JP4478799B2 - 交流／直流変換電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電力を直流に変換する交流／直流変換電源装置に関し、特に、直流負荷として多数の直列接続された発光ダイオード（以下、「ＬＥＤ」と称す）の駆動用の直流電源として好適な交流／直流変換電源装置に関する。

発電と送電は交流電力が有利であり、交流電力が電力分野の主流である。しかしながら、電力系統の末端では、交流電力から直流電力に変換して電力を利用する分野が近年ますます広くなっている。その中に、将来大いに電力を利用するであろうと思われるＬＥＤを、太陽光の代わりに用いて光を照射して野菜などの植物を育成する植物工場、野菜工場が普及してきた。ここに将来、莫大な電力が農業に用いられることになると予想される。交流電力を直流電力に変換する際に、交流電力の入力電流の力率が良く、高調波の少ない、そして、効率の良い電源装置が望まれる。

従来、単独のＬＥＤの場合、駆動用の電源は電流制限抵抗を直列に接続した定電圧電源により行っている。電流制限抵抗での電力ロスは大きいため、野菜工場など多数のＬＥＤを使用する場合では、多数のＬＥＤを直列に接続し、交流電力をダイオードブリッジで整流するような、交流電源に直接接続した態様になっている。ＬＥＤの明るさの調整は、変圧器のリアクタンス・ドロップを利用し、ＬＥＤに供給する電流を変圧器のタップ調整で行っている。

ＬＥＤに供給する電流は、直列に接続されたＬＥＤの順方向電圧の合計を超えたところで流れ、電流波形はパルス状となっている。これは図２（ア）に示すコンデンサインプット型ＡＣ／ＤＣ変換回路と同じで、電流波形はパルス状である。交流電源からみたときの電流の位相は電圧と同相でよいが、波形率の問題で力率の悪い電流波形となっている。電流がパルス状でなく、正弦波形にするには、図２（イ）に示すようなリアクトルインプット型にしてもよい。リアクトルインプット型は、電流波形はきれいになるが、力率が悪く、出力される直流電圧が低くなる。出力される直流電圧が低い場合、ＬＥＤを直列に接続する数が多く取れないことになる。

電流波形を正弦波形にする方法として、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コンバータや、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御とも呼ばれているＰＷＭ・ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を用いることは、よく知られている。図３（ア）はＰＷＭコンバータ、図３（イ）はＰＷＭ・ＰＦＣ回路の例を示している。

従来のＰＷＭ・ＰＦＣ回路は、直流電圧の電圧を確保（一定に）して正弦波Ｖｐｗｍ（Ｖ）を発生させ、電源電圧Ｖｉｎ（Ｖ）との間に、リアクタンスＸ（Ω）を入れることにより、電力Ｐ（Ｗ）は、電圧位相差をδ（ｒａｄ）とすると、次式（１）で決定される。
Ｐ＝Ｖｉｎ＊Ｖｐｗｍ＊Ｓｉｎδ／Ｘ ．．．（１）
上述の式（１）より、電圧位相差δ（ｒａｄ）が電力の方向を決める。正弦波Ｖｐｗｍの電圧位相は、電源電圧Ｖｉｎの位相よりδ（ｒａｄ）だけ遅れる。入力電流波形は正弦波のままで直流出力を得ることができるが、力率はδ（ｒａｄ）と直流電圧の影響を受けて変化する。動作点を選べば力率を略１にできる。しかしながら、直流側の電圧が一定であることを基本にしており、本発明に係る交流／直流変換電源装置と大きく異なる。整流用のスイッチング素子が、ハードスイッチング（電圧が印加された状態でスイッチング素子をオン・オフ）をする。ハードスイッチングは、スイッチング損失が大きくなる原因である。また、高調波電流が電源側に流れないようにフィルターが不可欠であることも欠点である。

従来のＰＷＭ・ＰＦＣ回路は、電流波形のフィードバック制御を直流側で行うリアクトルインプット型の交流／直流変換回路の一種と言う事ができる。また、従来のＰＷＭ・ＰＦＣ回路は、コイルを通過する電流をスイッチング素子で遮断して、ダイオードを通して負荷側に供給することで、出力される直流電圧を交流入力電圧より高くすることができる。従来のＰＷＭ・ＰＦＣ回路を用いて、ＬＥＤを直列に接続する数を多くすることができて都合が良い。また、出力電流・電圧の調整が容易、かつ連続的可能である。しかし、ＰＷＭ制御の高速なスイッチング素子のゲートのオン・オフ制御が必要で、高調波の発生、ハードスイッチングによるスイッチング損失があるのが問題になる。入力電流の力率が略１（入力電流の位相と入力電圧の位相が同相）以外では大きく電流波形は乱れるため、力率が略１以外の電流制御はできない問題がある。

