JP5372989B2 - 電気アーク溶接用電源 - Google Patents

Description

本発明は、電気アーク溶接の分野に関し、より具体的には、そのような溶接のための電源及び新規な電源の利用によって実施される方法に関する。

電気アーク溶接は、金属電極と被加工物との間にＡＣまたはＤＣ電流を流すことを必要とし、この場合、該金属電極は、通常、有心金属ワイヤまたは固体金属ワイヤである。電源は、アークが、繰り出される溶接ワイヤの端部を溶融して、その溶融金属を該被加工物に付着させるように、所定の電流パターンおよび／または該繰り出す電極ワイヤと被加工物との間の極性を生成するのに用いられる。電源には、様々なコンバータ技術が用いられるが、最も有効なものは、インバータをベースとする電源であり、この場合、スイッチングネットワークは、高周波で作動して、溶接プロセスのための所望の波形または電流レベルを生成するスイッチを含む。インバータタイプの電源は、Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐの米国特許第５，２７８，３９０号明細書で論じられており、この場合、該インバータは、本発明の好適な実施形態に従って作動する。この好適な動作手順は、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニー（Ｌｉｎｃｏｌｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｍｐａｎｙ）により開発された“波形制御技術”を必要とし、この場合、実際の波形は、通常、１８ｋＨｚ以上の周波数で生成された一連の短いパルスによって生成され、該短いパルスからなる群が、波形ジェネレータによって制御される特性を有している。この公知のタイプのインバータ制御技術は、本発明の好適な実施形態において用いられ、詳細に説明する必要はない。標準的な電源技術により、上記電源のインバータ段への入力信号は、サイン波電源からの電流に整流される。適当な力率補正コンバータは、共通の実施であり、Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書に示されているように、インバータスイッチングネットワーク自体の一部であるか、あるいは、Ｃｈｕｒｃｈの同第６，１７７，６４５号明細書に示されているように、該インバータ段の前に設けられている。実際に、力率補正コンバータまたは段を有する電源は、長年にわたって、溶接技術において知られている。ブーストコンバータの形をとる、入力力率補正コンバータを用いる他の電源が、Ｃｈｕｒｃｈの米国特許第６，５０４，１３２号明細書に示されている。Ｃｈｕｒｃｈのこれらの２つの特許及びＫｏｏｋｅｎの特許は、本発明に関する背景情報及び技術として、本願明細書に援用する。Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書及びＣｈｕｒｃｈの同第６，５０４，１３２号明細書において、実際の溶接電流は、出力チョッパまたはバック（ｂｕｃｋ）コンバータによって調整され、絶縁は、インバータ段の出力または入力ブーストコンバータの出力における変圧器によって得られる。電源のためのこれらの様々なトポロジーは、アーク溶接技術においては常識である。これらの従来の技術の特許においては、実際の溶接電流、電圧または電力は、電源の出力段において、または該出力段の前で調整され、その出力段は、インバータまたはチョッパである。該インバータも該チョッパも、本発明に先行するような、調整型溶接段を駆動する固定された低電圧ＤＣバスを生成するように調整されていない。

溶接における絶縁は、ほとんどの溶接用電源の特性である。“溶接”という用語は、“プラズマ切断”を含む。Ｖｏｇｅｌの米国特許第５，９９１，１８０号明細書においては、ブーストコンバータを用いたプリレギュレータが、溶接調整後に設けられた出力絶縁変圧器を有し、かつ溶接動作を直接駆動するチョッパとして開示されているコンバータに割当てられている。この電源において、該チョッパネットワークは、所望の調整された出力溶接電流を生成するように制御され、絶縁は、出力段において形成される。同様に、Ｔｈｏｍｍｅｓの米国特許第５，６０１，７４１号明細書は、実際の溶接動作に対して調整された出力信号を与えるパルス幅変調制御インバータを駆動するブーストコンバータを開示している。Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両米国特許においては、第２の段が、プリレギュレータから溶接動作へ力率制御電流を流すように調整される。溶接調整は、該第２の段で行われ、通常、パルス幅変調制御回路によって駆動される。Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両米国特許は、背景技術として本願明細書に援用する。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第６，２７８，０８０号明細書においては、インバータ型電源が、所望の溶接電流を制御するように調整される。絶縁は、制御された第２の段のインバータと、ＤＣ溶接動作として開示されている溶接出力との間の変圧器によって得られる。同様の電源は、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書及びＭｏｒｉｇｕｃｈｉの同第６，０６９，８１１号明細書に示されており、制御電流の該インバータ段からの絶縁は、該インバータの出力において行われ、該溶接動作を直接駆動する。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書は、第１段のブーストコンバータの出力における電圧を用いて、調整型インバータ段またはブーストコンバータ自体のいずれかのためのコントローラ電圧を供給する共通の構成を開示している。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの３つの特許は、従来技術の電源を示す背景情報として本願明細書に援用し、この場合、調整型インバータは、絶縁のために用いられる出力変圧器に向けられる制御された溶接電流を生成するために、入力ブーストコンバータまたは整流器のＤＣ出力によって駆動される。上記絶縁変圧器の二次ＡＣ信号は、溶接動作に直接用いられる。本発明の新規な電源において用いられるような第３段はない。

次に、非溶接技術について説明すると、本発明の態様は、ＤＣ／ＤＣ第２段コンバータの出力に同期整流器素子を用いている。同期整流器は、共通の実施であり、１つのそのような整流器は、Ｂｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書に示されている。Ｃａｌｋｉｎの米国特許第３，７３７，７５５号明細書は、低電力用ＤＣ／ＤＣコンバータを開示しており、この場合、固定された調整電流は、非可変出力ＤＣ信号を供給するために、非調整型インバータに流される。入力ＤＣ信号が、インバータの固定出力ＤＣ信号を制御するために調整することができる唯一のパラメータであるように、該非調整型インバータのいかなる制御も、該インバータの入力側で行われる。このことは、該インバータが、制御された固定出力信号を生成するように、該信号の該インバータに対する制御を必要とする仕組みである。このことは、本発明の利用によって予想されるのとは異なるコンセプトであるが、同期整流器及び非調整型インバータのバージョンを説明するために、Ｂｏｙｌａｎ及びＣａｌｋｉｎの特許における非溶接の一般的な背景技術を本願明細書に援用し、この場合、いかなる調整も、入力ＤＣ信号のレベルを制御することにより、上記インバータの前で実行される。それらの特許のいずれも、溶接用電源に関係なく、同期整流器素子及び非調整型インバータ等の一般的な技術コンセプトとしてのみ本願明細書に援用する。最少の高調波ひずみを、コンバータに流れる電流に伝える非溶接２段ＡＣ／ＤＣコンバータは、Ｓｍｏｌｅｎｓｋｉの米国特許第５，０１９，９５２号明細書に示されている。該負荷は、可変ではなく、かつ溶接動作において要求されるような調整を必要としない。この特許は、電気アーク溶接用電源の要求に決して関連していない一般的な技術を説明するために援用する。

これらの特許は、溶接動作によって調整すべき電源に関する本発明の背景を構成し、この場合、そのような調整は、実際の溶接動作の平均電流、平均電圧及び電力のフィードバックループによるものである。固定負荷電源は、一般的な技術情報としてのものを除いて、本発明に関係ない。

従来、電源内のインバータは、電流、電圧または電力等の溶接動作におけるパラメータによって調整された溶接電流を出力する。このインバータは、一般に、パルス幅変調器によって制御され、高周波で作動するスイッチのデューティサイクルは、デューティサイクルが実質的に１００％未満に調整されるように、溶接動作からのフィードバックによって制御された。このタイプのＰＷＭ制御型インバータは、調整型単段インバータと呼ばれる。このようなインバータは、電源の出力を形成し、該電源の最終段であった。より低いデューティサイクルは、より高い一次電流及びより多い損失をもたらした。該インバータの効率は、溶接に適した出力信号を生成するために、該単段インバータの出力を調整するという要求によって生じるデューティサイクル調節により変化した。最終段が調整型単段インバータである電源を用いると、熱損失、低効率、高コスト及び構成要素のサイズの増大が生じていた。それらの理由のため、いくつかの溶接電源の製造者は、高コスト及び他の困難さを伴うためインバータを使用しないので、インバータ電源よりも良好な電源を市場に出していた。出力を絶縁し、かつ溶接に適した電流を生成する目的のために該電流を調整するという２つの機能を有していたインバータ段は、回避すべきであった。背景として本願明細書に援用するＨｏｖｅｒｓｏｎの米国特許第６，７２３，９５７号明細書を参照されたい。

米国特許第５，２７８，３９０号明細書 米国特許第５，９９１，１６９号明細書 米国特許第６，１７７，６４５号明細書 米国特許第６，５０４，１３２号明細書 米国特許第５，９９１，１８０号明細書 米国特許第５，６０１，７４１号明細書 米国特許第６，２７８，０８０号明細書 米国特許第５，９２６，３８１号明細書 米国特許第６，０６９，８１１号明細書 米国特許第６，６１８，２７４号明細書 米国特許第３，７３７，７５５号明細書 米国特許第５，０１９，９５２号明細書 米国特許第６，７２３，９５７号明細書

本発明の主な目的は、電気アーク溶接用３段電源の提供であり、該電源は、動作時に効率的であり、良好な溶接性能を有し、かつより強力である。
本発明のまた別の目的は、以下に述べるような電気アーク電源の提供であり、該電気アーク電源は第２段を有し、この場合、ＤＣバスが、変換の調整なしで、絶縁変圧器を介してＤＣバスに変換される。

本発明の他の目的は、ＡＣ信号を、溶接に適したＤＣ電流に変換する方法の提供であり、該方法は、前記ＡＣ入力を、第１のＤＣ出力と呼ばれるＤＣ信号に整流して変換することを含む。該ＤＣ信号は、絶縁されたＤＣバスに変換された後、溶接に適した電流を生成するために、溶接動作のパラメータによって制御される調整段を作動させるのに用いられる。

本発明の別の目的は、以下に述べるような電源及び方法の提供であり、該電源及び方法は、損失を防ぐために、固定されたデューティサイクルで、約１８ｋＨｚ以上及び約１００ｋＨｚの高いスイッチング周波数を用いる。

本発明のまた別の目的は、以下に述べるような電気アーク溶接及び方法に適した電源の提供であり、該電源及び方法は、低減された磁気損失、低減された構成要素サイズを有し、電気アーク溶接に適した効率的な電源を提供する。

本発明のさらに別の目的は、電気アーク溶接用電源及び該電源を用いる方法の提供であり、該電源及び方法は、溶接のために調整される出力段が、絶縁構成を含む必要がないような絶縁を実現できる非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータを含む。

本発明の他の目的は、電気アーク溶接用電源及び該電源を用いた方法の提供であり、該電源及び方法は、ＤＣ／ＤＣ非調整型インバータを含み、この場合、該インバータの出力は、該インバータへの入力よりもかなり低い電圧である。よって、溶接電圧に変換される必要のある低電圧を出力することによって、効率が良くなる。
これら及びその他の目的及び効果は、添付図面と共に解釈すれば、以下の説明から明らかになるであろう。

本発明は、電源のインバータが、従来のような第２段であるが、溶接に適した電流を生成する実際の調整を実行するために、第３段を付加することができるように調整されない、電気アーク溶接（プラズマ切断）用電源に関する。この３段コンセプトを用いることにより、該インバータは、非常に高周波のスイッチングで作動することができ、出力の第３段は、低周波のスイッチングで作動するチョッパとすることができる。従って、該スイッチング周波数は、出力溶接電流の実際の調整に用いられるパルス幅変調インバータ段において高周波を用いる必要性とは対照的に、該段によって実行される機能によって最適化される。さらに、該調整型第３段に対する絶縁された固定ＤＣ電圧は、入力コンバータ段からのＤＣ電圧よりも実質的に低く、かつ実際の溶接出力電圧よりもかなり高くすることができる。

