンサ６４０、６４０ａとして備えている。この構造は、補助スイッチ６２８に対してソフトスイッチングを実行する際に助けとなる（例えば、スイッチ６２８の両端のｄｖ／ｄｔを低減する）。

次に、図２７について説明すると、グラフ８００は、ブーストコンバータステージ６００における、それぞれ主スイッチ６０２及び補助スイッチ６２８に関連する種々の例示的な波形を示す。図２６の例示的な能動ソフトスイッチング回路６０１ａも示す。グラフ８００は、補助スイッチ制御電圧信号（例えば、スイッチの種類により、ゲート信号ＶＧＳ、ベース信号ＶＢＥ等）に対応する電圧波形８１０と、補助スイッチ６２８の両端の電圧（例えば、内部ノード６０７と下方のコンバータリード１２ｂ、１４ｂとの間の電圧）を表わす電圧波形８２０と、補助スイッチ６２８を介してスイッチングされる電流を示す電流波形８３０とを示す。また、グラフ８００は、主スイッチ６０２に対する制御電圧信号を示す電圧波形８４０と、主スイッチ６０２の両端電圧（例えば、ノード６０３と下方のコンバータリード１２ｂ、１４ｂとの間の電圧）を表わす電圧波形８５０も示す。

主スイッチ６０２がターンオフする時刻８７０（電圧波形８４０の立ち下がりエッジ）、補助スイッチ６２８がターンオンする時刻８７２（制御信号８１０上の立ち上がりエッジ）及び補助スイッチ６２８がターンオフし、かつ主スイッチ６０２がターンオンする時刻８７４（波形８１０の立ち下がりエッジ及び波形８４０の立ち上がりエッジ）を含む様々な個々の時刻を、グラフ８００のコンバータステージ６００における典型的なスイッチングサイクル中に示す。時刻８７４において、同時にスイッチングされるように描かれているが、補助スイッチ６２８は、代替的に、主スイッチ６０２がターンオンする時刻の前に、該時刻と同時に、または該時刻の後にターンオフしてもよく、全てのそのような変形実施例は、本発明及び添付の特許請求の範囲内にあるものと考えられる。図２６に示す回路の図示の実施例において、主スイッチ６０２は、時刻８７０にターンオフされ、該時刻の後に、主スイッチ６０２及び補助スイッチ６２８の両端の電圧（例えば、ノード６０３及びノード６０７における電圧）は、それぞれ、グラフ８００の部分８５２及び部分８２２に示すように上昇する。電圧曲線８５０は、時刻８７０での主スイッチのターンオン中、主スイッチ６０２の両端でゼロであり、それにより、いかなる対応するスイッチング損失および／またはノイズ放出も低減されることに注意する。図２７に示すように、スイッチ電圧曲線８２０、８５０は、部分８２４及び部分８５４においては、値が、補助スイッチ６２８がターンオンされる時刻８７２まで（主スイッチ６０２はオフのままの状態）、出力フィルタコンデンサ５４８の両端の電圧の値（ＶＯＵＴ）に概して等しい状態で、本質的に一定のままであり、それにより、補助スイッチの電圧は、部分８２６においてゼロまで低下する。補助スイッチ電流曲線８３０は、時刻８７２においては本質的にゼロであり、それにより、補助スイッチ６２８に、著しいターンオンスイッチング損失が生じないことに注意する。その後、時刻８７４において、主スイッチ６０２が再びターンオンされる。時刻８７２と時刻８７４の間に、主スイッチ電圧曲線８５０は、部分８５６において、スイッチ６０２がターンオンされる前に、概してゼロまで低下し、それにより、主スイッチ６０２によるスイッチ損失及びノイズ生成を最少化するように、ゼロ電圧ターンオン状態が生じることに注意する。また、図２５の回路またはネットワーク６０１とは違って、補助電流曲線８３０は、最初、補助スイッチが、時刻８７２でターンオンした後、部分８３２において上昇するが、その後、補助スイッチターンオフ時刻８７４の前に、部分８３４においてゼロまで低下し、それにより、該補助スイッチのターンオフは、最少化された（例えば、ゼロ）スイッチング損失及びノイズ生成を伴うソフトスイッチングイベントとなる。そして、主スイッチ６０２は、時刻８７４において、本質的にゼロボルトでターンオンし、補助スイッチ電圧８２０は、共振インダクタ６２２がゼロまで低下する時刻まで、部分８２８において上昇する。その後、主スイッチ６０２が再びターンオフする次の時刻８７０まで、このサイクルが続き、主スイッチ６０２が、所定のスイッチングサイクルにおいて変化しない時間は、パルス幅変調または他の適当な方法による出力調節条件によって決めることができる。図２６の回路６０１ａは、補助スイッチ６２８のソフトスイッチングを実行することができ、一方、回路６０１の補助スイッチ６２８は、ハードターンオフを有する。このことは、図２６の好適な回路６０１ａによって得られる明確な改良である。