一方、新しい回路技術として、交流電源と誘導性負荷の間に直列に接続され、誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを、コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、コンデンサの電荷を負荷に放電することで回生することのできる磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流電源装置と呼ばれるものが、本発明者により出願され、既に公知となっている（特許文献１参照）。
磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流電源装置は、交流端子が交流電源と誘導性負荷の間に直列に接続され、４個の半導体スイッチから構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子間に接続され、誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、誘導性負荷に電荷を放電して回生するコンデンサと、制御手段とから構成される。半導体スイッチは、外部から与えられる信号によりオン・オフが制御できる阻止能力を持つ半導体素子（自己消弧形素子、オン・オフ制御素子、またはゲートターンオフデバイスと呼ばれる）と、順方向の電流に対しては常に導通するが、逆方向の電流に対しては阻止能力を持つ、すなわち整流作用を持つ半導体素子との組合せ回路、または、組合せ回路と等価の能力を持つ半導体素子が用いられる。例えば、スイッチング用のトランジスタとダイオードを、それらの順方向が逆向きとなるように並列に接続した回路や、寄生ダイオードが内蔵される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などがある。上述の特徴を持つ半導体スイッチを、逆導通型半導体スイッチと称し、また、半導体スイッチに外部から与えられる信号の入力端子をゲートと称し、以降の説明で適宜使用する。
制御手段は、ブリッジ回路の４個の逆導通型半導体スイッチのうち、隣り合わない接続位置（“対角線上”または、“たすきがけ”の位置と呼ばれる）にある２個の逆導通型半導体スイッチを一組のペアとし、一方のペアのそれぞれの逆導通型半導体スイッチを構成する阻止能力を持つ半導体素子を同時にオン・オフ（以下、スイッチングと称す。また、逆導通型半導体スイッチを構成する阻止能力を持つ半導体素子をオン・オフの状態にすることを、逆導通型半導体スイッチをオン・オフにすると称する）し、他方のペアのそれぞれの逆導通型半導体スイッチを、一方のペアに与えたオン・オフのスイッチングのタイミングと逆位相になるタイミングでスイッチング（一方のペアがオンのときは、他方のペアがオフとなるように制御）する。また、オンの状態とオフの状態を保つ時間の比率は等しい。逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を決める電気信号を制御信号といい、制御信号の位相を、交流電源の電圧位相に同期させ、かつ制御信号の位相を交流電源の電圧位相から進み（時間的に制御信号の位相の変化が先となる状態）となる制御を行う。制御信号の位相と交流電源の電圧位相との位相差を、誘導性負荷の制御の目的・範囲に応じて変化させることで、誘導性負荷に供給する交流電力を制御することができるのが特徴である。

特開２００４−２６０９９１号公報

日本電気学会 雑誌論文誌Ｄ ２００５年４月号

一般に、交流／直流変換電源装置では、電力損失が少なく、入力電流に高調波が少なく、力率がよりよいことが重要なことは言うまでも無い。また、交流／直流変換電源装置の部品数が少なく、構成が単純であることは、故障確率を少なくするために重要である。従来の方法の課題を列挙する。

コンデンサインプット型ＡＣ／ＤＣ変換回路（図２（ア））と、リアクトルインプット型ＡＣ／ＤＣ変換回路（図２（イ））の方法は、電流波形の力率が悪いため、交流側の電力伝送損失が大きい。例えば、力率が０．７の状態の電流と、力率が１の状態の電流とでは配電線のジュール発熱に２倍の差が有る。配電線のジュール損は、１アンペア当たり電線１００メートルで５Ｖになり、５Ｗの電力損失になる計算である。当然に力率が良くなければならない。

ＰＷＭコンバータ回路（図３（ア））と、ＰＷＭ・ＰＦＣ回路（図３（イ））で行っているＰＷＭ制御に伴う高調波電流の発生は、多くの高調波問題を起こす可能性がある。高調波電流の対処のため、フィルター回路などが必要になる。また、高速（数１０ｋＨｚ）なスイッチング素子のオン・オフは、スイッチングに伴う損失が導通損失と同じ程度の大きさになる。