本発明は、パルス幅変調インバータが、単に、第２段のパルス幅変調インバータへのフィードバック信号を伴わずに、絶縁固定出力ＤＣバスを生成する第２段である電源のための新規な構造を含む。この絶縁されたバスは、溶接に適した電流を生成するための実際の溶接パラメータによって調整される第３段で用いられる。従って、本発明は、必要な絶縁をもたらすだけではなく、溶接調整がなされる第３段によって使用される固定ＤＣ出力バスを形成する非調整型第２段を含む。該非調整型第２段インバータは、該電源の動作中に固定されるデューティサイクルを伴って高周波で作動する。該周波数は、１８ｋＨｚより高く、好ましくは、約１００ｋＨｚである。該デューティサイクルは、様々なレベルで固定されるが、好適なデューティサイクルは、本発明の利用により得られる最大効率レベルをもたらす１００％程度である。固定された高デューティサイクルの利用は、位相変調器制御型インバータの第２段の電流環流時間を最少化して、熱増加効率を実質的に低減する。本発明の態様によれば、上記第２の非調整型インバータ段の出力は、公知の同期整流器素子を用いた整流器であり、該素子は、該第２段の非調整型インバータの内部絶縁変圧器の二次巻線によって制御される。該第２段の出力に同期整流素子を用いることにより、上記電源の総効率のさらなる改善がなされる。本発明を用いることにより、上記第１段は、入力整流器、または力率補正コンバータを有する入力整流器となる。第１段力率補正コンバータが好適である。このコンバータは、標準的な整流器の後にあり、あるいは、該整流器と組み合わせることができる。当然、このコンバータは、受動力率補正コンバータ、または、ブースト、バックまたはバック＋ブーストコンバータ等の能動コンバータとすることができる。本発明の第１段は、固定電圧を有する第１のＤＣバスを形成する。上記電源に対して標準的な第１段を用いることにより、非調整インバータへの入力ＤＣバスである第１のＤＣ出力信号は、約４００〜９００ボルトＤＣの値に調整及び固定することができる。新規な電源の第２段を構成する非調整の絶縁インバータの出力は、上記第１段からの入力ＤＣバスとの一定の関係を有する固定ＤＣバスである。該第２のＤＣバスまたは出力の電圧は、実質的に、該第１段からのＤＣバスの電圧よりも小さい。従って、該電源は、上記力率補正コンバータからの入力ＤＣバスと一定の厳密な関係を有する第２のＤＣバスを形成する。標準的な実施によれば、上記第２段非調整インバータは、上記二次巻線が上記電源の入力と絶縁されるように、一次巻線及び二次巻線を有する絶縁変圧器を含む。該非調整の第２段インバータは、該第２段インバータの動作を最適化するようなスイッチング周波数で作動することができる。従って、上記新規な非調整の第２段インバータの構成要素のサイズ及びコストを低減するために、非常に高いスイッチング周波数が用いられる。位相制御を伴う一定のデューティサイクルを用いることにより、スイッチング素子における電圧及び電流サージは、ソフトなスイッチング動作を生じるように低減される。実際に、好適な実施形態において、デューティサイクルは、スイッチが完全にオンまたは完全にオフになるように、１００％に固定される。このことは、上記第２段における環流電流を劇的に低減し、かつ上記電源の溶接出力と該電源のＡＣ入力を絶縁するという機能も実現できる上記第２段インバータの動作特性を大幅に向上させる。上記第２段の非調整インバータにおけるスイッチング素子を完全にオン状態で作動させることにより、このインバータは、高効率を有し、かつ動作が非常にフレキシブルになる。絶縁変圧器は、上記非調整の第２段の入力側の上記固定ＤＣバス（上記第１段からの“第１の出力信号）と、この第２段の出力のＤＣ出力バス（“第２のＤＣ出力信号”）の関係を決める。従来のいくつかの電源においては、非調整インバータの絶縁変圧器の一次巻線におけるデューティサイクルは、溶接動作によって調整される。本発明で用いられる新規な電源の第１段または第２段のいずれかにおける溶接動作による調整はない。

本発明は、第２段が非調整絶縁段であり、第３段が、インバータまたはチョッパ等の調整素子である、３段電源を含む。該第２段インバータよりも小さいスイッチング周波数を有するチョッパが好適であり、本発明の実際の実施において用いられる。該チョッパは、該電源の出力溶接特性を良好に制御する。チョッパ段がその後に続く非調整絶縁段を有するインバータは、従来のインバータをベースとする電源で用いられるような単段（調整型）インバータよりも効率的な電源を形成する。上記第２段がインバータである電源は、該インバータの定格動作電圧の少なくとも２倍の最大出力を有する。２段のみしかない場合、単段調整型インバータは、第２及び最終段を構成し、５０％以下のエネルギ伝達時間で作動する。そのため、従来の２段電源のインバータは、本発明の新規な３段電源よりも、少なくとも２倍の一次電流を要する。本発明の非調整絶縁段は、同じ変圧器巻数比を用いたとしても、より高い効率を有する。このことは、上記第２段が、完全にオン状態で、あるいは、１００％のデューティサイクルで作動している場合に特に重要である。従って、本発明は、エネルギ伝達時間を劇的に増加させ、かつ電気アーク溶接に用いるインバータをベースとする電源の第２段における絶縁変圧器の一次電流を低減する。

溶接に用いる電源のインバータの通常の制御は、位相ＰＷＭ制御であり、この場合、一次側のリード及びラギングスイッチの導通状態は、該インバータのエネルギ伝達時間を決めるオーバラップを有する。一次電流は、ソフトスイッチングを実現するため、非伝達時間中に環流させなければならない。そのため、本発明で用いる非調整型インバータの一次側は、少量のオフタイム及び非調整型インバータにおけるより少ない一次電流により、従来用いられていた単段調整型インバータの一次側よりもより効率的である。このことは、本発明を用いることの利点である。さらに、本発明を用いた場合、インバータ絶縁段または第２段のスイッチング周波数は、好ましくは、出力チョッパ第３段のスイッチング周波数よりもかなり高い。ＩＧＢＴおよび本発明で用いるチョッパのダイオードにおけるスイッチング損失は、標準的なインバータをベースとする電源の第２の調整段として用いられる単段インバータの出力整流ダイオードの損失よりも少ない。本発明で用いられるような非調整第２段は、好ましくは、フルブリッジインバータであるが、特に、一次側ＤＣバスにおける電圧により、他の様々なインバータデザインを用いることができる。優先すべきことは、４５０ボルトバスまたは直列の２つの４５０ボルトバスに対して、６００ボルトのＩＧＢＴスイッチを用いることである。上記第２段インバータは、制御フィードバックを有しておらず、かつ出力負荷要求に関係なくフルに駆動されるため、二次バス電圧は、変圧器巻数比により分割される一次バス電圧に常に等しい。このことは、該第２段が非調整型インバータであり、該第３段が調整型素子、好ましくはチョッパであるが、別法としてインバータである、電気アーク溶接用の３段インバータをベースとする電源を用いることの別の利点である。

上記非調整型インバータの二次側におけるエネルギ損失は、標準的なダイオードが該第２段の出力整流器に用いられる場合の該一次側のエネルギ損失の約２倍である。この高い損失の理由は、絶縁変圧器が、二次巻線よりも実質的にかなり大きい一次巻線を有する巻数比を有する場合、二次電流が、一次電流よりもかなり大きくなるということである。従って、出力整流器の損失は、該第２段インバータの一次スイッチの伝導損よりもかなり高い。この状況を低減するため、本発明の態様は、同期整流素子として構成される非常に低いオン抵抗のＦＥＴを用いる。上記第２段の出力における同期整流素子の使用は、該インバータの二次側の伝導損を低減する。該二次側のダイオードは、一次側のスイッチがソフトにスイッチングされても、ハードにスイッチングされる。ソフトスイッチングは、該第２段インバータの一次側のスイッチの位相制御によるものである。逆方向回復電流は、上記第２段インバータが１００ｋＨｚ以上の周波数でスイッチングされる場合、オン抵抗損よりも多い二次ダイオードの損失をうける。そのため、一次スイッチング制御と二次同期整流制御との間に遅延を有することによる、スイッチング損失を低減するために、同期整流素子を用いることが好ましい。この概念を用いる能力は、本発明の３段電源の第２段を構成するインバータの二次側の出力整流器に同期整流素子を用いることの利点である。また、該インバータの二次側に同期整流素子を用いると、入力ＤＣバスから第２段の出力ＤＣバスへの電力総伝達においてうけるエネルギ損失が低減される。第２段の非調整型インバータが、常にフルに動作するのに用いられる場合、該同期整流器の制御が単純化されることは、既に確立されている。このことは、本発明の新規な電源における第２段として用いられる非調整型インバータの通常の動作状態である。該非調整型インバータの二次電圧は、同期整流素子を、本発明の第２段の非調整型インバータに用いられる絶縁変圧器の二次巻線の反対側に接続することにより、該同期整流素子のためのゲート駆動信号を生成するのに用いられる。同期整流素子を標準的なダイオードと比較すると、該同期整流素子は、低抵抗ＦＥＴを用いて、上記非調整型インバータの二次側のエネルギ損失を低減する可能性がある。この低減は、５０％程度にもなる。

能動力率補正構成及び溶接動作に向けられるエネルギの緊密な出力制御を有する電気アーク溶接用電源は、少なくとも２つのスイッチング段を必要とする。これらの２つの段は、該電源に伝達され、該電源から外に伝達される瞬時エネルギを、適当なエネルギ蓄積要素を用いて、別々に調整することができることを保障する。すなわち、電気アーク溶接用の力率補正電源は、一般に、２つの独立したスイッチング制御回路を要する。該制御回路の一方は、溶接動作のためのエネルギまたは出力電流を制御するために用いられる。他方の制御回路は、該電源の第１段を形成する能動力率補正コンバータからのＤＣ信号を制御するために用いられる。従って、力率補性能力を有する電気アーク溶接電源は、各々が、独立した制御要求を有する２つのスイッチングネットワークを必要とする。第１のスイッチング制御は、出力溶接電流のためのものであり、他方のスイッチング制御は、該電源の入力段における力率補正のためのものである。この第２のスイッチング制御は、該第１段の出力が、“ＤＣバス”と呼ばれる固定ＤＣ電圧であることを保障する。該ＤＣバス自体の電圧は、第１段のこのコンバータからのＤＣバスが、固定電圧レベルを有することを保障するために、該第１段コンバータを制御するのに用いられる。電気アーク溶接用のインバータをベースとする電源の要点を繰り返すと、該電源は、２つの独立したスイッチングネットワークと、それらのネットワークのための２つの制御回路とを必要とする。

電気アーク溶接用のインバータをベースとする電源は、別の概念の必要条件を有する。該電源の段の一つは、可変入力ＡＣ信号と、溶接に適した調節された出力電流との間の電気的絶縁を実現できなければならない。該絶縁デバイスは、通常、変圧器の形をとる。従来の２段インバータをベースとする電源においては、該絶縁デバイスのための２つの配置がある。第１の実施例において、力率補正入力段は、絶縁されておらず、絶縁変圧器は、第２段の調整出力インバータに設けられている。別の実施例においては、絶縁は、第１段の力率補正コンバータ内にある。この第２の実施例において、非絶縁出力インバータまたは非絶縁コンバータは、第２段として用いることができる。該第１の実施例は、該電源の入力側におけるＲＭＳ電流に対する６０Ｈｚ効果により、該第２の実施例よりもより効率的である。要点を繰り返すと、溶接電源の第２の概念の必要条件は絶縁である。

溶接のための能動力率補正電源の２つの必要条件は、（ａ）２つの異なるスイッチングネットワークのための２つの別々の独立した制御回路と、（ｂ）該電源の入力と該電源の出力を絶縁する適当な構造である。インバータをベースとする電源のこれらの基本的な必要条件は、本発明において実施される。非調整型インバータを用いる場合、非調整の第２段は、３段インバータをベースとする電源を含む固有の構成を形成する２つの調整型非絶縁段の間の絶縁段である。本発明の３段インバータは、両インバータに同じ力率補正プリレギュレータを用いると仮定すると、２段インバータをベースとする電源よりもより有効である。従って、本発明は、より有効であるが、電気アーク溶接に用いる電源に必要な本質的な特性もなお有している。２つの独立して制御されるスイッチングネットワークが存在する。絶縁段が存在する。これらの制約は、より効果的な溶接性能、および電力スイッチング要素のより効果的な熱配分を効率的に向上させかつ得るような方法で実現される。

本発明の第２の非調整インバータ段は、システム絶縁を実行できるため、多くの種類の非絶縁型コンバータを力率補正プリレギュレータとして用いることができる。ブーストコンバータは、電流波形整形機能及びこの種の変換の連続ライン電流特性により、最もポピュラーなコンバータである。しかし、該ブーストコンバータの出力電圧は、最も高いライン電圧のピークよりも高く、このピークは、７７５ボルト程にもなる可能性がある。すなわち、第２段が調整されず、絶縁を形成する３段電源である他の能動力率補正レギュレータを、本発明と共に用いることができる。能動力率補正入力または第１段に対する他の選択肢のうちの１つは、一次電圧または第２段への入力バスを、電源に対する入力ＡＣ電圧信号のピークよりも低くすることができるような逓昇／逓降コンバータである。この種の力率補正コンバータは、低高調波を生じる。そのような力率コンバータは、バック＋ブーストコンバータと呼ばれる。上記第２段に用いられる４００〜５００ボルトＤＣバスは、１１５ボルト〜５７５ボルトの入力ＡＣ電圧によって得られる。上記第１段へのＡＣ電圧に関係なく、上記能動力率コンバータの出力電圧は、４００ボルト〜５００ボルトのレベルになるように制御される。他の種類の能動及び受動力率補正インバータを本発明において用いることができる。好適なコンバータは能動であり、それに伴って、第２の制御回路を要する第２のスイッチングネットワークを構成する。電気アーク溶接という用語を用いる場合、該用語は、プラズマ切断等の他の出力プロセスも含む。

