CN101478230B - 用于逆变桥的无源软开关电路 - Google Patents

Abstract

一种用于逆变桥的无源软开关电路，属于电力电子技术领域，该电路在直流母线之间串联三个电解电容，在桥臂中点与上下桥臂的开关器件之间分别接入一个耦合电感。第三个耦合电感的一端与一个二极管的阳极相连构成串联支路，该支路再与中间的电解电容并联。上下桥臂的开关器件分别并联由一个谐振电感，一个二极管和一个谐振电容构成的支路，在这两个支路的谐振电容与二极管的连接点上再分别接入一个二极管，这两个接入的二极管的另一端分别与中间电解电容的正负极相连。本发明实现开关器件的零电流开通和零电压关断，减小开关损耗；与无死区补偿的硬开关逆变电路相比，在死区时间内，输出相电流可以通过电解电容所在的支路续流，减小了死区的影响。

Description

用于逆变桥的无源软开关电路

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种用于逆变桥的无源软开关电路。

背景技术

电力电子技术是电子学的一个新型应用领域，其特征是用功率电子开关处理电力的控制与变换；常用的控制方法是斩波控制方式的脉冲宽度调制(PWM)技术。但在通常电力变换器电路中，全控型功率电子器件在PWM控制下进行开关换流，会出现硬开关效应：在开关过渡期间，电压或电流会出现高变化率的脉冲峰，同时两者波形有很大交叠区。因此，硬开关必然产生电路损耗大、电磁干扰严重、可靠性降低等缺陷；而且这种缺陷在较高频率下更严重。解决硬开关缺陷的有效方法是附加上软开关电路。其中无源软开关电路较简单，而且不需额外的辅助有源开关器件及其控制电路，也就不易带来成本的提高与可靠性的降低等缺陷。本发明涉及用于逆变桥的无源软开关电路。现代电力电子技术的高频大功率化发展使得开关损耗、电磁干扰(EMI)与开关频率、变换效率和市场规范之间的矛盾日益突出，与之相应的软开关技术得到十分密切的关注并具有很大的应用需求，成为近年来电力电子学科长久持续的研究热点和前沿领域。一些开关功率器件本身工作原理要求严格限制开关时电压和电流变化率，另一些新型器件虽然可以不采用开关辅助手段或仅需简单措施即可正常工作，但从提高变换效率、器件利用率，增强电磁兼容性以及装置可靠性着眼，软开关技术对任何开关功率变换器都是有益的。

软开关按照有无辅助开关器件可以分为两大类：有源软开关和无源软开关。有源的软开关逆变技术可以使功率开关器件开通之前电压先降为零，关断之前电流先降为零，实现零电压开通和零电流关断，但是需要附加额外的开关元件、辅助电源、检测手段、控制策略等，或改变传统硬开关PWM的工作模式、电路拓扑。导致控制复杂，附加成本较大，可靠性相对减低。无源的软开关逆变技术与之相对照，采用串联电感和并联电容的方法来降低开关器件开通时的电流变化率和关断时的电压变化率，实现零电流开通和零电压关断，适用于所有工作模式、控制策略，附加成本低，工作效率、可靠性较高。因此，可以认为未来软开关电路的发展趋势是以无源软开关拓扑电路为主。

发明内容

为了克服现有无源软开关电路技术的结构复杂、成本高的缺点，本发明提供一种用于逆变桥的无源软开关电路，该电路附加元件数量少，结构简单，成本低，无需额外的检测和控制，且无能量损耗，有利于提高逆变桥工作效率。