図２５及び図２６のソフトスイッチングシステムまたはネットワーク６０１、６０１ａは、それぞれ、主電力スイッチ６０２と並列の２つの並列分岐を含む。第１の分岐は、補助スイッチ６２８、スイッチ６０２及びダイオード６１０への電流を制御するインダクタ６２２のインダクタンスを含み、一方、第２の分岐は、スイッチ６０２の両端電圧を制御するキャパシタンスを有する。図２６において、この並列分岐は、２つのコンデンサに分割され、そのうちの一つは、補助スイッチ６２８の両端の電圧を制御する。

図２６のコンデンサ６４０、６４０ａのキャパシタンスは、図２５のコンデンサ６２４のキャパシタンスに概して等しい。コンデンサ６４０は、スイッチ６２８がターンオフしたときに、該スイッチをソフトスイッチングする。スイッチ６２８がターンオフされたとき、コンデンサ６４０ａは、ゼロ電圧になっている。該コンデンサは、ゆっくりと充電されて、ソフトターンオフを実行する。スイッチ６２８がターンオンされると、該スイッチの電流は、インダクタ６２２によってゆっくりと増加し、かつダイオード６１０は、該インダクタにおけるゆっくりとした電流増加によって、ゆっくりとターンオフされる。それに伴って、ネットワーク６０１ａは、オン及びオフサイクル中に、スイッチ６２８をソフトスイッチングし、かつブーストまたは出力ダイオード６１０に流れる電流を制御する。このことは、図２５のネットワーク６０１に優る改良である。

開示した上記の様々なスイッチング回路及び電源構成は、本発明の目的及び効果を実現するために、いくつかの方法で組み合わせることができる。

３ステージ電源を示し、かつ本発明により改良された３ステージ電源の一実施形態を開示するブロック図である。 ３ステージ電源の別の実施形態を開示する、図１と同様のブロック図である。 ３ステージ電源の別の実施形態を開示する、図１と同様のブロック図である。 異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。 異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。 異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。 異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。 異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。 図９（Ａ）は、出力ステージがＡＣ溶接電流を生成する、３ステージ電源の後の２ステージを示すブロック図、図９（Ｂ）は、図９（Ａ）に示す３ステージ電源で用いる波形技術制御回路のブロック図及び３つの溶接波形を示すグラフである。 出力ステージがＤＣ溶接電流である、３ステージ電源の第２及び第３ステージを示すブロック図である。 ２つの独立したコントローラ制御電圧供給源によって、電気アーク溶接に適した電流を生成する、３ステージ電源の構造を示すブロック図である。 本発明が注力する構造を用いる特定の３ステージ電源を示すブロック図である。 ３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する異なる回路を示す配線図である。 ３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する異なる回路を示す配線図である。 ３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する異なる回路を示す配線図である。 ３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する異なる回路を示す配線図である。 本発明が注力する３ステージ電源の新規な第２ステージを構成する非調整型インバータの好適な実施形態を示すブロック図と配線図を兼ねる図である。 本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるいくつかのインバータを示す配線図である。 本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるいくつかのインバータを示す配線図である。 本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるいくつかのインバータを示す配線図である。 本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるいくつかのインバータを示す配線図である。 本発明の一実施形態を構成する最初の入力ステージ及び第２ステージの絶縁ステージの配線図である。 本発明の第２の実施形態の配線図である。 出力ステージが、受動ソフトスイッチング回路を有するチョッパである３ステージ電源を示す配線図である。 図２２に示す本発明の実施形態に用いられる能動ソフトスイッチング回路を示す配線図である。 本発明の好適な実施形態に用いられる能動ソフトスイッチング回路を示す配線図である。 図２６に示す回路の主電力スイッチ及び補助スイッチの場合の電圧曲線及びトリガ信号のグラフである。