ここまで説明したように、本発明は、電気アーク溶接用の３段電源を含む。第３段におけるフィードバック制御は、溶接に適した出力電流を生成する。入力の第１段は、通常、第２のスイッチングネットワーク及び第２の独立した制御回路を要する能動力率補正コンバータである。この３段構造は、従来技術においては用いられていない。この構造を持たせることにより、付加された第２段は、単に、該第２段の一次側における高圧ＤＣバスを、一次側と絶縁された第２段の二次側における低圧ＤＣバスに変換するのに用いられる。従って、本発明は、該バスを溶接電力の調整に用いることができるように、該第２段の二次側にＤＣバスを含む。“バス”という用語は、制御された固定レベルを有するＤＣ信号を意味する。本発明においては、“第１のＤＣ出力”と呼ぶ入力段からの第１のＤＣバスがあり、この第１のＤＣ出力は、制御されたＤＣ電圧を有する。上記第２段の二次側には、“第２のＤＣ出力”と呼ばれる第２のＤＣバスがあり、この第２のＤＣ出力も制御されたＤＣ電圧レベルである。非調整型インバータの二次側における第２のＤＣバスの生成は、これまでに説明したような非調整の第２段インバータの利用に関連する利点以外の利点を有する。該二次ＤＣバスまたは第２のＤＣ出力は、第３段の溶接制御回路に要する絶縁がないように、該第２段の一次側と絶縁されている。換言すれば、チョッパ等の出力制御回路は、固定された電圧レベルを有する入力ＤＣバスを有する。実際には、該チョッパは、入力ＤＣから該チョッパに引き出される制御電圧を有するコントローラを有する。この入力ＤＣ信号は、入力電力と絶縁されている。従って、出力段またはチョッパのコントローラのための制御電圧は、非絶縁のＤＣ源から得ることができる。これは、通常、該チョッパへの入力信号である。該出力段で用いられる該コントローラのための制御電圧の独立した絶縁は、必要ない。上記第２段からの固定されたＤＣバスの利用は、溶接動作によって調整される出力の第３段へのＤＣ電圧を、上記電源の通常の入力一次ＤＣバス（“第１のＤＣ出力”）よりもかなり低くすることを可能にする。従来、力率コンバータの出力は、ブーストコンバータの使用に基づく比較的高いレベルのＤＣ信号である。この高ＤＣ電圧は、溶接に適した電流を出力する際に用いる調整型インバータ段に向けられる。本発明を用いることにより、上記力率コンバータの出力バスからの高電圧は、劇的に低減される。４００ボルトのＤＣバスを１５ボルトの制御電力に変換することよりも、１００ボルトのＤＣバスを１５ボルトの制御電力に変換することの方がより効率的である。第２の低圧ＤＣバスのこの生成は、本発明の３段電源の実質的な利点である。

本発明によれば、電源が、ＡＣ入力及び第１のＤＣ出力信号を有する入力段を備える、電気アーク溶接プロセス用の電源が提供される。非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形をとる第２段は、第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、該第１のＤＣ出力信号に対して所定の比の大きさを有する第１のＤＣ出力信号と電気的に絶縁された第２のＤＣ出力信号の形をとる出力とを有する。該電源は、第２のＤＣ出力信号を、溶接プロセスのための溶接電流に変換する第３段を含む。本発明の別の態様によれば、新規な３段電源の第１段としての力率補正コンバータが提供される。該電源の第３段は、チョッパまたはインバータ等の調整型コンバータを含む。インバータを用いる場合、出力は、極性ネットワークまたはスイッチに向けられるＤＣ信号であり、該スイッチは、該電源によるＤＣ溶接を可能にする。極性スイッチは、溶接をＤＣ負、ＤＣ正またはＡＣのいずれかにすることを可能にする。チョッパまたはインバータを用いる該溶接プロセスは、ＭＩＧ溶接等のシールドガスを用いて実行することができ、かつタングステン、有心ワイヤまたは固体金属ワイヤ等のいかなる種類の電極も用いることができる。本発明の態様によれば、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力は、上記第２段への入力よりも実質的に小さい。たいていの場合、該第２段の入力及び出力は、概して固定された大きさを有するＤＣ電圧である。

本発明は、該第１段が、通常、固定された第１のＤＣ信号または“第１のＤＣ出力”を生成するために調整される、電気アーク溶接のための３段電源に関する。この第１の固定されたＤＣ信号、ＤＣバスまたはＤＣ出力は、第２段の非調整型インバータの一次側に接続されており、該インバータの二次側は、出力の第３段に向けられる固定されたＤＣ出力信号である。第３段は、溶接に適した電流を生成する調整型スイッチングネットワークを有する。該調整型第３段は、電流、電圧または電力による溶接動作を制御するために、該溶接動作からのフィードバックループによって制御される。

本発明の他の態様によれば、上記電源の第２段を構成する非調整型インバータのスイッチング周波数は、１８ｋＨｚよりもかなり大きい。実際に、該第２段のスイッチング周波数は、該電源の調整型の第３段のスイッチング周波数よりもかなり大きく、通常、約１００ｋＨｚである。このようにして、上記３段電源の第２段には、より小さな構成要素が用いられている。

３段（ステージ）電源を示し、かつ本発明の一実施形態を開示するブロック図である。 本発明の別の実施形態を開示する、図１と同様のブロック図である。 本発明の別の実施形態を開示する、図１と同様のブロック図である。 本発明に従って構成された電源を示し、かつ異なる第１段の実施形態を開示する部分ブロック図である。 本発明に従って構成された電源を示し、かつ異なる第１段の実施形態を開示する部分ブロック図である。 本発明に従って構成された電源を示し、かつ異なる第１段の実施形態を開示する部分ブロック図である。 本発明に従って構成された電源を示し、かつ異なる第１段の実施形態を開示する部分ブロック図である。 本発明に従って構成された電源を示し、かつ異なる第１段の実施形態を開示する部分ブロック図である。 図９（Ａ）は、出力段がＡＣ溶接電流を生成する、本発明に従って構成された電源の後の２段を示すブロック図、図９（Ｂ）は、図９（Ａ）に示す本発明の実施形態で用い、かつ３つの溶接波形を示すグラフと共に、本発明の種々の実施形態で使用可能な波形技術制御回路のブロック図である。 出力段がＤＣ溶接電流である、本発明に従って構成された電源の第２及び第３段を示すブロック図である。 ２つの独立したコントローラ制御電圧供給源によって、電気アーク溶接に適した電流を生成する、本発明に従って構成された３段電源の構造を示すブロック図である。 本発明の構造を用いる特定の電源を示すブロック図である。 本発明に従って構成された電源の第１段の力率を補正する回路を示す配線図である。 本発明に従って構成された電源の第１段の力率を補正する回路を示す配線図である。 本発明に従って構成された電源の第１段の力率を補正する回路を示す配線図である。 本発明に従って構成された電源の第１段の力率を補正する回路を示す配線図である。 本発明に従って構成された電源の新規な第２段を構成する非調整型インバータの好適な実施形態を示すブロック図と配線図を兼ねる図である。 本発明の新規な態様を備える第２段の非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。 本発明の新規な態様を備える第２段の非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。 本発明の新規な態様を備える第２段の非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。 本発明の新規な態様を備える第２段の非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。

本発明は、電気アーク溶接での用途のための３段（ステージ）電源に関する。当然、溶接の概念は、プラズマ切断の関連する技術も含む。本発明は、ＡＣ信号を第１のＤＣ出力バスに変換する入力段を有する。この出力バスは、本発明の好適な実施形態による固定電圧レベルを有し、溶接技術において用いられ、かつ図１６に最もよく示されている新規な第２段の入力に向けられる。この新規な第２段は、絶縁構造を含み、かつＤＣ入力バスに比例する第２のＤＣ出力または第２のＤＣバスを有する非調整型インバータである。レベル関係は、該非調整型インバータの構造により固定される。該非調整型インバータは、１８ｋＨｚより高く、好ましくは約１００ｋＨｚの高いスイッチング周波数でスイッチが作動するスイッチングネットワークを有する。上記電源の第２段を構成する該非調整型インバータにおける該スイッチネットワークのスイッチング周波数は、小さい磁性構成要素の使用を可能にする。該非調整型インバータの絶縁されたＤＣ出力は、上記電源の第３段に向けられる。この第３段は、溶接動作の電流、電圧または電力等の溶接パラメータによって調節されるチョッパまたはインバータである。従って、本発明の構造は、第１のＤＣ信号を生成する入力段と、溶接動作で用いられる電流を調節する電源の第３段によって用いられる絶縁され固定されたＤＣ電圧またはＤＣバスを生成する第２の非調整型ＤＣ／ＤＣ段とを有する。本発明の３つの実施例を図１〜図３に示す。図１の電源ＰＳ１は、第１段（ステージ）Ｉと、第２段（ステージ）ＩＩと、第３段（ステージ）ＩＩＩとを含む。この実施形態において、段Ｉは、ＡＣ入力信号１２を第１のＤＣバス１４に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０を含む。入力１２は、４００〜７００ボルトの間で変化することが可能な電圧を有する単相または三相ＡＣライン電源である。コンバータ１０は、（ＤＣ＃１）とみなされるＤＣバス１４を生成する整流器及びフィルタの形をとることが可能な非調整型デバイスとして描かれている。該ＡＣ入力信号はライン電圧であるため、ＤＣバス１４は、通常、均一な大きさである。非調整型インバータＡは、ＤＣバス１４（ＤＣ＃１）を第２のＤＣバスまたは第２のＤＣ出力２０（ＤＣ＃２）に変換する絶縁変圧器を有するＤＣ／ＤＣコンバータである。出力２０は、コンバータ３０である段ＩＩＩへの電力入力を生成する。ライン２０上のＤＣ電圧は、ラインＢにおいて、溶接に適した電流に変換される。フィードバック制御または調節ループＣは、溶接動作におけるパラメータを検知し、コンバータ３０の調節により、ラインＢ上の電流、電圧または電力を調節する。実際には、コンバータ３０はチョッパであるが、インバータの使用も代替例である。図１に示すような３段電源ＰＳ１を持たせることにより、該第２段のスイッチングネットワークは、通常、コンバータ３０のスイッチング周波数よりも高い周波数を有する。さらに、ライン２０のＤＣ電圧（ＤＣ＃２）は、ライン１４上の段ＩからのＤＣ電圧（ＤＣ＃１）よりもかなり小さい。実際には、インバータＡには絶縁変圧器がある。該変圧器は、ライン２０上に電圧を生成するのに用いられる第２の部分または二次側よりもかなり多い巻線を有する入力または第１の部分あるいは一次側を有する。実際のこの巻数比は、ライン２０上の電圧が、ライン１４上の電圧の１／４になるように、４：１である。

本発明の包括的な構造を図１に示すが、図２は、電源ＰＳ２が、電源ＰＳ１と本質的に等しい段ＩＩ及び段ＩＩＩを有し、しかし、入力段Ｉは、調節型ＤＣ／ＤＣコンバータが後に続く整流器を含むＡＣ／ＤＣコンバータ４０である。変換された信号は、第１のＤＣバス（ＤＣ＃１）として示すライン１４上のＤＣ信号である。ライン１４上の電圧は、公知の技術に従って、フィードバックライン４２で示されるように調節される。従って、電源ＰＳ２においては、出力溶接コンバータ３０は、フィードバックループＣによって調節される。ライン１４上の電圧は、ライン４２として示すようなフィードバックループによって調節される。コンバータ４０は、力率補正コンバータであるため、該コンバータは、ライン４４で表わされるような電圧波形を検知する。電源ＰＳ２を用いることにより、第１のＤＣバス１４は、入力１２において異なる単相または三相電圧を有する固定ＤＣ電圧である。すなわち、出力２０は、単に、ライン１４上のＤＣ電圧の変換である。ＤＣ＃２は、上記絶縁変圧器によって決まるレベルを有する固定電圧と、非調整型インバータＡのスイッチングネットワークの固定されたデューティサイクルとを有する。これは、段ＩＩが、固定された第１のＤＣ出力またはＤＣバスを、チョッパまたはインバータ等の調節型溶接コンバータを駆動するのに用いられる第２の固定されたＤＣ出力またはＤＣバスに変換する非調節型インバータである、３つの独立した及び別個の段を用いる新規な電源の好適な実施である。別の代替例として、段Ｉは、ライン２０のＤＣ＃２バスからのフィードバックにより調節することができる。このことは、図２に点線４６で表わされている。

図３の電源ＰＳ３は、本発明によって意図された３段電源の他の実施である。これは、好適な実施ではないが、本発明の３段電源は、溶接電流出力Ｂからのフィードバックループ５２によって調節される入力コンバータ５０を有することができる。３段電源のこの使用の場合、コンバータ５０は、電源ＰＳ２の場合のようなライン１４上の電圧によってではなく、溶接出力によって調節される。溶接出力Ｂによる調節の場合、コンバータ５０は、力率補正段及び溶接レギュレータである。しかし、本発明のこの実施は、本発明によって意図されるような３段電源の完全な技術的開示のために開示されている。