本发明采用的技术方案是：在直流母线之间串联了三个电解电容C_d1、C_d0、C_d2，开关器件S₁和S₄分别反并联二极管D₁和D₄，在开关器件S₁和S₄所在桥臂的中点与S₁之间接入耦合电感L₁，在开关器件S₁和S₄所在桥臂的中点与S₄之间接入耦合电感L₄，耦合电感L₁和L₄的连接点作为桥臂的中点；耦合电感L₁、L₄、L_f紧密耦合在同一铁芯上，耦合电感L_f的一端与电解电容C_d0的负极相连，L_f的另一端与二极管D_f的阳极相连，二极管D_f的阴极与电解电容C_d0的正极相连；谐振电容C_r1的一端接在耦合电感L₁与开关器件S₁的连接点上，C_r1的另一端与二极管D_d1的阴极相连，D_d1的阳极与电解电容C_d0的正极相连，二极管D_r1的阳极接在二极管D_d1与谐振电容C_r1的连接点上，D_r1的阴极与谐振电感L_r1的一端相连，L_r1的另一端接在直流母线上；谐振电容C_r2的一端接在耦合电感L₄与开关器件S₄的连接点上，C_r2的另一端与二极管D_d2的阳极相连，D_d2的阴极与电解电容C_d0的负极相连，二极管D_r2的阴极接在二极管D_d2与谐振电容C_r2的连接点上，D_r2的阳极与谐振电感L_r2的一端相连，L_r2的另一端接在直流母线上。

工作时，谐振电感和谐振电容发生谐振，使开关器件关断时，开关器件两端电压为零，然后使电压从零开始以较低的变化率上升，实现零电压关断，减小了关断损耗。连接在桥臂上的两个耦合电感中的剩余能量可以释放到电解电容上，保证开关器件开通时，与开关器件串联的耦合电感中的电流为零，在耦合电感的作用下，使流过开关器件的电流从零开始以较低的变化率上升，实现零电流开通，减小了开通损耗。

与无死区补偿的硬开关逆变电路相比，在死区时间内，输出相电流可以通过软开关电路中的储能元件电解电容所在的支路续流，减小了死区的影响，降低了低输出频率时的相电流畸变率。

本发明的无源软开关电路元件少，结构简单，成本低，该电路仅包含电感、电容、二极管等无源器件，不包括辅助有源器件和耗能元件电阻，所以无需额外的检测和控制，并可提高逆变桥臂的效率。

附图说明：

图1本发明逆变电路图；

图2本发明逆变电路的时序波形图；

图3本发明逆变电路的各工作模式等效电路图(a)模式1等效电路图；(b)模式2等效电路图；(c)模式2’等效电路图；(d)模式3等效电路图；(e)模式4等效电路图；(f)模式5等效电路图；(g)模式5’等效电路图；(h)模式6等效电路图；(i)模式7等效电路图；

图4本发明逆变电路的死区的等效电路图；(a)模式1与2之间的死区等效电路图；(b)模式4与5之间的死区等效电路图；

图5本发明逆变电路的控制方式示意图。

具体实施方式：

一、电路结构

参照图1，本发明的用于逆变桥的无源软开关电路在直流母线之间串联了三个电解电容C_d1、C_d0、C_d2，二极管D₁的阴极与开关器件S₁的集电极相连，二极管D₁的阳极与开关器件S₁的发射极相连，二极管D₄的阴极与开关器件S₄的集电极相连，二极管D₄的阳极与开关器件S₄的发射极相连，在开关器件S₁和S₄所在桥臂的中点与S₁之间接入耦合电感L₁，在开关器件S₁和S₄所在桥臂的中点与S₄之间接入耦合电感L₄，耦合电感L₁和L₄的连接点作为桥臂的中点。耦合电感L₁、L₄、L_f紧密耦合在同一铁芯上，L_f的一端与电解电容C_d0的负极相连，L_f的另一端与二极管D_f的阳极相连，二极管D_f的阴极与电解电容C_d0的正极相连。

谐振电容C_r1的一端接在耦合电感L₁与开关器件S₁的连接点上，C_r1的另一端与二极管D_d1的阴极相连，D_d1的阳极与电解电容C_d0的正极相连，二极管D_r1的阳极接在二极管D_d1与谐振电容C_r1的连接点上，D_r1的阴极与谐振电感L_r1的一端相连，L_r1的另一端接在直流母线上。

谐振电容C_r2的一端接在耦合电感L₄与开关器件S₄的连接点上，C_r2的另一端与二极管D_d2的阳极相连，D_d2的阴极与电解电容C_d0的负极相连，二极管D_r2的阴极接在二极管D_d2与谐振电容C_r2的连接点上，D_r2的阳极与谐振电感L_r2的一端相连，L_r2的另一端接在直流母线上。