ＬＥＤはダイオードの性質をもつので、並列に接続による電流分流は、温度の影響などで制御が困難であるため、直列に接続して駆動するのが好ましい。また、数百個単位の多数のＬＥＤを直列に接続して駆動するには、入力の交流電圧の実効値が１００Vｒｍｓより大きな高圧の直流が必要になる。入力に変圧器を用いると変圧器の鉄損や巻き線損失が増えるので、変圧器を使わない駆動が効率の点で好ましい。

本発明は、入力電流波形に歪が少なく、力率が良く、かつスイッチング損失や高調波を発生するＰＷＭ制御を不要、または最小限とし、出力制御が従来のＰＷＭ制御の場合と同程度に制御することが可能な交流／直流変換電源装置を提供することを目的とする。

本発明は、交流／直流変換電源装置に関し、本発明の上記目的は、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、電荷を放電することで回生するコンデンサとから成る磁気エネルギー回生スイッチと、リアクトルと、交流電源とを直列に接続し、さらに、前記ブリッジ回路の交流端子間に整流用のダイオードブリッジの入力側を接続し、前記ダイオードブリッジの整流出力側に平滑用コンデンサを接続した交流／直流変換電源装置において、
前記逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御手段とを具備し、該制御手段は、前記ブリッジ回路を構成する４個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、対角線上に位置するペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作をそれぞれ同時に行うように制御するとともに、２組ある前記ペアのうち、一方の前記ペアがオンのときは、他方の前記ペアがオフとなるように制御し、かつ、前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して切り換え、さらに、前記リアクトル及び前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することにより、前記交流電源の電圧よりも高い共振電圧を発生させ、該共振電圧を前記ダイオードブリッジを介して取り出すことによって達成される。

また、本発明の上記目的は、前記磁気エネルギー回生スイッチを、前記コンデンサと前記逆導通型半導体スイッチを並列に接続したものを、２組前記逆導通型半導体スイッチが逆直列となる向きに接続して構成されるハーフ・ブリッジ回路とし、前記制御手段は、２個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、一方の前記逆導通型半導体スイッチがオンの時は他方の前記逆導通型半導体スイッチをオフにするように制御し、かつ前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して切り換え、さらに、前記リアクトル及びそれぞれの前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することにより、効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記磁気エネルギー回生スイッチを、前記コンデンサと、２個の前記逆導通型半導体スイッチを逆直列に接続した回路とを、並列に接続して構成されるハーフ・ブリッジ回路とし、前記制御手段は、２個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、一方の前記逆導通型半導体スイッチがオンの時は他方の前記逆導通型半導体スイッチをオフにするように制御し、かつ前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して切り換え、さらに前記リアクトル及び前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することにより、効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記逆導通型半導体スイッチとして逆導通型ＧＴＯサイリスタを使用することにより、効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記磁気エネルギー回生スイッチを、前記コンデンサと、第１の逆電流阻止型の半導体スイッチと、第２の前記逆電流阻止型の半導体スイッチを、前記第１の逆電流阻止型の半導体スイッチと前記第２の逆電流阻止型の半導体スイッチが逆並列となる向きに前記コンデンサに対してそれぞれ並列に接続して構成されるハーフ・ブリッジ回路とし、前記制御手段は、２個の前記逆電流阻止型の半導体スイッチのうち、一方の前記逆電流阻止型の半導体スイッチがオンの時は他方の前記逆電流阻止型の半導体スイッチをオフにするように制御し、かつ前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して切り換え、さらに前記リアクトル及び前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することにより、効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、前記交流／直流変換電源装置がさらに変圧器を備え、前記磁気エネルギー回生スイッチの交流端子を前記変圧器の１次側に接続し、前記変圧器の２次側を前記ダイオードブリッジの入力側に接続することにより、効果的に達成される。

またさらに、本発明の上記目的は、前記ダイオードブリッジを、２個の前記ダイオード及び２個の前記平滑用コンデンサで構成された両波倍電圧整流回路としたことにより、効果的に達成される。