上述したように、入力段Ｉは、単相または三相ＡＣ信号１２を、第２段ＩＩを構成する非調節型インバータＡによる使用のために、固定されたＤＣバス１４（ＤＣ＃１）に変換する。本発明の実施は、図１〜図３におけるライン１４として示すＤＣ電圧を生成するために、通常、段ＩにＤＣ／ＤＣコンバータを用いる。段ＩのＤＣ／ＤＣコンバータは、ライン１２上に所望の電圧を生成するように選択することができる。これら３つのコンバータを図４〜図６に示し、入力整流器６０は、それぞれ図４、図５及び図６に示すようなブーストコンバータ６２、バックコンバータ６４またはバック＋ブーストコンバータ６６であってもよいＤＣ／ＤＣコンバータに対する、ライン６０ａ、６０ｂのＤＣ電圧を生成する。これらのコンバータを用いることにより、段ＩのＤＣ／ＤＣコンバータは力率補正チップを含み、該チップは、力率を補正できるようにし、それにより上記電源の入力における高調波ひずみを低減する。力率補正入力ＤＣ／ＤＣコンバータの使用は、溶接技術においては公知であり、多くの従来の２段構造において用いられている。本発明は、そのような２段電源に対する実質的な改良である。コンバータ６２、６４及び６６は、好ましくは、力率補正チップを含むが、このことは、本発明を実施するのに必要なことではない。段Ｉの主な目的は、ライン１２にＤＣバス（ＤＣ＃１）を生成することであり、該バスは、図４〜図６のライン２０Ａ、２０Ｂで示されるライン１２の固定ＤＣバス（ＤＣ＃２）を生成するための同図におけるライン１４ａ、１４ｂとして示されている。力率補正は、本発明の３段構造の利点を利用するのに必要なことではない。非力率補正入力段を図７に示し、この場合、整流器６０の出力ライン６０ａ、６０ｂは、ライン１４ａ、１４ｂに概して固定された電圧を生成するための大容量コンデンサ６８によって結合されている。図７の段Ｉは、本発明の好適な実施として、力率補正回路またはチップを含まない。しかし、該電源は、該第２段が、ライン２０ａ、２０ｂに概して固定された電圧を生成する非調整型の絶縁インバータＡである３段を含んでいる。入力段Ｉの別の変形例を図８に示し、この場合、受動力率補正回路７０は、インバータＡの入力においてＤＣバス１４（ＤＣ＃１）を構成するライン１４ａ、１４ｂにわたって概して固定されたＤＣ電圧を生成するために、三相ＡＣ入力Ｌ１、Ｌ２及びＬ３に接続されている。図４〜図８の変形された段Ｉの開示は、単に本質的に典型であり、本発明を実施する際には、単相または三相入力信号を有し、かつ力率補正を伴うまたは伴わない、他の入力段も用いることができる。

ライン２０ａ、２０ｂとして示す出力バス２０に低い固定電圧を生成することにより、溶接のための新規な３段電源の第３段を、１８ｋＨｚより高い周波数で作動するチョッパまたは他のコンバータとすることができる。上記非調整型インバータと調整型出力コンバータのスイッチング周波数は、異なっていてもよい。実際に、該チョッパのスイッチング周波数は、非調節型インバータＡの周波数よりもかなり小さい。図９（Ａ）に示す電源ＰＳ４は、本発明の利用を示し、段ＩＩＩは、電気アーク溶接に用いられるタイプの一般的な調節型コンバータ１００である。このコンバータは、固定入力ＤＣバス２０によって駆動され、出力リード１０２、１０４にわたって溶接に適した電流を生成するために、溶接動作１２０からのフィードバックによって調節される。リード１０２は、正極性リードであり、リード１０４は、負極性リードである。２段インバータをベースとする電源のための一般的な出力技術に従って、リード１０２、１０４は、標準的な極性スイッチ１１０に向けられる。このスイッチは、極性スイッチ１１０の出力が、出力ライン１１０ａに正極性を、出力ライン１１０ｂに負極性を有するように、リード１０２が溶接動作１２０の電極に向けられている第１の位置を有する。このことは、溶接動作１２０において、電極正ＤＣ溶接プロセスをもたらす。逆の極性スイッチネットワーク１１０は、溶接動作１２０において、電極負ＤＣ溶接プロセスをもたらす。すなわち、ＤＣ負またはＤＣ正を有するＤＣ溶接プロセスは、一般的な極性スイッチ１１０の設定に従って実行することができる。同様に、極性スイッチ１１０は、電極負と電極正の間で交番させて、溶接動作１２０にＡＣ溶接プロセスをもたらすことができる。これは、一般的な技術であり、極性スイッチ１１０は、調整型コンバータ１００からＤＣ出力を引き出して、ＡＣ溶接プロセスまたはＤＣ溶接プロセスをもたらす。このプロセスは、それぞれライン１３２、１３４で示されるように、コンバータ１００を調節し、かつスイッチ１１０の極性を設定するコントローラ１３０に向けられたラインまたはループ１２２として示されているフィードバックシステムによって調節されかつ制御される。段ＩＩＩで溶接動作を調節することにより、段ＩＩの非調節型インバータは、比較的高いスイッチング周波数を有して、上記電源の第２段における構成要素のサイズを低減することができる。本発明の好適な実施形態は、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニーにより開発された波形制御技術を用いる。この種の制御方式は公知であり、図９（Ｂ）に概略的に示し、制御回路１５０は、ライン１５２ａの電圧が波形ジェネレータ１５２から出力されたときに、波形特性を処理する。該波形特性は、出力１５６を有する誤差増幅器１５４によって概略的に示すように、フィードバックループ１２２によって制御される。すなわち、ジェネレータ１５２からの波形の特性は、フィードバックループ１２２によって制御され、出力ライン１５６に信号を生成する。このラインは、発振器１６２によって決められる高周波で作動する適当なパルス幅変調回路１６０に向けられる。この周波数は、１８ｋＨｚより高く、４０ｋＨｚを越える場合もある。調整型コンバータ１００は、好ましくは、４０ｋＨｚ未満で作動する。通常、コントローラ１３０内のディジタル回路である該パルス幅変調器の出力は、調整型コンバータ１００のために該波形を制御するライン１３２として示されている。標準的な実施によれば、インバータ１００の波形は、ＡＣまたはＤＣのどちらの特性も有することが可能である。この特徴を、図９（Ｂ）の右の部分に、波形１５２ｂ、１５２ｃ及び１５２ｄとして概略的に示す。波形１５２ｂは、ＭＩＧ溶接で用いられる種類のＡＣ波形であり、この場合、高い負の電極アンペア数が生成される。高い正のアンペア数も共通である。波形１５２ｃにおいて、電極負及び電極正に対するアンペア数は、より大きな負の電極部分の長さと本質的に等しい。当然、ＡＣ溶接のためのプロセスは、電極負または電極正のいずれかのために、平衡ＡＣ波形または不平衡ＡＣ波形を生成するように調節することができる。極性スイッチ１１０が、ＤＣ負またはＤＣ正のいずれかの溶接動作に設定されている場合、波形１５２ｄとして示すパルス溶接波形は、波形ジェネレータ１５２によって制御される。様々な他の波形、ＡＣ及びＤＣは、溶接動作１２０を、ＡＣまたはＤＣになるように調節できるように、コントローラ１３０によって制御することができる。さらに、該溶接動作は、ＴＩＧ、ＭＩＧ、サブマージアークあるいは他の溶接とすることができる。どのようなプロセスも、電源ＰＳ４あるいは本発明を用いた他の電源によって実行することができる。電極は、有心金属ワイヤ、フラックス入りワイヤまたは固体ワイヤ等の非消耗または消耗型とすることができる。シールドガスは、使用する電極により用いても用いなくてもよい。該溶接動作におけるこれら全ての変形は、本発明を用いることにより実行することができる。ＤＣ溶接のみを実行する電源ＰＳ４の変形例を、図１０に電源ＰＳ５として示す。この電源においては、溶接動作１２０は、フィードバックループ１２２が、出力１７２を有するコントローラ１７０に向けられているため、ＤＣ溶接動作のみを実行する。調整型コンバータ１００ａは、好ましくは、ライン１０２ａ、１０４ａにわたってＤＣ電圧を生成するチョッパである。コントローラ１７０は、図９（Ｂ）に示すように、波形ジェネレータ１５２によって制御される。ライン１０２ａ、１０４ａの極性は、溶接動作１２０で実行されるＤＣ溶接プロセスの要求に従って、電極負または電極正のいずれかになる。調整型コンバータ１００ａは、図９（Ａ）に示す電源ＰＳ４の溶接出力よりも単純化されている。図９（Ａ）及び図１０は、図９（Ｂ）に示す制御ネットワークまたは回路１５０と共に、本発明を構成する新規な３段電源の汎用性を示している。

従来使用されているような２段電源または本発明の新規な３段電源のいずれかを実施する場合、それら２種類の電源に用いる上記調整型及び非調整型スイッチングネットワークの両方に対して、上記コントローラを作動させるための電圧を供給する必要がある。図１１は、電源ＰＳ６等の３段電源の様々なコントローラを作動させる制御電圧を得るための、本発明の好適な実施形態に用いられる構造及び方式を示す。２段電源の第２段のプリレギュレータ及びスイッチングコントローラのスイッチングコントローラに制御電圧を供給するプリレギュレータの出力の利用は、公知であり、本願明細書に援用するＭｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されている。溶接動作を実行する出力チョッパは、入力ＤＣ電圧から該チョッパへのコントローラ制御電圧をごく普通に得る。これら２つの公知の技術は、電源ＰＳ６に組み入れられている。上記３段電源は、該電源の様々な位置から得られた電源を有するコントローラによって作動することができる。より具体的には、電源ＰＳ６は、出力１８２と、リード１４ａ、１４ｂ（ＤＣ＃１）上の第１のＤＣバスからの入力１８４、１８６とを有する電源１８０を有する。電源１８０は、ライン１８２上の低電圧に対する図２のプリレギュレータ４０の出力における高電圧を低減する、図示しないバックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。この制御電圧は、５から２０ボルトの間でよい。ライン１８２上の電圧は、一般的な方法に従ってプリレギュレータ４０の動作を実行する出力リード１９２を有するコントローラ１９０に向けられる。該プリレギュレータは、図２及び図３に示すが、図１１では省略してある調節フィードバックライン４２、４４を有する。非調整型インバータＡは、デューティサイクルを変調させるコントローラ、または入力電圧と出力電圧との間の決まった関係を必要としない。しかし、該インバータは、ライン１９６のコントローラ作動電圧を電源１８０から受取るコントローラ１９４を必要とする。この構成は、第２段のコントローラ１９４が、従来の２段電源に使用される調節コントローラではないことを除いて、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されたコンセプトと同様である。別法として、電源ＰＳ＃３は、点線１７６で示す任意の電源電圧を与える入力１２の単相で駆動される。段ＩＩＩの調整型出力コンバータ３０は、リード２０ａ、２０ｂを含むように示されているＤＣバス２０（ＤＣ＃２）上の電圧によって決まるライン２０２上のコントローラ電圧を有する、ＰＳ＃２と表わされた電源２００を有する。ここでもまた、電源２００は、非調整型コンバータＡの出力におけるＤＣバスを、出力２１２を有するコントローラ２１０による使用のための低電圧に変換するバックコンバータまたはフライバックコンバータを有する。ライン２１２上の信号は、それぞれ、図１及び図２の電源ＰＳ１、ＰＳ２に関して説明したように、ラインＣ上のフィードバック信号に従って、溶接コンバータ３０の出力を調節する。ＤＣバス１４（ＤＣ＃１）及びＤＣバス２０（ＤＣ＃２）は、コントローラ１９０、１９４及び２１０に対して低レベルのＤＣ制御電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータである電源１８０、２００への入力を供給する。点線２２０で示す代替例として、ＰＳ＃２で表わされた電源１８０は、コントローラ２１０に制御電圧を供給することができる。図１１は、ＰＳ＃１及びＰＳ＃２で表わされた種々の固定ＤＣ電圧レベルから低減された電源電圧を受取ることができるコントローラを有する３段電源を用いることの汎用性を説明するために開示されている。ＰＳ＃３で示すような変圧器による入力電圧１２の単相への整流接続等のコントローラ電圧を供給するその他の構成を用いることもできる。

電源ＰＳ７が、同じ識別番号を有する構成要素を有する電源ＰＳ６と同様である、本発明の好適な実施形態に対してより具体的な詳細を有する本発明の他の実施を図１２に示す。本発明の好適な実施形態においては、出力段ＩＩＩは、電極Ｅと被加工物Ｗとの間にＤＣ電流を流すチョッパ２３０である。電流分流器Ｓは、フィードバック信号Ｃをコントローラ２１０に供給する。段ＩＩの高速スイッチングインバータ２４０は、一次巻線２５２と二次巻線２５４とを有する変圧器２５０によってもたらされる絶縁に関してこれまで説明した特徴を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０の一次側は、一次巻線２５２に交流電流を流すスイッチングネットワークである。二次側２５４からの整流出力は、コンバータ２４０の第２の部分または二次側である。コンバータ２４０は、コントローラ１９４によって設定されるデューティサイクルまたは位相を有する高速スイッチングインバータを用いる。該スイッチング周波数は、この電源の実際の態様においては、約１００ｋＨｚである。該デューティサイクルは、チョッパ２３０による溶接動作の間、同じままであるが、本発明によれば、該インバータのデューティサイクルまたは位相は、コントローラ１９４を調節する出力２６２を有する“ＡＤＪ”回路２６０によって示すように調節することができる。好適な実施形態においては、該デューティサイクルは、スイッチのペアが、インバータ２４０の一次側における最大時間、導通するように１００％に近い。しかし、第１のＤＣバス１４と第２のＤＣバス２０との一定の関係を変えるために、回路２６０は、該デューティサイクルまたは位相を調節するのに用いることができる。従って、非調整型の絶縁インバータ２４０は、異なるが、固定されたデューティサイクルを有するように変えられる。しかし、該デューティサイクルは、通常、ほとんど１００％に近いため、該スイッチのペアは、本質的に同時に作動する。該デューティサイクルは、本発明の通常の用途においては、８０〜１００％で変化する。好適な実施においては、図４に示すブーストコンバータ６２が、力率補正入力段Ｉのために用いられる。このブーストコンバータは、上述したような制御電圧１８２を有するコントローラ１９０に従って作動する。好適な実施形態のわずかな変形例によれば、電源２７０は、単相の一方の相または三相ＡＣ入力１２にわたるライン２７４によって接続された変圧器を有する。電源２７０の整流器及びフィルタは、必要に応じて、ライン１８２の制御電圧の代わりの使用のために、点線２７６に低制御電圧を生成する。これら２つの代替例は、電源ＰＳ７の動作特性に影響を及ぼさない。電気アーク溶接用の３段電源の他のそのような変形例は、上述の説明及び溶接分野における公知の技術から得ることができる。