二、工作原理

下面分析在一个开关周期内，本发明的无源软开关逆变电路的工作原理，它由7个工作模式组成，图2为本发明逆变电路在一个开关周期内的时序波形图，图3为本发明逆变电路的各工作模式等效电路图。

(1)模式1(t-t₀)：初始状态S₁导通，S₄关断，电流经过S₁流向负载，辅助电路不工作。

(2)模式2(t₀-t₁)：在t₀时刻，S₁关断，S₄导通，回路状态如图3(b)所示。辅助电路开始工作，C_r2和L_r2开始谐振，当v_Cr2从V_Cr2(0)变化到-V_Cd2时，谐振结束，二极管D_d2导通，电路进入工作模式2’；同时在模式2中C_d0通过D_d1，C_r1和L₁所在的支路向负载放电，C_r1被充电，当C_r1的电压从-V_Cd1变化到V_Cr1(0)时，v_Lf＝V_Cd0，模式2结束。

在t₀时刻，S₁的电压v_S1＝v_Cr1+V_Cd1＝0，即S₁关断之后，电压将会从零开始上升，不会先突变到某一电压值。在模式2中，S₁的电压表示如下：

v_S1＝v_Cr1+V_Cd1＝i_aZ₂sinω₂t+V_d(1-cosω₂t)    (1)

其电压变化率为：

$\frac{{\mathrm{dv}}_{s1}}{\mathrm{dt}}=i_a{Z}_2{\mathrm{\ω}}_2\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t+V_d{\mathrm{\ω}}_2\sin {\mathrm{\ω}}_{2}t---\left(2\right)$

在S₁关断时刻其电压变化率为：

${\frac{{\mathrm{dv}}_{s1}}{\mathrm{dt}}|}_{t=0}=i_a{Z}_2{\mathrm{\ω}}_2=\frac{i_a}{C_{r1}}---\left(3\right)$

从式(3)可以看出谐振电容C_r1的电容值越大，S₁关断时刻的电压变化率越小，上升就越缓慢，即S₁实现了零电压关断。在模式2中流过S₄的电流为：

$i_{S4}=i_{L4}+i_{r2}=\frac{V_d}{Z_2}\sin {\mathrm{\ω}}_{2}t-i_a(1-\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t)+\frac{V_{\mathrm{Cr}2}\left(0\right)}{Z_{r2}}\sin {\mathrm{\ω}}_{r2}t---\left(4\right)$

其电流变化率为：

$\frac{{\mathrm{di}}_{S4}}{\mathrm{dt}}=\frac{V_d}{Z_2}{\mathrm{\ω}}_2\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t-i_a{\mathrm{\ω}}_2\sin {\mathrm{\ω}}_{2}t+\frac{V_{\mathrm{Cr}2}\left(0\right)}{Z_{r2}}{\mathrm{\ω}}_{r2}\cos {\mathrm{\ω}}_{r2}t---\left(5\right)$

在S₄开通时刻的电流变化率为：

${\frac{{\mathrm{di}}_{S4}}{\mathrm{dt}}|}_{t=0}=\frac{V_d}{Z_2}{\mathrm{\ω}}_2+\frac{V_{\mathrm{Cr}2}\left(0\right)}{Z_{r2}}{\mathrm{\ω}}_{r2}=\frac{V_d}{L_1+L_4+2M_{14}}+\frac{V_{\mathrm{Cr}2}\left(0\right)}{L_{r2}}---\left(6\right)$

从式(6)可以看出耦合电感L₁和L₄或谐振电感L_r2的电感值越大，S₄开通时的电流变化率就越低，上升就越缓慢，即S₄实现了零电流开通。

模式2中的谐振过程的时间为：

$T_2^{\′\′}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{r2}}(\mathrm{\π}-\arccos \frac{V_{\mathrm{cd}2}}{V_{\mathrm{cr}2}\left(0\right)})---\left(7\right)$

模式2持续的时间为

$T_2=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_2}(\arcsin \frac{V_{\mathrm{cd}0}(L_1+L_4+{2M}_{14})}{(M_{1f}+M_{4f})\·\sqrt{{\left(i_a{Z}_2\right)}^2+V_d^2}}+\arctan +\frac{V_d}{i_a{Z}_2})---\left(8\right)$