本発明は、交流／直流変換電源装置に関し、本発明の上記目的は、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、電荷を放電することで回生するコンデンサとから成る磁気エネルギー回生スイッチと、リアクトルと、交流電源とを直列に接続し、さらに、前記ブリッジ回路の直流端子の正極側にダイオードのアノードを接続し、該ダイオードのカソードと前記ブリッジ回路の直流端子の負極側との間に平滑用コンデンサを接続した交流／直流変換電源装置において、
前記逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御手段とを具備し、該制御手段は、前記ブリッジ回路を構成する４個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、対角線上に位置するペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作をそれぞれ同時に行うように制御するとともに、２組ある前記ペアのうち、一方の前記ペアがオンのときは、他方の前記ペアがオフとなるように制御し、かつ、前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して切り換え、さらに、前記リアクトル及び前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することにより、前記交流電源の電圧よりも高い共振電圧を発生させ、前記平滑用コンデンサの両端子から取り出すことによっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記交流電源が三相交流の場合、前記交流／直流変換電源装置を３台、前記三相交流に接続することにより、効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記磁気エネルギー回生スイッチと前記交流電源との間にさらに電流センサを接続し、前記制御手段は、前記電流センサの参照電流値に合わせてＰＷＭ制御をすることにより、効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作を、ＰＷＭ制御、部分ＰＷＭ制御、または固定パルス制御を行うことにより、効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記リアクトルのインダクタンスと、前記コンデンサの静電容量で決まる共振周波数が、前記交流電源の電源周波数より高いことにより、効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記制御手段が、前記制御信号の位相を、前記交流電源の電圧位相よりも進ませる制御を行うことにより、効果的に達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記制御手段は、前記交流電源の電流、前記交流／直流変換電源装置の出力電流や出力電圧を計測し、前記制御信号の位相の制御にフィードバック制御を用いたことにより、効果的に達成される。

本発明は、交流発電機の交流出力を直流出力に変換するシステムに関し、本発明の上記目的は、前記交流電源と前記リアクトルに相当するものとして前記交流発電機を用い、前記交流／直流変換装置を構成する前記ブリッジ回路の前記交流端子と、前記交流発電機の出力端子を並列に接続し、前記交流／直流変換電源装置の制御手段は、前記交流発電機の出力の周波数と同期して、前記逆導通型半導体スイッチ、または前記逆電流阻止型の半導体スイッチの前記ゲートに与える前記制御信号の位相制御を行い、前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する前記コンデンサを可変コンデンサとして、前記交流発電機のリアクタンス成分と共振させることによって達成される。

本発明は、発光ダイオード駆動システムに関し、本発明の上記目的は、前記交流／直流変換装置の直流出力に、複数の発光ダイオードを直列に接続した直列ダイオードユニットを、複数ユニット並列に接続することによって達成される。

本発明は、発光ダイオード駆動システムに関し、本発明の上記目的は、さらに光センサを設けるとともに、前記発光ダイオードの照度の変化を前記光センサで検知し、該検知した信号を前記制御手段にフィードバックすることにより、前記発光ダイオードの発光光度を所定の値に保つように前記共振電圧を制御することによって、さらに効果的に達成される。

本発明に係る交流／直流変換電源装置によれば、交流から直流に変換する際に、交流の入力電流の高調波が少なく、かつ力率が良く、さらに逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのゲートに与える制御信号の位相を、進みに制御することで直流出力を制御でき、電流力率を進みにしながら、出力制御ができる変換電源装置を提供することができる。
逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのオン・オフの回数を必要最小限の回数で、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのゲートを駆動する制御回路が簡単になり、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチは、略ゼロ電圧、略ゼロ電流でスイッチングをしているので、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチでのスイッチングによる損失が減少する。
また、本発明に係る交流／直流変換電源装置は、交流電源から直流出力を得る際に、交流電源の電源周波数に同期したスイッチング動作をすることで、リアクトルとコンデンサで共振を起こさせ、磁気エネルギー回生スイッチの交流端子両端、または直流端子両端の共振電圧を、直流に変換する多くの分野に応用できるものである。

風力発電のように交流出力の周波数が変化する発電機などに、本発明に係る交流／直流変換電源装置を構成する磁気エネルギー回生スイッチの交流端子と、交流発電機の出力端子を並列に接続し、制御手段は、交流発電機の出力の周波数と同期して、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのゲートに与える制御信号の位相制御を行い、磁気エネルギー回生スイッチを構成するコンデンサを可変コンデンサとして、交流発電機のリアクタンス成分と共振させると、フェランチ現象を起こして出力端子電圧が上昇する。この電圧を直流変換して利用すれば、さらに大きな直流出力を取り出すことが可能である。