入力段Ｉは、通常、図４〜図８に開示したような整流器及び力率補正ＤＣ／ＤＣコンバータを含む。これらの入力段は、入力１２として表わす様々な大きさの三相及び単相ＡＣ信号に用いることができる。三相ＡＣ入力電力のための入力段のある態様は、図１３〜図１６における回路に関して開示されている。それらの回路の各々は、低高調波ひずみ率及び該入力段に対する高力率で得られる三相入力及びＤＣバス出力（ＤＣ＃１）を有する。図１〜図１２の開示は、一般に、新規な３段電源に適用可能であるが、使用する特定の段Ｉは、従来の２段電源及び本発明の３段電源の両方に関連する。図１３において、段Ｉの入力回路３００は、出力リード３０２ａ、３０２ｂを有する三相整流器３０２を含む。ブーストスイッチ３１０は、インダクタ３１２、ダイオード３１４及び並列コンデンサ３１６と直列である。一般的な力率補正チップである適切な回路３２０は、入力電圧を決める入力３２２と、調節フィードバックライン３２２ａと、該ブーストスイッチを作動させて、入力１２の電流を該入力電圧と概して同期させる出力３２４とを有する。このチップは、本発明において用いることができ、かつ一般的な２段電源にも用いられる一般的な三相力率補正ブーストコンバータチップである。同様に、図１４に示す入力回路３３０は、上述したような出力リード３０２ａ、３０２ｂを有する三相整流器３０２を有する。インダクタ３５０、ダイオード３５２、３５４及びコンデンサ３５６、３５８を含むブースト回路は、回路３３０の出力における電流及び入力電圧１２の調整を実行できるスイッチ３４０、３４２と共に用いられる。この目的を実現するために、一般的なチップ３６０は、入力３６６における検知電圧及びライン３６７、３６８におけるフィードバック調節信号に従って、ライン３６２、３６４にゲートパルスを生成する。このことは、２段電源または本発明の新規な３段電源の入力を生成するタイプの三相力率補正を可能にする一般的な技術である。三相入力に対して作動した場合、能動三相回路３００、３３０が、約０．９５の入力力率を実現できることが分かっている。単相ＡＣ入力を有する場合の段Ｉの力率は、約０．９９まで上方に補正することができる。三相電源は、低いレベルまでしか一般に補正することができないため、２段または３段電源の入力段Ｉのための受動回路が、能動力率補正回路の性能といくらか釣り合っていることが分かっている。一般的な受動回路４００を図１５に示し、三相の各々は、ＤＣ電流を出力リード３０２ａ、３０２ｂを介して、インダクタ４１２及びコンデンサ４１４を含むフィルタ回路に流す三相整流器３０２によって整流される。図１５に示すような受動回路が、三相入力の力率を、約０．９５程度のレベルに補正することができることが分かっている。これは、三相入力回路のための能動回路の性能とやや似ている。バック＋ブースト入力回路４２０を図１６に示す。ライン３０２ａ、３０２ｂ上の整流電流は、まず、ブーストスイッチ４４０を作動させるチップ４３４も操縦する、入力１２からの電圧波形信号を有するライン４３２を有する一般的な力率補正チップ４３０を用いて、スイッチ４２２により取り入れられる。スイッチ４２２、４４０は、インダクタ４５０、ダイオード４５２及びコンデンサ４５４を含む回路を用いて、入力力率を制御するために、同時に作動される。回路３００、３３０、４００及び４２０は、一般的な技術、および入力電圧波形及びＤＣ＃１の電流によって制御される使用可能なスイッチを用いた標準的な三相受動力率補正回路である。図１３〜図１６は、本発明の３段電源の第１段に対して実行できるある変形例を例証する。当然、力率を改善し、かつ電気アーク溶接機の電源を駆動するのに用いられるタイプのＤＣ及びＡＣ信号の高調波ひずみを低減するその他の技術もある。どのような一般的な回路も、本発明の新規なコンセプトを用いない他の電源に用いられるのと同じ方法で、本発明に組み込むことができる。

段ＩＩの非調整型インバータＡは、種々のインバータ回路を用いることができる。好適な回路を図１７に示し、該インバータは、絶縁変圧器２５０の一次巻線２５２に対する入力によって形成される第１の部分または一次側と、二次巻線２５４の出力によって形成される第２の部分または二次側との間で分割されている。まず、インバータＡの該第１の部分または一次側について説明すると、ペアのスイッチＳＷ１／ＳＷ３及びＳＷ２／ＳＷ４が、コンデンサ５４８の両端にあり、リード５０２、５０４によって接続されているフルブリッジ回路５００が用いられている。これらのスイッチは、それぞれ、ライン５１０、５１２、５１４及び５１６上のゲートパルスによって交番順に通電される。コントローラ１９４は、ライン５１０〜５１６にゲートパルスを出力し、かつ上述したように、回路２６０からのライン２６２上の論理によって決まる調節されたデューティサイクルを出力する。該デューティサイクルは、ライン５１０、５１２及びライン５１４、５１６の位相を変えることにより制御される。回路２６０は、上記ペアのスイッチのデューティサイクルまたは位相を調節する。この調節は、インバータＡの動作中、固定される。実際には、回路５００は、約１００％のデューティサイクルまたは位相を有し、この場合、各スイッチのペアは、重複導通の最大期間を有する。コントローラ１９４は、上述したように、ライン１９６で示す適当な電源からの制御電圧を有する。回路５００の動作時、交流電流が一次巻線２５２を介して流れる。この電流は、通常、少なくとも約１００ｋＨｚの超高周波を有するため、構成要素のサイズ、重量及びコストを低減することができる。この高いスイッチング周波数は、溶接動作によって必然的に決まるものではないが、上記３段電源の非調整型段Ａの効率のために選択される。インバータＡの第２の部分または二次側は、同期整流素子５２２、５２４を有する整流器５２０である。同期整流素子は、通常の電気工学においては公知であり、本願明細書に援用するＢｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書に記載されている。これらの素子は、一般的な技術に従って、二次巻線２５４の対向端部で生成されるライン５２６、５２８上の信号で制御される。リード５３０、５３２及び５３４は、リード２０ａ、２０ｂの両端にＤＣ電圧（ＤＣ＃２）を生成する整流器５２０の出力リードを形成する。該電流は、チョーク５４４によって平滑され、一般的な溶接技術に従ってコンデンサ５４６の両端に生じる。インバータＡは調節されず、これは、溶接動作からの実時間フィードバック信号によって調節されないことを意味する。該インバータは、単に、ＤＣバス１２（ＤＣ＃１）をＤＣバス２０（ＤＣ＃２）に変換する。この変換は、インバータＡを用いた電源の非調整型の第３段に向けられる電圧の実質的な低減を可能にする。この電圧の低減は、変圧器２５０の巻数比によって基本的に決まり、好適な実施形態において、該比は、約４：１である。従って、出力バス２０上の固定電圧は、上記第１段の出力バス１２上の固定電圧の約１／４である。非調整型段のいくつかの利点は、本願明細書に背景情報として援用する、Ｄｒ．Ｒａｙ Ｒｉｄｌｅｙの“Ｔｈｅ ｉｎｃｒｅｄｉｂｌｅ Ｓｈｒｉｎｋｉｎｇ（Ｕｎｒｅｇｕｒａｔｅｄ）Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ”という論文に含まれている。基本的な利点は、周波数を１００ｋＨｚ超まで増加させて、該インバータ段のサイズ及びコストを低減する能力である。

本発明の新規な段ＩＩを構成する非調整型インバータＡに対して、様々な回路を用いることができる。特定の種類のインバータは、本発明の限定的な特徴ではない。いくつかのインバータを本発明に用いてきた。図１８〜図２１にいくつか例示しておく。図１８において、インバータＡは、変圧器２５０の一次側のフルブリッジ回路６００を用いるように示されている。スイッチ及びダイオードの並列回路６０２、６０４、６０６及び６０８は、図１７に示すインバータＡの態様に関して説明したように、一般的な位相フルブリッジ技術に従って作動する。直列スイッチ回路６１０、６１２及び６１４、６１６を有するカスケードブリッジを用いた、インバータＡの内部機構の変形例を図１９に示す。これらのスイッチ回路は、ハーフブリッジと同様に作動し、コンデンサ６２０と並列で、ダイオード６２２、６２４と直列のスイッチング回路にエネルギを供給する入力コンデンサ５４８ａ、５４８ｂを含む。該２つのスイッチ回路は、直列なため、図１７のフルブリッジインバータのための技術と同様の位相制御技術を用いた場合には、個別のスイッチの両端に、低減された電圧が生じる。この種のインバータスイッチングネットワークは、本願明細書に援用するＣａｎａｌｅｓ−Ａｂａｒｃａの米国特許第６，３４９，０４４号明細書に説明されており、３レベルインバータとも呼ばれることがあるカスケードブリッジを用いたインバータが示されている。スイッチ６３０、６３２が、変圧器２５０ａの一次巻線の部分２５２ａにパルスを供給する二重フォワードインバータを図２０に示す。同様に、スイッチ６３４、６３６は、第１の部分２５２ｂに反対極性のパルスを供給するために、同時に作動する。該交流パルスは、二次巻線２５４に絶縁されたＤＣ出力を生成するために、変圧器２５０ａの一次巻線にＡＣを生成する。一般的なハーフブリッジ回路は、図２１のインバータＡの構造のように示される。このハーフブリッジは、交互にスイッチングされて、変圧器２５０の一次巻線２５２にＡＣを生成するスイッチ６４０、６４２を含む。二次側の絶縁されたＡＣ信号が整流されて、ＤＣ＃２としてリード２０ａ、２０ｂ上に出力されるように、変圧器２５０の一次巻線にＡＣ信号を供給するために、これら及びその他のスイッチング回路を用いることができる。ある典型的で一般的なスイッチングネットワークの単なる説明は、徹底的なものであるとはみなされないが、まさに例証であるとみなされる。

本発明は、溶接電流が上記第２段では実行されない、電気アーク溶接用電源を含む。この段では、高電圧を有するＤＣバスが、第３段を駆動するための低電圧を有する固定ＤＣバス（ＤＣ＃２）に変換され、該第３段は、電気アーク溶接に適した電流を供給する調節型の段である。電気アーク溶接は、プラズマ切断のコンセプト等の他の溶接関連用途を含み、かつ含むように意図されている。上記３つの段に用いられる種々の回路は、３段電源である基本的な構造のための様々な構造を構成するように組み合わせることができる。

以上説明したように、本願の技術構成をまとめると以下のようになる。
（１）ＡＣ入力及び第１のＤＣ出力信号を有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、所定のデューティサイクルで、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換する高周波でスイッチングされるスイッチからなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線と第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線とを有する絶縁変圧器と、前記スイッチの前記デューティサイクルに関連する大きさで、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータである第２ステージと、

前記第２のＤＣ出力信号を、電気アーク溶接プロセスにおける溶接のための溶接出力に変換する第３ステージと、
で構成したことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源である。
（２）．（１）において、前記入力ステージは、整流器と、力率補正コンバータとを含むように構成されている。
（３）．（２）において、前記力率補正コンバータは、ブーストコンバータである。
（４）．（２）において、前記力率補正コンバータは、バックコンバータである。
（５）．（２）において、前記力率補正コンバータは、バック＋ブーストコンバータである。
（６）．（２）において、前記力率補正コンバータは、２レベルコンバータである。
（７）．（２）において、前記力率補正コンバータは、能動コンバータである。
（８）．（２）において、前記力率補正コンバータは、受動コンバータである。
（９）．（３）において、前記ＡＣ入力は、三相または単相入力である。
（１０）．（２）において、前記ＡＣ入力は、三相または単相入力である。

（１１）．（１）において、前記ＡＣ入力は、三相または単相入力である。
（１２）．（３）において、前記ＡＣ入力は、単相入力である。
（１３）．（２）において、前記ＡＣ入力は、単相入力である。
（１４）．（１）において、前記ＡＣ入力は、単相入力である。
（１５）．（３）において、前記入力ステージは、調整型コンバータステージである。
（１６）．（１５）において、前記調整型コンバータステージは、制御電圧を有するコントローラと、前記ＤＣ出力信号から前記制御電圧を生成する電圧回路とを有する。
（１７）．（１６）において、前記電圧回路は、前記第１のＤＣ出力電圧を低減するバックコンバータを含む。
（１８）．（１５）において、前記調整型コンバータステージは、前記第１の出力信号から前記調整型コンバータステージまでのフィードバック回路を含む。
（１９）．（２）において、前記入力ステージは、調整型コンバータステージである。
（２０）．（１９）において、前記調整型コンバータステージは、制御電圧を有するコントローラと、前記ＤＣ出力信号から前記制御電圧を生成する電圧回路とを有する。