其中 $Z_2=\sqrt{\frac{L_1+L_4+2M_{14}}{C_{r1}}},$ ${\mathrm{\ω}}_2=\frac{1}{\sqrt{C_{r1}(L_1+L_4+2M_{14})}},$ ${\mathrm{\ω}}_{r2}=\frac{1}{\sqrt{C_{r2}{L}_{r2}}},$ $M_{1f}=\sqrt{L_1{L}_f},$ $M_{4f}=\sqrt{L_4{L}_f},$ $M_{14}=\sqrt{L_1{L}_4}.$

(3)模式2’：在模式2中，C_r2和L_r2谐振结束时，进入到模式2’，L_r2开始向C_d2放电，L_r2中的电流线性减小，即L_r2中的剩余能量回馈给C_d2，保证S₄下次开通时，L_r2中的电流为零。模式2’发生在模式2中的谐振结束时刻，是电路内部一个独立的能量传递过程，只有L_r2放电结束时，模式2’才会结束，它的结束时刻独立于其他工作模式。放电时间为：

$T_2^{\′}=\frac{L_{r2}\·V_{\mathrm{cr}2}\left(0\right)}{V_{\mathrm{cd}2}\·Z_{r2}}\sqrt{1-{\left(\frac{V_{\mathrm{cd}2}}{V_{\mathrm{cr}2}\left(0\right)}\right)}^2}---\left(9\right)$

其中 $Z_{r2}=\sqrt{\frac{L_{r2}}{C_{r2}}}$

(4)模式3(t₁-t₂)：因为v_Lf＝V_Cd0，所以二极管D_f导通，L₁和L₄中的电流大小分别突变为0和-i_a，L₁和L₄中剩余能量开始通过L_f所在支路回馈给电解电容C_d0，负载电流流过S₄的反并联二极管和耦合电感L₄，保证S₁下次导通时，与S₁相连的耦合电感L₁中的电流为零。L_f向C_d0放电，放电结束后，电路进入到工作模式4。在模式3中v_Lf始终等于V_Cd0，L₁和L₄的端电压不变，所以v_Cr1被箝位在V_Cr1(0)。

$v_{\mathrm{Cr}1}=V_{\mathrm{Cd}2}+(1+\frac{M_{1f}+M_{4f}}{L_f})V_{\mathrm{Cd}0}=V_{\mathrm{Cr}1}\left(10\right)---\left(10\right)$

$v_{S1}=V_d+\frac{M_{1f}+M_{4f}}{L_f}{V}_{\mathrm{Cd}0}---\left(11\right)$

从式(10)和(11)看出V_Cd0和V_Cd2限制了开关S₁和谐振电容C_r1的最大电压。L_f放电时间为

$T_3=\frac{M_{1f}+M_{4f}}{V_{\mathrm{cd}0}}(\frac{V_d}{Z_2}\sin {\mathrm{\ω}}_2{T}_2+i_a\cos {\mathrm{\ω}}_2{T}_2)---\left(12\right)$

(5)模式4(t₂-t₃)：电流经过二极管D₄流向负载，电路工作在稳态。

(6)模式5(t₃-t₄)：在t₃时刻S₁导通，S₄关断，回路状态如图3(f)所示。C_r1的初始电压为V_Cr1(0)，极性为左正右负，C_r1与L_r1发生谐振，与模式2中的谐振时间相等，当C_r1的电压从V_Cr1(0)变化到-V_Cd1时，谐振结束，二极管D_d1导通，电路进入到工作模式5’；同时在模式5中，电流i_L1开始从零线性增大，电流i_L4开始从-i_a向零线性减小，当电流i_L1增加到i_a，电流i_L4减小到零时，模式5结束。

因为S₄关断时，S₄的反并联二极管中有电流流过，所以S₄关断时既实现了ZVS，也实现了ZCS。在模式5中流过S₁的电流为：

$i_{S1}=i_{L1}+i_{r1}=\frac{V_d}{L_1+L_4+2M_{14}}t+\frac{V_{\mathrm{Cr}1}\left(0\right)}{Z_{r1}}\sin {\mathrm{\ω}}_{r1}t---\left(13\right)$