以下、本発明に係る実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。
本発明に係る交流／直流変換電源装置を構成する磁気エネルギー回生スイッチは、逆導通半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチと、コンデンサで構成される。磁気エネルギー回生スイッチは、リアクトルと組み合わせて、交流電源の電圧位相に同期して、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのオン・オフを制御することにより共振コンデンサの役目をする。本発明に係る交流／直流変換電源装置は、図２（イ）に示す従来のリアクトルインプット型ＡＣ／ＤＣ変換回路と、図３（ア）に示す従来のＰＷＭコンバータの良いところを取り入れ、図３（イ）に示す従来のＰＷＭ・ＰＦＣ回路の悪いところを除いた態様となっている。

図１は、本発明に係る交流／直流変換電源装置の代表的な構成を示す回路ブロック図である。
図１に示す交流／直流変換電源装置は、４個の逆導通半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４にて構成されるブリッジ回路とコンデンサ１５で構成される磁気エネルギー回生スイッチ１を、リアクトル２と、交流電源３とを直列に接続している。４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のゲートＧ１乃至Ｇ４に制御信号を与えて、逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御手段４を具備している。また、制御手段４は、交流電源３の電圧位相に同期して、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオン・オフすることにより、リアクトル２とコンデンサ１５に直列共振が起こり、交流電源３の電圧より高い方形波状の高電圧の共振電圧が発生する。共振電圧をダイオード整流回路５を介して取り出せば、交流電源３の入力電圧よりも高い電圧の直流が発生することを特徴とする。

また、本発明に係る交流／直流変換電源装置は、原則として、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチは、交流電源３の１サイクルの時間に、１回のスイッチング（それぞれの逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのオン・オフの状態を入れ替える）しか行われないので高調波が発生しない。

また、本発明に係る交流／直流変換電源装置は、基本は交流電源３の電源周波数に近い周波数の共振を、リアクトル２とコンデンサ１５に起こさせているので、交流電源３からの入力電流の波形は正弦波状であり、さらに交流電源３からみた力率が略１になるように、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのゲートに印加する制御信号の位相を制御するとともに、出力電流・出力電圧を、制御信号の位相で制御して、入力電圧の変化にかかわらず一定にする制御を行うことを特徴とする。

また、本発明に係る交流／直流変換電源装置は、交流電源３に対して直列にリアクトル２とコンデンサ１５が接続されることになるので、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのオン・オフ時に、略ゼロ電圧でオフ、略ゼロ電流でオンがなされている。逆導通型半導体スイッチのオン・オフの回数が少ない上、さらに逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチでのスイッチング損失を低減することができる。

また、本発明に係る交流／直流変換電源装置は、リアクトル２とコンデンサ１５の直列共振で得られた高圧の交流を直流に変換する際に、高い直流電圧が得られる。例えば、図５（１）に示す倍電圧整流構成のダイオード整流回路５を具備（両波倍電圧整流回路２０を具備）してもよい。
また、図８に示す本発明に係る交流／直流変換電源装置の別の態様の様に、直流電流を磁気エネルギー回生スイッチ１のコンデンサ１５からダイオード１３を介して直流出力を取り出すこともできる。

本発明に係る交流／直流変換電源装置は、交流から直流に変換する変換電源装置において、交流電源３からの入力波形が基本波に近く、力率が略１に近い。また、電力を減少させる制御により、入力電流を進み位相にもできるので、力率改善も行うことができる。また、ＰＷＭ制御のような高速なスイッチングを不要、または最小限とし、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチでのスイッチング損失が小さい。さらに、交流電源３の電圧よりも高い電圧の直流電流が得ることができる。

図１は、本発明に係る交流／直流変換電源装置の中心をなす実施例（以下、実施例１と称す）である。より詳しくは、図１は、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４から構成されるブリッジ回路と磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し電荷を放電することで回生するコンデンサ１５で構成される磁気エネルギー回生スイッチ１と、リアクトル２と、交流電源３とを直列に接続している。