（２１）．（２０）において、前記電圧回路は、前記第１のＤＣ出力電圧を低減するバックコンバータを含む。
（２２）．（１９）において、前記調整型コンバータステージは、前記第１の出力信号から前記調整型コンバータステージまでのフィードバック回路を含む。
（２３）．（１）において、前記入力ステージは、調整型コンバータステージである。
（２４）．（２３）において、前記調整型コンバータステージは、制御電圧を有するコントローラと、前記ＤＣ出力信号から前記制御電圧を生成する電圧回路とを有する。
（２５）．（２４）において、前記電圧回路は、前記第１のＤＣ出力電圧を低減するバックコンバータを含む。
（２６）．（２３）において、前記調整型コンバータステージは、前記第１の出力信号から前記調整型コンバータステージまでのフィードバック回路を含む。
（２７）．（２３）において、前記調整型コンバータステージは、前記第２のＤＣ出力信号から前記調整型コンバータステージまでのフィードバック回路を含む。
（２８）．（１９）において、前記調整型コンバータステージは、前記第２のＤＣ出力信号から前記調整型コンバータステージまでのフィードバック回路を含む。
（２９）．（１５）において、前記調整型コンバータステージは、前記第２のＤＣ出力信号から前記調整型コンバータステージまでのフィードバック回路を含む。
（３０）．（２３）において、前記スイッチからなるネットワークは、フルブリッジインバータである。

（３１）．（２３）において、前記スイッチからなるネットワークは、ハーフブリッジインバータである。
（３２）．（２３）において、前記スイッチからなるネットワークは、二重フォワードインバータである。
（３３）．（２３）において、前記スイッチからなるネットワークは、カスケードブリッジである。
（３４）．（１４）において、前記スイッチからなるネットワークは、フルブリッジインバータである。
（３５）．（１４）において、前記スイッチからなるネットワークは、ハーフブリッジインバータである。
（３６）．（１４）において、前記スイッチからなるネットワークは、二重フォワードインバータである。
（３７）．（１４）において、前記スイッチからなるネットワークは、カスケードブリッジである。
（３８）．（１１）において、前記スイッチからなるネットワークは、フルブリッジインバータである。
（３９）．（１１）において、前記スイッチからなるネットワークは、ハーフブリッジインバータである。
（４０）．（１１）において、前記スイッチからなるネットワークは、二重フォワードインバータである。

（４１）．（１１）において、前記スイッチからなるネットワークは、カスケードブリッジである。
（４２）．（３）において、前記スイッチからなるネットワークは、フルブリッジインバータである。
（４３）．（３）において、前記スイッチからなるネットワークは、ハーフブリッジインバータである。
（４４）．（３）において、前記スイッチからなるネットワークは、二重フォワードインバータである。
（４５）．（３）において、前記スイッチからなるネットワークは、カスケードブリッジである。
（４６）．（２）において、前記スイッチからなるネットワークは、フルブリッジインバータである。
（４７）．（２）において、前記スイッチからなるネットワークは、ハーフブリッジインバータである。
（４８）．（２）において、前記スイッチからなるネットワークは、二重フォワードインバータである。
（４９）．（２）において、前記スイッチからなるネットワークは、カスケードブリッジである。
（５０）．（１）において、前記スイッチからなるネットワークは、フルブリッジインバータである。

（５１）．（１）において、前記スイッチからなるネットワークは、ハーフブリッジインバータである。
（５２）．（１）において、前記スイッチからなるネットワークは、二重フォワードインバータである。
（５３）．（１）において、前記スイッチからなるネットワークは、カスケードブリッジである。
（５４）．（５３）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（５５）．（５３）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（５６）．（５２）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（５７）．（５２）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（５８）．（５１）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（５９）．（５１）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（６０）．（５０）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。

（６１）．（５０）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（６２）．（２３）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（６３）．（２３）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（６４）．（１１）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（６５）．（１１）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（６６）．（２）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（６７）．（２）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（６８）．（１）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（６９）．（１）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（７０）．（５３）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。

（７１）．（５２）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。
（７２）．（５１）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。
（７３）．（５０）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。
（７４）．（２３）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。
（７５）．（１１）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。
（７６）．（２）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。
（７７）．（１）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。
（７８）．（７７）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（７９）．（５３）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（８０）．（５２）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。

（８１）．（５１）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（８２）．（５０）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（８３）．（２３）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（８４）．（１１）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（８５）．（２）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（８６）．（１）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（８７）．（８６）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（８８）．（７７）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（８９）．（６９）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９０）．（６８）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。

（９１）．（６７）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９２）．（６６）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９３）．（５３）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９４）．（５２）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９５）．（５１）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９６）．（５０）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９７）．（４９）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９８）．（４８）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（９９）．（４７）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（１００）．（４６）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。

（１０１）．（１１）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（１０２）．（３）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（１０３）．（２）において、前記第１のＤＣ出力信号は、ＤＣバス上の固定電圧である。
（１０４）．（１）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバスである。
（１０５）．（１０４）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１０６）．（１０５）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。
（１０７）．（１０３）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１０８）．（１０７）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。
（１０９）．（８８）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１１０）．（１０９）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。

（１１１）．（８６）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１１２）．（１１１）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。
（１１３）．（７７）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１１４）．（１１３）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。
（１１５）．（６９）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１１６）．（１１５）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。
（１１７）．（６８）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１１８）．（１１７）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。
（１１９）．（３）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１２０）．（１１９）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。

（１２１）．（２）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１２２）．（１２１）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。
（１２３）．（１）において、前記第２ステージにおける前記整流器は、同期整流素子を用いる。
（１２４）．（１２３）において、前記同期整流素子は、前記二次巻線によって同期される。
（１２５）．（１２４）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１２６）．（１２３）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１２７）．（１２２）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１２８）．（１２１）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１２９）．（１０４）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３０）．（１０３）において、前記第３ステージは、チョッパである。

（１３１）．（１０２）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３２）．（８６）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３３）．（７７）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３４）．（６９）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３５）．（６８）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３６）．（５３）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３７）．（５２）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３８）．（５１）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１３９）．（２３）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１４０）．（１１）において、前記第３ステージは、チョッパである。

（１４１）．（１０）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１４２）．（９）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１４３）．（３）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１４４）．（２）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１４５）．（１）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（１４６）．（１２４）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１４７）．（１４６）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１４８）．（１２３）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１４９）．（１４８）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１５０）．（１２２）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。

（１５１）．（１５０）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１５２）．（１０４）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１５３）．（１５２）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１５４）．（１０３）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１５５）．（１５４）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１５６）．（１０２）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１５７）．（１６６）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１５８）．（８６）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１５９）．（１５８）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１６０）．（７７）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。

（１６１）．（１６０）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１６２）．（６９）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１６３）．（１６２）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１６４）．（６８）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１６５）．（１６４）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１６６）．（５３）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１６７）．（１６６）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１６８）．（５２）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１６９）．（１６８）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１７０）．（５１）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。

（１７１）．（１７０）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１７２）．（２３）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１７３）．（１７２）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１７４）．（１１）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１７５）．（１７４）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１７６）．（１０）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１７７）．（１７６）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１７８）．（９）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１７９）．（１７８）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１８０）．（３）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。

（１８１）．（１８０）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１８２）．（２）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１８３）．（１８２）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１８４）．（１）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（１８５）．（１８４）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（１８６）．（１２４）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１８７）．（１２３）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１８８）．（１２２）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１８９）．（１２１）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９０）．（１０４）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。

（１９１）．（１０３）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９２）．（１０２）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９３）．（８６）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９４）．（７７）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９５）．（６９）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９６）．（６８）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９７）．（５３）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９８）．（５２）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（１９９）．（５１）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２００）．（２３）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。

（２０１）．（１１）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２０２）．（１０）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２０３）．（９）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２０４）．（３）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２０５）．（２）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２０６）．（１）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２０７）．（１）において、前記第２のＤＣ出力信号は、前記第１のＤＣ出力信号よりも実質的に小さい。
（２０８）．（１）において、前記電源は、前記溶接に適した電流によって前記入力ステージを調節する回路を含む。
（２０９）．（１）において、前記電源は、前記溶接に適した電流によって前記第３ステージを調節する回路を含む。
（２１０）．（１）において、前記入力ステージは、整流器のみを含む。

（２１１）．（２１０）において、前記ＡＣ入力は、三相または単相入力である。
（２１２）．（２１０）において、前記スイッチからなるネットワークは、フルブリッジインバータである。
（２１３）．（２１０）において、前記スイッチからなるネットワークは、ハーフブリッジインバータである。
（２１４）．（２１０）において、前記スイッチからなるネットワークは、二重フォワードインバータである。
（２１５）．（２１０）において、前記スイッチからなるネットワークは、カスケードブリッジである。
（２１６）．（２１１）において、前記力率補正コンバータは、ブーストコンバータである。
（２１７）．（２１０）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（２１８）．（２１０）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（２１９）．（２１０）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（２２０）．（２１０）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。

（２２１）．（２２０）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（２２２）．（ａ）第１ステージにおいて、ＡＣ電源を第１のＤＣバス上の第１のＤＣバス電圧に変換する工程と、
（ｂ）第２ステージにおいて、前記第１のＤＣバス電圧を、第２のＤＣバス上の第２のＤＣバス電圧に変換する工程であって、前記第２のバス電圧が、第１のＤＣバス電圧を定数倍した積であり、かつ前記第１のＤＣバスと前記第２のバスとが絶縁されており、
（ｃ）第３ステージにおいて、前記第２のＤＣバス電圧を溶接出力に変換する工程と、
（ｄ）前記第３ステージの前記溶接出力を調節して、所望の調整された溶接出力を得る工程と、
を含むことを特徴とするＡＣ電源から調整された溶接出力を生成する方法である。
（２２３）．（２２２）において、前記第１ステージは、（ｅ）前記第１ステージの力率補正をさらに含む。
（２２４）．（２２２）において、前記第２ステージは、高周波スイッチインバータであり、絶縁変圧器を含む。
（２２５）．（２２２）において、前記第２ステージは、ある巻数比を有する絶縁変圧器を含み、前記定数は、前記巻数比によって、少なくとも部分的に決まる。
（２２６）．（２２２）において、前記第２ステージは、スイッチングネットワークを含み、前記ネットワークのスイッチは、一定のデューティサイクルを有する。
（２２７）．（２２６）において、前記一定のデューティサイクルは、調節可能である。
（２２８）．（２２２）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（２２９）．（２２２）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（２３０）．（２２９）において、前記調整された溶接出力は、ＡＣ溶接出力である。

（２３１）．（２２２）において、前記調整された溶接出力は、２ＫＷを超える電力を有する。
（２３２）．前記第１ステージは、コントローラ電圧を有するコントローラを有し、
前記方法が、
（ｅ）前記第１のＤＣバス電圧から前記コントローラ電圧を得る工程を更に含むことを特徴とする。
（２３３）．（２３２）において、前記第３ステージは、コントローラ電圧を有するコントローラを有し、前記方法は、
（ｆ）前記第２のＤＣバスから、前記第３ステージのコントローラの前記コントローラ電圧を得ることを含む。
（２３４）．（２２２）において、前記第３ステージは、コントローラ電圧を有するコントローラを有し、前記方法は、
（ｅ）前記第２のＤＣバスから前記第３ステージのコントローラ電圧を得ることを含む。
（２３５）．（２２２）において、前記第２のＤＣバス電圧は、前記第１のＤＣバス電圧よりも低い電圧である。
（２３６）ＡＣ入力及び第１のＤＣ出力信号を有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記第１のＤＣ出力信号と電気的に絶縁され、かつ前記第１のＤＣ出力信号に対して所定比の大きさを有する第２のＤＣ出力信号とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの第２ステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を溶接に適した電流に変換する第３ステージと、
で構成したことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源である。
（２３７）．（２３６）において、前記入力ステージは、整流器と、力率補正コンバータとを含む。
（２３８）．（２３７）において、前記力率補正コンバータは、ブーストコンバータである。
（２３９）．（２３７）において、前記力率補正コンバータは、バックコンバータである。
（２４０）．（２３７）において、前記力率補正コンバータは、能動コンバータである。

（２４１）．（２３７）において、前記力率補正コンバータは、受動コンバータである。
（２４２）．（２３６）において、前記ＡＣ入力は、三相または単相入力である。
（２４３）．（２３６）において、前記入力ステージは、調整型コンバータステージである。
（２４４）．（２４３）において、前記調整型コンバータステージは、制御電圧を有するコントローラと、前記第１のＤＣ出力信号から前記制御電圧を生成する電圧回路とを有する。
（２４５）．（２４４）において、前記電圧回路は、前記第１のＤＣ出力電圧を低減するバックコンバータを含む。
（２４６）．（２３６）において、前記第２ステージは、インバータである。
（２４７）．（２４６）において、前記インバータは、高周波スイッチングを伴うスイッチを有し、前記スイッチは、前記スイッチを作動させる一定のデューティサイクルを有する。
（２４８）．（２４７）において、前記デューティサイクルは、約１００％に固定されている。
（２４９）．（２４７）において、前記デューティサイクルは、調節可能である。
（２５０）．（２４７）において、前記デューティサイクルは、前記スイッチの位相によって制御される。