其电流变化率为：

$\frac{{\mathrm{di}}_{S1}}{\mathrm{dt}}=\frac{V_d}{L_1+L_4+2M_{14}}+\frac{V_{\mathrm{Cr}1}\left(0\right)}{Z_{r1}}{\mathrm{\ω}}_{r1}\cos {\mathrm{\ω}}_{r1}t---\left(14\right)$

在S₁开通时刻的电流变化率为：

${\frac{{\mathrm{di}}_{S1}}{\mathrm{dt}}|}_{t=0}=\frac{V_d}{L_1+L_4+2M_{14}}+\frac{V_{\mathrm{Cr}1}\left(0\right)}{L_{r1}}---\left(15\right)$

从式(15)可以看出耦合电感L₁和L₄或谐振电感L_r1的电感值越大，S₁开通时的电流变化率就越低，上升就越缓慢，即S₁开通时实现了零电流开通。

模式5对应的时间为

$T_5=\frac{i_a(L_1+L_4+2M_{14})}{V_d}---\left(16\right)$

(7)模式5’：在模式5中，C_r1和L_r1谐振结束时，进入到模式5’，L_r1开始向C_d1放电，L_r1中的电流线性减小，即L_r1中的剩余能量回馈给C_d1，保证S₁下次开通时，L_r1中的电流为零。模式5’发生在模式5中的谐振结束时刻，也是电路内部一个独立的能量传递过程，只有L_r1放电结束时，模式5’才会结束，它的结束时刻也独立于其他工作模式。放电时间与模式2’中的放电时间相等。

(8)模式6(t₄-t₅)：电流i_L1从i_a继续增大，电流i_L4从零增大，电流方向均向下，C_r2初始端电压为-V_Cd2，C_r2被充电，当C_r2的端电压从-V_Cd2变化到V_Cr2(0)，v_Lf＝V_Cd0时，模式6结束。

模式6对应的时间为

$T_6=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_6}[\mathrm{\π}-\arccos \frac{V_{\mathrm{cd}0}(L_1+L_4+2M_{14})}{V_d(M_{1f}+M_{4f})}]---\left(17\right)$

其中 ${\mathrm{\ω}}_6=\frac{1}{\sqrt{C_{r2}(L_1+L_4+2M_{14})}}.$

(9)模式7(t₅-t₆)：因为v_Lf＝V_Cd0，所以二极管D_f导通，L₁和L₄中的电流大小分别突变为i_a和0，L₁和L₄中剩余能量开始通过L_f所在支路回馈给电解电容C_d0，负载电流流过S₁和耦合电感L₁，保证S₄下次导通时，与S₄相连的耦合电感L₄中的电流为零。L_f向C_d0放电，放电结束后，电路返回工作模式1。在模式7中v_Lf始终等于V_Cd0，L₁和L₄的端电压不变，所以v_Cr2被箝位在V_Cr2(0)。L_f放电时间为

$T_7=\frac{V_d(M_{1f}+M_{4f})}{V_{\mathrm{cd}0}{Z}_6}\sqrt{1-\frac{{V_{\mathrm{cd}0}}^2{(L_1+L_4+2M_{14})}^2}{{V_d}^2{(M_{1f}+M_{4f})}^2}}---\left(18\right)$

其中 $Z_6=\sqrt{\frac{L_1+L_4+2M_{14}}{C_{r2}}}.$

回路的死区等效电路如图4所示，S₁关断之后的死区状态如图4(a)所示，C_d0放电，逆变器输出电流通过D_d1，C_r1和L₁所在支路续流，所以在死区时间里，输出电流基本上不受影响；S₄关断之后的电路的死区状态如图4(b)所示，v_O＝-V_d/2，v_S1＝V_d，回路状态与模式4相同。

三、实现零电压关断的条件：

S₄导通之后，只有当v_Cr2变化到-V_Cd2，才能保证S₄为零电压关断，S₁导通之后，只有当v_Cr1变化到-V_Cd1，才能保证S₁为零电压关断。因此要保证开关器件触发脉冲的最小宽度T_min不小于谐振电容的这段电压变化时间，否则就不能实现零电压关断。考虑到死区时间Δ，设T_min＝T″₂+Δ，m为SPWM的调制度，f_c是开关频率。当采用图5(a)的调制方法时，调制度满足式(19)，可以实现零电压关断。

m≤1-2f_c(T″₂+Δ)    (19)