さらに、図１は、４個の逆導通半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のゲートＧ１乃至Ｇ４のオン・オフを制御する制御手段４を有し、交流電源３の電圧位相に同期して逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフすることにより、等価の直列抵抗（電気抵抗）が、リアクトル２とコンデンサ１５の誘導抵抗（リアクタンス）より小さい場合に、リアクトル２とコンデンサ１５に直列共振が起こる。交流電源３の電圧より高い、方形波状の高電圧（共振電圧）が発生する。この共振電圧を、磁気エネルギー回生スイッチ１の交流端子間（ＡＣ１、ＡＣ２）からダイオード整流回路５を介して取り出せば、高電圧の直流を取り出すことができる。

図９は、図１に示す回路ブロック図において、以下の回路定数を用いたときの実験結果を示している。より詳しくは、図９は、定常状態と始動時のそれぞれの場合の、交流電源３での電流（交流入力電流と表記）、直流出力電流、コンデンサ１５の両端電圧（コンデンサ電圧と表記）、制御信号（ゲート信号と表記）、交流電源３の電圧（交流入力電圧と表記）を示している。
１．リアクトル２： 約７００ｍＨ、電気抵抗は１７Ω、
２．コンデンサ１５： ５マイクロＦ、
３．逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４： 定格電圧５００Ｖ、定格電流１０Ａ、オン抵抗１Ωの寄生ダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ、
４．直流負荷８： 順方向電圧が２Ｖ程度の赤色ＬＥＤを１００個直列に接続したもの。
また、図１に示す回路ブロック図において、制御手段４は、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４で構成されるブリッジ回路の“たすきがけ”の位置にある逆導通型半導体スイッチのペア（ＳＷ１，ＳＷ２）と、（ＳＷ３，ＳＷ４）を、ペア間で交互にオン・オフさせる制御信号を、交流電源３の電圧の正負（電圧位相）に同期して、交流電源３の半サイクルの時間だけ連続して発生させる。この制御信号は、電圧位相よりも任意の位相角度分だけを進ませることができるようにしている。

図４は、制御手段４の実施例を示す回路を示す回路ブロック図である。
図４において、制御信号の位相を進ませる方法は、遅延調節用コンデンサ１６と遅延調節用可変抵抗器９の時定数を用いた遅延回路（ＣＲ遅延回路）と、オペアンプ１０（負帰還をせずコンパレータとして使用）を1つ用いただけの簡単な構成である。例えば、制御信号を９０度位相を進ませるには、９０度位相を遅らせる制御を行ってから、制御信号の極性を反転させればよいので、ＣＲ遅延回路を２段、直列に接続し、位相を０度から１４０度程度まで遅らせ、信号の極性を反転させることで、位相を４０度から１８０度程度までの、位相が進んだ制御信号を発生させている。ここに、入力電流、出力電流や電圧を計測し、制御信号の位相の制御にフィードバック制御することは可能である。

逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のそれぞれのゲートに印加する信号は、一次側のＬＥＤの発光で二次側の太陽電池を発電させることができる光絶縁素子（図４に図示していない）を使用している。この光絶縁素子の動作遅延は、交流電源３の電源周波数が５０Ｈｚ（または６０Ｈｚ）に対して十分早ければよく、光絶縁素子の０．２ミリ秒程度の動作遅延は、問題にならない。動作遅延が大きい光絶縁素子を使用できるのは、原則としてＰＷＭ制御を用いないことの利点である。もちろん、制御手段４に高速なパルス制御発生回路を用いて、逆導通型半導体スイッチでのスイッチング損失を増加しない範囲で部分的に最小限のＰＷＭ制御を加味することは効果的である。

実施例１をもとに、本発明に係る交流／直流変換電源装置の動作について、説明する。
制御手段４は、交流電源３の電圧位相に同期して、磁気エネルギー回生スイッチ１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオン・オフする。例えば、交流電源３の電圧位相に対して９０度進めた位相の制御信号で、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオン・オフすると、コンデンサ１５に、交流電源３の電圧位相に対して９０度位相が進んだ電圧を発生する。すなわち、コンデンサ１５に進みのリアクタンス電圧を発生していることになる。コンデンサ１５とリアクトル２を直列に接続していると、コンデンサ１５の両端電圧と、リアクトル２の両端電圧は逆位相の電圧となり、直列共振状態になる。