符号の説明

１０、４０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１２ ＡＣ入力信号
１４ 第１のＤＣバス
２０ 第２のＤＣ出力
３０ コンバータ
４２ 帰還ライン
５０ 入力コンバータ
５２、１２２ フィードバックループ
６０ 入力整流器
６２ ブーストコンバータ
６４ バックコンバータ
６６ バック＋ブーストコンバータ
６８ 大容量コンデンサ
７０ 受動力率補正回路
１００ 調整型コンバータ
１０２、１０４、１９２ 出力リード
１１０ 極性スイッチ
１２０ 溶接動作
１３０、１７０、１９０、１９４、２１０ コントローラ
１５０ 制御回路
１５２ 波形ジェネレータ
１５４ 誤差増幅器
１５６ 出力ライン
１６０ パルス幅変調回路
１６２ 発振器
１８０、２００、２７０、ＰＳ１、ＰＳ２、ＰＳ３、ＰＳ４、ＰＳ５、ＰＳ６、ＰＳ７ 電源
１８２ 制御電圧
２３０ チョッパ
２４０ 高速スイッチングインバータ
２５０ 変圧器
２５２ 一次巻線
２５４ 二次巻線
２６０ ＡＤＪ回路
３００、３３０ 能動三相回路
３０２ 三相整流器
３１０、４４０ ブーストスイッチ
３１２、３５０、４１２、４５０ インダクタ
３１４、３５２、３５４、４５２、６２２、 ダイオード
３１６、３５６、３５８、４１４、４５４、５４６、６２０、６４０ コンデンサ
３６０ 制御チップ
４００ 受動回路
４２０ バック＋ブースト入力回路
４３０ 力率補正チップ
５００、６００ フルブリッジ回路
５２０ 整流器
５２２、５２４ 同期整流素子
５４４ チョーク
５４８ 出力フィルタコンデンサ
６０２、６０６ 電源スイッチ
６０２ａ、７１２ 逆並列ダイオード
６０３、６０７、６０９ ノード
６０４、６０６、６０８ 並列回路
６１０、６１２、６１４、６１６ 直列スイッチ回路
６２４、７０８ 寄生容量
６２８、７１０ 補助スイッチ
７００ 能動ソフトスイッチング回路
７０４、７０６ 共振インダクタ
７０５ コア
７０４ａ、７０６ａ 電流制御ダイオード
７２０ 電圧制御コンデンサ
７５０ 電力スイッチ
７６０ 電流検知素子
７７０ 電圧検知素子
８００ 受動ソフトスイッチング回路
８１０、８２０、８４０、８５０ 電圧波形
８３０ 電流波形
８７０、８７２、８７４ 時刻
Ａ 非調整型インバータ
Ｂ ライン
Ｃ 帰還制御または調節ループ
Ｅ 電極
Ｓ 電流分流器
Ｗ 被加工物
Ｉ 第１ステージ
ＩＩ 第２ステージ
ＩＩＩ 第３ステージ

Claims (21)