（２５１）．（２４７）において、前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚ以上である。
（２５２）．（２３６）において、前記第２ステージは、一次巻線及び二次巻線を有する絶縁変圧器を有する。
（２５３）．（２５２）において、前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有する。
（２５４）．（２３６）において、前記第１のＤＣ出力信号は、固定ＤＣバス電圧である。
（２５５）．（２３６）において、前記第２ステージは、同期整流素子を用いた整流器である。
（２５６）．（２３６）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（２５７）．（２３６）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（２５８）．（２５７）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（２５９）．（２３６）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２６０）．（２５９）において、前記第２のＤＣ信号は、前記第１のＤＣ信号よりも実質的に小さい電圧である。

（２６１）．（２４２）において、前記第２のＤＣ信号は、前記第１のＤＣ信号よりも実質的に小さい電圧である。
（２６２）．（２４３）において、前記第２のＤＣ信号は、前記第１のＤＣ信号よりも実質的に小さい電圧である。
（２６３）．（２４４）において、前記第２のＤＣ信号は、前記第１のＤＣ信号よりも実質的に小さい電圧である。
（２６４）．（２５２）において、前記第２のＤＣ信号は、前記第１のＤＣ信号よりも実質的に小さい電圧である。
（２６５）．（２３６）において、前記第２のＤＣ信号の電圧は、前記第１のＤＣ信号の電圧よりも実質的に低い電圧である。
（２６６）パラメータを有した電気アーク溶接プロセス用電源であって、前記電源が、

ＡＣ入力信号を第１のＤＣバス上の第１のＤＣバス電圧に変換する入力ステージと、
前記第１のＤＣバス電圧を、前記第１のＤＣバスと絶縁された第２のＤＣバス上の第２のＤＣバス電圧に変換する第２ステージと、
前記溶接プロセスからのパラメータのフィードバックにより、前記第２のＤＣバス電圧を溶接信号に調節する第３ステージと、
を含むことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源である。

（２６７）．（２６６）において、前記入力ステージは、整流器と、力率補正コンバータとを含む。
（２６８）．（２６７）において、前記力率補正コンバータは、ブーストコンバータである。
（２６９）．（２６７）において、前記力率補正コンバータは、バックコンバータである。
（２７０）．（２６７）において、前記力率補正コンバータは、能動コンバータである。

（２７１）．（２６７）において、前記力率補正コンバータは、受動コンバータである。
（２７２）．（２６６）において、前記第３ステージは、チョッパである。
（２７３）．（２６６）において、前記第３ステージは、調整型コンバータである。
（２７４）．（２７３）において、前記調整型コンバータは、極性回路を駆動してＡＣ溶接信号を生成する。
（２７５）．（２６６）において、前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有する。
（２７６）．（２７５）において、前記第２のＤＣバスは、前記第１のＤＣバスよりも実質的に小さい電圧である。
（２７７）．（２６６）において、前記第２のＤＣバスは、前記第１のＤＣバスよりも実質的に小さい電圧である。
（２７８）ＡＣ入力と、第１のＤＣ出力信号と、電圧入力と第１ステージに第１の制御信号を供給する第１の制御出力とを具備する第１ステージコントローラとを有する第１ステージと、

前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記第１のＤＣ出力信号と電気的に絶縁された第２のＤＣ出力信号と、電圧入力と第２ステージに第２の制御信号を供給する第２の制御出力とを具備する第２ステージコントローラとを有する第２ステージと、
前記第２のＤＣ出力信号に接続された入力と、溶接信号出力と、電圧入力と第３ステージに第３の制御信号を供給する第３の制御出力とを具備する第３ステージコントローラとを有する第３ステージと、
で構成したことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源である。

（２７９）．（２７８）において、前記第２ステージは、非調整型ＤＣ／ＤＣ絶縁コンバータである。
（２８０）．（２７９）において、前記電源は、第１のコントローラ電圧を、前記コントローラのうちの少なくとも１つの電圧入力に供給する第１の電源をさらに備える。

（２８１）．（２７８）において、前記電源は、第１のコントローラ電圧を、前記コントローラのうちの１つの電圧入力に供給する第１の電源をさらに備える。
（２８２）．（２８０）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記コントローラのうちの２つの前記電圧入力に供給する。
（２８３）．（２８１）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記コントローラのうちの２つの前記電圧入力に供給する。
（２８４）．（２８２）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第１及び第２のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２８５）．（２８０）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第１及び第２のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２８６）．（２８３）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第１及び第２のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２８７）．（２８１）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第１及び第２のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２８８）．（２８０）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第１のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２８９）．（２８１）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第１のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２９０）．（２８０）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第２のコントローラの前記電圧入力に供給する。

（２９１）．（２８１）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第２のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２９２）．（２８８）において、前記電源は、第２のコントローラ電圧を、前記第２のコントローラの前記電圧入力に供給する第２の電源をさらに備える。
（２９３）．（２８９）において、前記電源は、第２のコントローラ電圧を、前記第２のコントローラの前記電圧入力に供給する第２の電源をさらに備える。
（２９４）．（２９２）において、前記第２の電源は、前記第２のコントローラ電圧を、前記第２及び第３のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２９５）．（２９３）において、前記第２の電源は、前記第２のコントローラ電圧を、前記第２及び第３のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（２９６）．（２８８）において、前記電源は、前記第３のコントローラの前記電圧入力に第２のコントローラ電圧を供給する第２の電源をさらに備える。
（２９７）．（２８９）において、前記電源は、前記第３のコントローラの前記電圧入力に第２のコントローラ電圧を供給する第２の電源をさらに備える。
（２９８）．（２８４）において、前記電源は、前記第３のコントローラの前記電圧入力に第２のコントローラ電圧を供給する第２の電源をさらに備える。
（２９９）．（２８４）において、前記電源は、前記第３のコントローラの前記電圧入力に第２のコントローラ電圧を供給する第２の電源をさらに備える。
（３００）．（２８４）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第１、第２及び第３のコントローラの前記電圧入力に供給する。

（３０１）．（２８６）において、前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を、前記第１、第２及び第３のコントローラの前記電圧入力に供給する。
（３０２）．（２８０）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３０３）．（２８１）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３０４）．（２８２）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３０５）．（２８３）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３０６）．（２８４）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３０７）．（２８５）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３０８）．（２８６）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３０９）．（２８７）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３１０）．（２８８）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。

（３１１）．（２８９）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３１２）．（２９０）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３１３）．（２９１）において、前記第１の電源は、前記第１のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３１４）．（３００）において、前記第１の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３１５）．（３０１）において、前記第１の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第１のコントローラ電圧を生成する。
（３１６）．（２９２）において、前記第２の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第２のコントローラ電圧を生成する。
（３１７）．（２９３）において、前記第２の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第２のコントローラ電圧を生成する。
（３１８）．（２９４）において、前記第２の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第２のコントローラ電圧を生成する。
（３１９）．（２９５）において、前記第２の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第２のコントローラ電圧を生成する。
（３２０）．（２９６）において、前記第２の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第２のコントローラ電圧を生成する。

（３２１）．（２９７）において、前記第２の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第２のコントローラ電圧を生成する。
（３２２）．（２９８）において、前記第２の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第２のコントローラ電圧を生成する。
（３２３）．（２９９）において、前記第２の電源は、前記第２のＤＣ出力信号から前記第２のコントローラ電圧を生成する。

０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１２ ＡＣ入力信号
１４ ＤＣバス
２０ 第２のＤＣ出力
３０ コンバータ
ＰＳ１ 電源
Ａ 非調整型インバータ
Ｂ ライン
Ｃ フィードバック制御または調節ループ

Claims (65)