四、实现零电流开通的条件：

采用图5(a)的调制方法时，要实现零电流开通，需满足两个条件：①在S₁和S₄导通时刻，谐振电感L_r1和L_r2中的电流为零。②在S₁和S₄导通时刻，耦合电感L_f向C_d0放电结束，即i_f＝0。根据条件①可得

T″₂+T′₂≤1/f_c           (20)

根据条件②可得

m≤1-2f_c(T₂+T₃+Δ)        (21)

m≤1-2f_c(T₅+T₆+T₇+Δ)     (22)

同时满足式(20)，(21)和(22)能实现零电流开通。

五、控制方式

该逆变器采用SPWM控制方式，PWM信号是采用图5所示的三角波比较法产生的。当采用图5(a)所示的调制方法时，为实现零电流开通和零电压关断，调制度m要满足式(19)，(21)和(22)。设

m_L＝min[1-2f_c(T″₂+Δ)，1-2f_c(T₂+T₃+Δ)，1-2f_c(T₅+T₆+T₇+Δ)]    (23)

m_L为临界调制度，当m≤m_L，采用图5(a)所示的调制方法能实现零电流开通和零电压关断，图5(a)所示的调制方法是正弦调制波瞬时值大于三角波瞬时值时，上侧开关S₁导通，下侧开关S₄关断，正弦调制波瞬时值小于三角波瞬时值时，上侧开关S₁关断，下侧开关S₄导通；当m＞m_L时，为减小开关损耗，采用图5(b)所示的调制方法：正弦调制波瞬时值比+m_L大的时候，是上侧开关S₁一直导通，正弦调制波瞬时值比-m_L小的时候通常是下侧开关S₄一直导通。该逆变器上侧开关S₁关断以后下侧开关S₄导通，或下侧开关S₄关断后上侧开关S₁导通时，都设置死区Δ来防止短路。死区Δ是指从上侧开关S₁关断，到下侧开关S₄导通的间隔时间，或是从下侧开关S₄关断，到上侧开关S₁导通的间隔时间。

Claims (1)

1.用于逆变桥的无源软开关电路，其特征在于在直流母线之间串联了三个电解电容C_d1、C_d0、C_d2，C_d1的正极与直流母线的正极相连，C_d1的负极与C_d0的正极相连，C_d0的负极与C_d2的正极相连，C_d2的负极与直流母线的负极相连；二极管D₁的阴极与开关器件S₁的集电极相连，二极管D₁的阳极与开关器件S₁的发射极相连，二极管D₄的阴极与开关器件S₄的集电极相连，二极管D₄的阳极与开关器件S₄的发射极相连；在开关器件S₁和S₄所在桥臂的中点与S₁的发射极之间接入耦合电感L₁，在开关器件S₁和S₄所在桥臂的中点与S₄的集电极之间接入耦合电感L₄，S₁的集电极连接直流母线的正极，S₄的发射极连接直流母线的负极；耦合电感L₁和L₄的连接点作为桥臂的中点；耦合电感L₁、L₄、L_f紧密耦合在同一铁芯上，耦合电感L_f的一端与电解电容C_d0的负极相连，L_f的另一端与二极管D_f的阳极相连，二极管D_f的阴极与电解电容C_d0的正极相连；谐振电容C_r1的一端接在耦合电感L₁与开关器件S₁的连接点上，C_r1的另一端与二极管D_d1的阴极相连，D_d1的阳极与电解电容C_d0的正极相连，二极管D_r1的阳极接在二极管D_d1与谐振电容C_r1的连接点上，D_r1的阴极与谐振电感L_r1的一端相连，L_r1的另一端接在直流母线的正极上；谐振电容C_r2的一端接在耦合电感L₄与开关器件S₄的连接点上，C_r2的另一端与二极管D_d2的阳极相连，D_d2的阴极与电解电容C_d0的负极相连，二极管D_r2的阴极接在二极管D_d2与谐振电容C_r2的连接点上，D_r2的阳极与谐振电感L_r2的一端相连，L_r2的另一端接在直流母线的负极上。

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