1. 第１ステージと、第２ステージと、第３ステージとからなる電源であって、
   前記第１ステージが、ＡＣ入力と、第１のＤＣ出力信号と、主インダクタンスと、主スイッチと、主整流器と、前記主スイッチのスイッチング損失を制御するためのアクティブソフトスイッチング回路とを有し、
   前記アクティブソフトスイッチング回路が、
   補助スイッチとこの補助スイッチにより閉じられるタンク回路とからなり、
   前記タンク回路が、前記補助スイッチと直列に接続される共振インダクタンスと前記主スイッチに並列に接続される共振容量とからなり、
   前記共振容量が、前記共振インダクタンスに並列に接続される第１のコンデンサ部分と、前記補助スイッチに並列に接続される第２のコンデンサ部分とからなり、
   前記第２ステージは、非調整型ＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、
   前記非調整型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、
   所定のデューティサイクルの高周波でスイッチングされ、前記第２ステージの入力を第１の内部ＡＣ信号に変換するためのスイッチからなるスイッチネットワークと、
   前記第１の内部ＡＣ信号によって駆動される一次巻線と第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線とを有する絶縁変圧器と、
   前記スイッチネットワークのスイッチの前記デューティサイクルに関連する大きさで、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを具備し、
   前記第３ステージでは、前記第２ステージの前記第２のＤＣ出力信号を、溶接に適した電流に変換し、
   前記共振インダクタンスと前記補助スイッチとの組み合わせが、前記共振インダクタンスと前記補助スイッチとの間の第１ノードを有する前記タンク回路の第１回路を形成し、
   前記第１のコンデンサ部分及び第２のコンデンサ部分が、前記第１のコンデンサ部分と第２のコンデンサ部分との間の第２ノードを有する前記タンク回路の第２回路を形成し、
   前記タンク回路は、更に、前記第１ノードと第２ノードとの間に接続された第１ダイオードと、前記第２ノードと前記主整流器のカソードとの間に接続した第２ダイオードとを含むことを特徴とする電源。
2. 前記第１ステージが、力率補正コンバータを含むことを特徴とする請求項１記載の電源。
3. 前記力率補正コンバータが、前記主スイッチによって作動されるブーストコンバータであることを特徴とする請求項２記載の電源。
4. 前記主スイッチが、前記第１ステージのブーストコンバータ内にあることを特徴とする請求項１記載の電源。
5. 前記アクティブソフトスイッチング回路が、前記主スイッチと同時に作動される前記補助スイッチを有する能動回路であることを特徴とする請求項１記載の電源。
6. 前記所定のデューティサイクルは、前記第２ステージの伝導損を低レベルに保持するために、８０％以上であることを特徴とする請求項１記載の電源。
7. 前記スイッチネットワークが、前記所定のデューティサイクルに設定されたパルス幅変調器によって作動される複数のスイッチからなることを特徴とする請求項１記載の電源。
8. 前記アクティブソフトスイッチング回路が、前記主スイッチと並列の前記第１回路と、前記主スイッチと並列の前記第２回路とを含むことを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の電源。
9. 前記第２のコンデンサ部分が、順方向ダイオードにより前記補助スイッチに並列に接続されることを特徴とする請求項８記載の電源。
10. 前記第１のコンデンサ部分の容量が、前記第２のコンデンサ部分の容量よりも大きいことを特徴とする請求項９に記載の電源。
11. 前記第３ステージが、受動ソフトスイッチング回路を有する電力スイッチを有するチョッパであることを特徴とする請求項１〜１０の何れかに記載の電源。
12. 第１ステージと、第２ステージと、第３ステージとからなる電気アーク溶接プロセス用３ステージ電源であって、
    前記第１ステージが、ＡＣ入力と、ブーストコンバータと、第１のＤＣ出力信号とを含み、
    前記ブーストコンバータが、主インダクタンスと、主スイッチと、主整流器とを含み、
    前記第２ステージは、非調整型ＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、
    前記非調整型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
    前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、
    所定のデューティサイクルの高周波でスイッチングされ、前記第２ステージの入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するためのスイッチからなるスイッチネットワークと、