1. 電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
   第１の大きさを有する、ＡＣ入力信号と第１のＤＣバス上の第１の固定ＤＣ出力信号とを有するコンバータである入力ステージと、
   前記第１のＤＣバス上の前記第１の固定ＤＣ出力信号を入力信号として有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータである第２ステージであって、前記第２ステージは、前記電気アーク溶接プロセスからのリアルタイムフィードバック信号によって調整されない非調整の第２ステージであり、電源の動作中において一定である所定のデューティサイクルの高周波でスイッチングして前記第２ステージの前記第１の固定ＤＣ出力信号を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換する複数のスイッチからなるネットワークと、一次巻線及び二次巻線を有し、前記第１の内部高周波ＡＣ信号とは異なる第２の内部ＡＣ信号を生成する絶縁変圧器と、前記第２の内部ＡＣ信号を、前記スイッチの前記デューティサイクルに関連する第２の大きさを有する溶接には使用されない第２の固定ＤＣ出力信号に変換し、前記第２の大きさは前記第１の大きさ未満であり、前記第２の固定ＤＣ出力信号は第２のＤＣバス上にある整流器と、を有する第２ステージと、
   前記第２の固定ＤＣ出力信号を入力信号として受け取り、前記電気アーク溶接プロセスからのフィードバック信号によって調整される第３ステージ調整型コンバータであって、前記第２の固定ＤＣ出力信号を溶接に使用する出力信号に変換し、前記入力ステージ及び前記第２ステージと分離されかつ異なって前記第２の固定ＤＣ出力信号を変換する第３ステージ調整型コンバータと、を備える、
   ことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源。
2. 前記入力ステージは、整流器と、力率補正コンバータとを含むことを特徴とする請求項１記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
3. 前記力率補正コンバータは、バック＋ブーストコンバータ、バックコンバータ、及び、受動コンバータのいずれかであることを特徴とする請求項２記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
4. 前記力率補正コンバータは、２レベルコンバータであることを特徴とする請求項２記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
5. 前記力率補正コンバータは、能動コンバータであることを特徴とする請求項２記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
6. 前記ＡＣ入力は、三相または単相入力であることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
7. 前記入力ステージは、制御電圧を有するコントローラと前記第１の固定ＤＣ出力信号から前記制御電圧を生成する電圧回路とを有する調整型コンバータステージを含むことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
8. 前記調整型コンバータステージは、前記調整型コンバータステージを調整するための、前記第１の固定ＤＣ出力信号からのフィードバック回路を含むことを特徴とする請求項７記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
9. 前記調整型コンバータステージは、前記調整型コンバータステージを調整するための、前記第２の固定ＤＣ出力信号からのフィードバック回路を含むことを特徴とする請求項７記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
10. 前記複数のスイッチからなるネットワークは、フルブリッジインバータ、ハーフブリッジインバータ、二重フォワードインバータ、及び、カスケードブリッジのいずれかであることを特徴とする請求項１〜９の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
11. 前記デューティサイクルは、約１００％に固定されていることを特徴とする請求項１〜１０の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
12. 前記デューティサイクルは、前記電源が動作していないときに調節可能であることを特徴とする請求項１〜１１の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
13. 前記高スイッチング周波数は、約１８ｋＨｚより大きいことを特徴とする請求項１〜１２の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
14. 前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有することを特徴とする請求項１〜１３の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
15. 前記第３ステージは、チョッパであることを特徴とする請求項１〜１４の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
16. 前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有することを特徴とする請求項１〜１５の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
17. 溶接に適した電流により前記第３ステージを調整するための回路を含むことを特徴とする請求項１〜１６の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
18. 調整型溶接出力を供給する方法であって、
    （ａ）第１ステージへの第１のＡＣ電力供給入力信号を第１のＤＣバス上の第１の固定ＤＣバス電圧出力信号に変換する工程と、
    （ｂ）第２ステージへの入力信号としての前記第１の固定ＤＣバス電圧出力信号を、前記第２ステージの複数のスイッチのネットワークを用いて、第２のＡＣ信号に変換する工程であって、前記ネットワークは、前記調整型溶接出力からのリアルタイムフィードバック信号によって調整されない非調整のコントローラ出力によって特徴付けられた一定のデューティサイクルを有する工程と、
    （ｃ）前記第２のＡＣ信号を、溶接に用いられない、第２のＤＣバス上の第２の固定ＤＣバス電圧出力信号に整流する工程であって、前記第２の固定ＤＣバス電圧出力信号は、前記第２の固定ＤＣバス電圧信号が前記第１の固定ＤＣバス電圧信号よりも小さくなるように、定数を前記第１のＤＣバスに乗算した積であり、前記第２のＤＣバスは、前記第２ステージによって前記第１のＤＣバスから絶縁されている工程と、
    （ｄ）第３ステージへの入力信号としての前記第２の固定ＤＣバス電圧出力信号を溶接に使用される前記第３ステージの出力信号に変換する工程であって、前記第２の固定ＤＣバス電圧出力信号は、前記第１ステージ及び第２ステージと分離されかつ異なって変換される工程と、
    （ｅ）前記第３ステージの前記出力信号を前記調整型溶接出力からのフィードバック信号により調整する工程であって、前記第３ステージの前記出力信号を所望の調整された溶接出力にする工程と、
    を有することを特徴とする方法。
19. 前記第１ステージは、
    （ｆ）前記第１ステージの力率補正する工程、
    を更に含むことを特徴とする請求項１８記載の方法。
20. 前記第２ステージは、高周波スイッチインバータであり、絶縁変圧器を含むことを特徴とする請求項１８又は１９記載の方法。
21. 前記第２ステージは、ある巻数比を有する絶縁変圧器を含み、前記定数は、前記巻数比によって、少なくとも部分的に決まることを特徴とする請求項１８〜２０の何れかに記載の方法。
22. 前記第２ステージは、スイッチングネットワークを含み、前記スイッチングネットワークのスイッチは、一定のデューティサイクルを有することを特徴とする請求項１８〜２１の何れかに記載の方法。
23. 前記一定のデューティサイクルは、調整可能であることを特徴とする請求項２２記載の方法。
24. 前記第３ステージは、チョッパであることを特徴とする請求項１８〜２３の何れかに記載の方法。
25. 前記調整された溶接電流は、２ＫＷを超える電力を有することを特徴とする請求項１８〜２４の何れかに記載の方法。
26. 前記第１ステージは、コントローラ電圧を有するコントローラを有し、
    前記方法が、
    （ｆ）前記第１のＤＣバスから前記コントローラ電圧を得る工程を含むことを特徴とする請求項１８〜２５の何れかに記載の方法。
27. 前記第３ステージは、コントローラ電圧を有するコントローラを有し、
    前記方法が、
    （ｆ）前記第２のＤＣバスから前記第３ステージのコントローラ電圧の前記コントローラ電圧を得る工程を含むことを特徴とする請求項２６に記載の方法。
28. 前記第３ステージは、コントローラ電圧を有するコントローラを有し、
    前記方法が、
    （ｆ）前記第２のＤＣバスから前記第３ステージのコントローラ電圧を得る工程を含むことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
29. 電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
    整流器とＤＣ／ＤＣコンバータとを有し、ＡＣ入力信号を第１の固定ＤＣ出力信号に変換する入力ステージと、
    前記電気アーク溶接プロセスからのリアルタイムフィードバック信号によって調整されない、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータである第２ステージであって、前記第１の固定ＤＣ出力信号のための第１のＤＣバスである入力と、溶接のために適切でなく、前記第１の固定ＤＣ出力信号と電気的に絶縁されており、前記第１の固定ＤＣ出力信号に対する所定割合の大きさを有する第２の固定ＤＣ出力信号のための第２のＤＣバスである出力と、を有する第２ステージと、
    第３ステージ調整型コンバータであって、前記第２の固定ＤＣ出力信号を前記第３ステージへの入力信号として有し、前記第２の固定ＤＣ出力信号を溶接に好適な電流出力信号に変換するために前記電気アーク溶接プロセスからのフィードバック信号によって調整され、前記入力ステージ及び前記第２ステージと分離されかつ異なって前記第２の固定ＤＣ出力信号を変換する第３ステージと、を備える、
    ことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源。
30. 前記入力ステージのＤＣ／ＤＣコンバータは、力率補正コンバータを含むことを特徴とする請求項２９記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
31. 前記力率補正コンバータは、バック＋ブーストコンバータであることを特徴とする請求項３０記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
32. 前記力率補正コンバータは、能動コンバータであることを特徴とする請求項３０記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
33. 前記ＡＣ入力は、三相または単相入力であることを特徴とする請求項２９〜３２の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
34. 前記入力ステージは、制御電圧を有するコントローラと前記第１の固定ＤＣ出力信号から前記制御電圧を生成する電圧回路とを有する調整型コンバータステージを含むことを特徴とする請求項２９〜３３の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
35. 前記第２ステージは、インバータであることを特徴とする請求項２９〜３４の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
36. 前記インバータは、高周波スイッチングを伴うスイッチを有し、前記スイッチは、前記スイッチを作動させる一定のデューティサイクルを有することを特徴とする請求項３５記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
37. 前記デューティサイクルは、約１００％に固定されていることを特徴とする請求項３６記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
38. 前記デューティサイクルは、調節可能であることを特徴とする請求項３６記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
39. 前記デューティサイクルは、前記スイッチの位相シフトによって制御されることを特徴とする請求項３６記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
40. 前記高周波スイッチングの周波数は、約１８ｋＨｚより大きいことを特徴とする請求項３６記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
41. 前記第２ステージは、一次巻線及び二次巻線を有する絶縁変圧器を有することを特徴とする請求項２９〜４０の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
42. 前記一次巻線は、前記二次巻線よりも実質的に多い巻数を有し、前記第２の固定ＤＣ出力信号の方が前記第１の固定ＤＣ出力信号よりも小さいことを特徴とする請求項４１記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
43. 前記第３ステージ調整型コンバータは、チョッパであることを特徴とする請求項２９〜４２の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
44. 前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有することを特徴とする請求項２９〜４３の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
45. 電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
    ＡＣ入力信号を第１の固定ＤＣバス上の第１の調整された固定ＤＣバス電圧出力信号に変換する第１の力率補正入力ステージと、
    第２ステージスイッチングインバータであって、前記第２ステージスイッチングインバータへの入力信号としての前記第１の調整された固定ＤＣバス電圧出力信号を、前記第１の固定ＤＣバスと絶縁された第２の固定ＤＣバス上の溶接に使用されない第２の固定ＤＣバス電圧出力信号に変換するための一定のデューティサイクルで動作する複数のスイッチからなるネットワークを含む一次側及び二次側を有し、前記電気アーク溶接プロセスからのリアルタイムフィードバック信号によって調整されない非調整の第２ステージスイッチングインバータであり、前記一次側を特徴付ける一次巻線と前記二次側を特徴付ける二次巻線とを有する絶縁変圧器と一次側のコンデンサ及び二次側のコンデンサを含む複数のコンデンサとを備え、前記ネットワークは前記一次側のコンデンサを横切って動作する、第２ステージスイッチングインバータと、
    入力信号としての前記第２の固定ＤＣバス電圧出力信号を有し、前記第２の固定ＤＣバス電圧出力信号を溶接に使用する出力信号に変換し、前記電気アーク溶接プロセスからのパラメータのフィードバックによって調整され、前記第１の力率補正入力ステージ及び前記第２ステージスイッチングインバータと分離されかつ異なって前記第２の固定ＤＣバス電圧出力信号を変換する調整型第３ステージコンバータと、を備える、
    ことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源。
46. 前記第１の力率補正入力ステージは、整流器と、力率補正コンバータとを含み、
    前記調整型第３ステージコンバータは、調整型第３ステージコンバータを調整し、前記電気アーク溶接プロセスからのフィードバックパラメータを調整される溶接信号に与える制御回路と波形ジェネレータとを有する、
    ことを特徴とする請求項４５記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
47. 前記力率補正コンバータは、バック＋ブーストコンバータであることを特徴とする請求項４５又は４６記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
48. 前記力率補正コンバータは、能動コンバータであることを特徴とする請求項４５又は４６記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
49. 前記調整型第３ステージコンバータは、チョッパであることを特徴とする請求項４５〜４８の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
50. 前記電源は、少なくとも５ＫＷの出力電力容量を有することを特徴とする請求項４５〜４８の何れかに記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
51. 電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
    第１ステージであって、ＡＣ入力信号と、第１の固定ＤＣ出力信号と、電圧入力及び前記第１ステージに第１の制御信号を提供するための第１の制御出力を有する第１ステージ用コントローラと、を有する第１ステージと、
    第２ステージであって、前記第２ステージへの入力信号としての前記第１の固定ＤＣ出力信号に接続された入力と、溶接には使用されず、前記第１の固定ＤＣ出力信号とは電気的に絶縁された第２の固定ＤＣ出力信号である出力信号と、電圧入力と前記第２ステージに第２の制御信号を提供するための第２の制御出力とを備える第２ステージ用コントローラによって規定される少なくとも１００ＫＨＺのスイッチング周波数の一定の動作デューティサイクルを有するスイッチを備えるスイッチングネットワークと、を備え、前記電気アーク溶接プロセスからのリアルタイムフィードバック信号によって調整されない非調整である第２ステージと、
    第３ステージであって、前記第３ステージへの入力信号としての前記第２の固定ＤＣ出力信号に接続された入力と、電圧入力と前記第２の固定ＤＣ出力信号を溶接に使用される出力信号に変換するための前記第３ステージに調整された第３の制御信号を提供するための第３の制御出力とを備える第３ステージ用コントローラと、を備え、前記第２の固定ＤＣ出力信号の変換は前記第１ステージ及び前記第２ステージとは分離されかつ異なっている第３ステージと、を備える、
    ことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源。
52. 前記第２ステージは、非調整型ＤＣ／ＤＣ絶縁コンバータであることを特徴とする請求項５１記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
53. 前記電気アーク溶接プロセス用電源は、第１のコントローラ電圧を前記コントローラのうちの１つの電圧入力に供給する第１の電源をさらに備えることを特徴とする請求項５１又は５２に記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
54. 前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を前記第２ステージ用コントローラの前記電圧入力に供給することを特徴とする請求項５３に記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
55. 前記電気アーク溶接プロセス用電源は、第２のコントローラ電圧を前記第２ステージ用コントローラの前記電圧入力に供給する第２の電源をさらに備えることを特徴とする請求項５３に記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
56. 前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を前記第１の固定ＤＣ出力信号から供給することを特徴とする請求項５５に記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
57. 前記第１の電源は、前記第１のコントローラ電圧を前記第２の固定ＤＣ出力信号から供給することを特徴とする請求項５５に記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
58. 前記第２の電源は、前記第２のコントローラ電圧を前記第２の固定ＤＣ出力信号から供給することを特徴とする請求項５５に記載の電気アーク溶接プロセス用電源。
59. ＭＩＧ溶接の方法であって、
    （ａ）被加工物に対して溶接ワイヤを前進させるステップと、
    （ｂ）入力信号及び出力信号によってそれぞれが特徴付けられた３つのステージの電源で溶接出力信号を生成するステップであって、前記３つのステージの電源は、ＡＣ入力信号及び第１の固定ＤＣ出力信号を有する調整型入力ステージと、非調整型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記溶接出力信号のリアルタイムフィードバック信号によって調整されないセンターステージと、を備え、前記センターステージは、前記第１の固定ＤＣ出力信号を入力信号として有し、かつ、前記第１の固定ＤＣ出力信号よりも小さく前記第１の固定ＤＣ出力信号から絶縁された第２の固定ＤＣ出力信号を有し、前記第２の固定ＤＣ出力信号は溶接には使用されない、ステップと、
    （ｃ）出力ステージへの入力信号としての前記第２の固定ＤＣ出力信号によって駆動される前記出力ステージを調整することによって前記第２の固定ＤＣ出力信号から前記溶接出力信号を生成するステップであって、前記出力ステージは、前記溶接出力信号によって調整され、前記第２の固定ＤＣ出力信号を溶接に使用する前記溶接出力信号に変換し、前記出力ステージは、前記入力ステージ及び前記センターステージと分離されかつ異なって前記第２の固定ＤＣ出力信号を変換するステージと、
    を有することを特徴とする方法。
60. 前記センターステージは、非調整型絶縁フルブリッジインバータであることを特徴とする請求項５９記載の方法。
61. 前記溶接出力信号は、ＤＣ信号であることを特徴とする請求項５９又は６０に記載の方法。
62. （ｄ）前記溶接ワイヤの周囲と前記被加工物上に粒状フラックスを供給するステップをさらに備えることを特徴とする請求項５９〜６１の何れかに記載の方法。
63. 前記溶接ワイヤは、フラックス芯付電極であることを特徴とする請求項５９〜６２の何れかに記載の方法。
64. 前記第１の固定ＤＣ出力信号は、４００〜５００Ｖで調整かつ制御されることを特徴とする請求項１，１８，２９，４５，５１，５９の何れかに記載の電源。
65. 電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
    整流器と前段調整型力率補正コンバータとを有し、ＡＣ入力信号を第１の大きさの第１の固定ＤＣ出力信号に変換する入力ステージと、
    前記電気アーク溶接プロセスからのリアルタイムフィードバック信号によって調整されない、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータである第２ステージであって、前記第１の固定ＤＣ出力信号に接続された入力と、コントローラと、前記第２ステージの入力における前記第１の固定ＤＣ出力信号を第１の内部ＡＣ信号に変換するために前記コントローラによって少なくとも１００ｋＨｚの前記電源の動作中において一定である所定のデューティサイクルの周波数でスイッチングする複数のスイッチのネットワークと、一次巻線及び二次巻線を有し前記第１の内部ＡＣ信号とは異なる第２の内部ＡＣ信号を作る絶縁変圧器と、前記第２の内部ＡＣ信号を前記一次巻線と前記二次巻線との巻数比に関連し前記第１の大きさよりも小さく溶接に用いられない第２の大きさの第２の固定ＤＣ出力信号に変換する整流器と、を備える第２ステージと、
    第３ステージであって、前記第２の固定ＤＣ出力信号を前記第３ステージへの入力信号として有し、前記第２の固定ＤＣ出力信号を溶接に使用される出力信号に変換し、前記電気アーク溶接プロセスからのフィードバック信号によって調整され、前記入力ステージ及び前記第２ステージと分離されかつ異なって前記第２の固定ＤＣ出力信号を変換する第３ステージと、を備える、
    ことを特徴とする電気アーク溶接プロセス用電源。

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