    前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線と第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線とを有する絶縁変圧器と、
    前記スイッチネットワークのスイッチの前記デューティサイクルに関連する大きさで、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を、第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを具備し、
    前記第３ステージは、前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換し、
    前記ブーストコンバータが、アクティブソフトスイッチング回路を有し、前記主スイッチを具備する調整型ＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、
    前記アクティブソフトスイッチング回路が、前記主スイッチのスイッチング損失を制御し、
    前記アクティブソフトスイッチング回路が、
    補助スイッチとこの補助スイッチにより閉じられるタンク回路とからなり、
    前記タンク回路が、前記補助スイッチと直列に接続される共振インダクタンスと前記主スイッチに並列に接続される共振容量とからなり、
    前記共振容量が、前記共振インダクタンスに並列に接続される第１のコンデンサ部分と、前記補助スイッチに並列に接続される第２のコンデンサ部分とからなり、
    前記共振インダクタンスと前記補助スイッチとの組み合わせが、前記共振インダクタンスと前記補助スイッチとの間の第１ノードを有する前記タンク回路の第１回路を形成し、
    前記第１のコンデンサ部分及び第２のコンデンサ部分が、前記第１のコンデンサ部分と第２のコンデンサ部分との間の第２ノードを有する前記タンク回路の第２回路を形成し、
    前記タンク回路は、更に、前記第１ノードと第２ノードとの間に接続された第１ダイオードと、前記第２ノードと前記主整流器のカソードとの間に接続した第２ダイオードとを含むことを特徴とする３ステージ電源。
13. 前記調整型ＤＣ−ＤＣコンバータが、力率補正コンバータであることを特徴とする請求項１２記載の３ステージ電源。
14. 前記アクティブソフトスイッチング回路が、前記補助スイッチによって閉止される前記共振インダクタンス及び前記共振容量を含むことを特徴とする請求項１２又は１３記載の３ステージ電源。
15. 前記アクティブソフトスイッチング回路が、前記主スイッチと同時に作動する前記補助スイッチを有する能動回路であることを特徴とする請求項１２〜１４の何れかに記載の３ステージ電源。
16. 前記第３ステージが、受動ソフトスイッチング回路を有する電力スイッチを有するチョッパであることを特徴とする請求項１２〜１５の何れかに記載の３ステージ電源。
17. 溶接機又はプラズマカッター用の電源の入力で、ブーストコンバータのスイッチング素子のスイッチング損失を制御するためのアクティブソフトスイッチング回路において、
    前記ブーストコンバータが、主インダクタンスと、主スイッチと、主整流器とを具備し、
    前記アクティブソフトスイッチング回路が、
    補助スイッチとこの補助スイッチにより閉じられるタンク回路とからなり、
    前記タンク回路が、前記補助スイッチと直列に接続される共振インダクタンスと前記主スイッチに並列に接続される共振容量とからなり、
    前記共振容量が、前記共振インダクタンスに並列に接続される第１のコンデンサ部分と、前記補助スイッチに並列に接続される第２のコンデンサ部分とからなり、
    前記共振インダクタンスと補助スイッチとの組み合わせが、前記共振インダクタンスと補助スイッチとの間の第１のノードを有する前記タンク回路の第１回路を形成し、
    前記第１のコンデンサ部分及び第２のコンデンサ部分が、前記第１のコンデンサ部分と第２のコンデンサ部分との間の第２ノードを有する前記タンク回路の第２回路を形成し、
    前記タンク回路は、前記第１ノードと第２ノードとの間に接続された第１のダイオードと、前記第２ノードと前記主整流器のカソードとの間に接続した第２ダイオードとからなることを特徴とするアクティブソフトスイッチング回路。
18. 前記第１のコンデンサ部分の容量は、前記第２のコンデンサ部分の容量より大きいことを特徴とする請求項１７記載のアクティブソフトスイッチング回路。
19. 前記第２のコンデンサ部分は、前記補助スイッチがオフ状態の時、前記補助スイッチの電圧の上昇の割合を制御することを特徴とする請求項１７又は１８記載のアクティブソフトスイッチング回路。
20. 前記パルス幅変調器が、位相シフトパルス幅変調器であることを特徴とする請求項７記載の電源。
21. 前記所定のデューティサイクルが、調整可能であることを特徴とする請求項１記載の電源。