直列共振の定常状態では、コンデンサ１５とリアクトル２の両方のリアクタンス電圧は相殺され、流れる電流は、交流電源３に対して直列に接続された電気抵抗で決まる値になる。これは、交流電源３からみて力率が略１の状態でもある。この力率を改善する機能・効果は、特許文献１で開示されている。
ここで、電気抵抗が、リアクトル２の電気抵抗Ｒだけであった場合を考えると、流れる電流は、コンデンサ１５とリアクトル２を直列回路のＱ（Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ、共振先鋭度）倍になることになる。磁気エネルギー回生スイッチ１のコンデンサ１５と、リアクトル２の両端電圧は、交流電源３の電圧のＱ倍になる。ここでＱは、リアクタンスを電気抵抗で割った値を意味し、次式２のようになる。
Ｑ＝ωＬ／Ｒ、ω＝１／√（ＬＣ） ．．．（２）
Ｌ：リアクトル２のインダクタンス、Ｃ：コンデンサ１５の静電容量
また、共振時の電流Ｉは、次式３のようになる。
Ｉ＝Ｖｉｎ／Ｒ （入力電圧／電気抵抗） ．．．（３）
Ｖｉｎ：入力電圧、Ｒ：電気抵抗
さらに、コンデンサ１５のリアクタンス電圧Ｖｃは、次式４のようになる。
Ｖｃ＝Ｑ＊Ｖｉｎ （入力電圧のＱ倍） ．．．（４）
（Ｖｃ＝Ｖｉｎ＊Ｉ＝ωＬ＊Ｉ＝ωＬ＊Ｖｉｎ／Ｒ＝Ｑ＊Ｖｉｎ）

磁気エネルギー回生スイッチ１は、交流電源３の電源周期に同期して、コンデンサ１５に接続された逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオン・オフする電圧源として見做すことができる。磁気エネルギー回生スイッチ１を構成するコンデンサ１５の静電容量によらない。コンデンサ１５は、短時間、電圧を保持することが必要であるが、コンデンサ１５の電圧は、回路から力率が略１の状態になるように自動的に充電されるので、別途に、コンデンサ１５の充電回路などは不要である特徴もある（非特許文献１参照）。

また、コンデンサ１５が、共振周期の半サイクルごとに、コンデンサ１５の両端電圧が略ゼロになる場合、すなわち、リアクトル２のインダクタンスＬと、コンデンサ１５の静電容量Cの共振周波数が、交流電源３の電源周波数より高い場合、逆導通型半導体スイッチは、オンにするとき略ゼロ電流で、オフにするとき略ゼロ電圧のソフトスイッチングが実現できており、さらにスイッチング損失が減る。

図１の回路ブロック図では、リアクトル２のリアクタンスの電圧とコンデンサ１５のリアクタンス電圧は逆位相で、交流電源３の電圧のＱ倍になり、そのリアクタンス電圧をダイオード整流回路５で整流して直流を得ている。

本発明に係る交流／直流変換電源装置の好適な実施例である発光ダイオード駆動システムでは、図１の直流負荷８として、順方向電圧が２Ｖ程度のＬＥＤを、多数直列に接続している。ここでは、１００個の赤色ＬＥＤを直列に接続している。ＬＥＤの順方向電圧の合計が、交流電源３の電圧のピーク電圧（最大尖頭電圧）を超えないようにしてあるのは、磁気エネルギー回生スイッチ１の動作を止めた場合、磁気エネルギー回生スイッチ１の交流端子間（ＡＣ１，ＡＣ２）の電圧が、ＬＥＤの順方向電圧の合計を超えないために、電流が止まるようにしているからである。磁気エネルギー回生スイッチ１の動作で、ＬＥＤの点灯・消灯をするスイッチになる。

磁気エネルギー回生スイッチ１の交流端子間（ＡＣ１，ＡＣ２）の電圧が、コンデンサ１５の両端電圧を超えると、ダイオード整流回路５が導通し、平滑コンデンサ６を充電する。平滑コンデンサ６の静電容量が十分大きければ、ＬＥＤに直流電流が流れる。ＬＥＤの代わりに、一般のコンデンサインプット型の直流負荷でも同様である。

直流出力の調整は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のゲートに与える制御信号の位相を、最適の状態からずらすことで可能である。特に制御信号の位相を、交流電源３の電圧位相より進めることによって、交流入力の電流位相が進められる。図１１は、制御信号の位相（進み角度と表記）、直流出力電流、交流電源３で測定した力率を示している。

図９は、上述の回路定数を用いたシミュレーション結果を示す図である。図９より、交流入力電流の波形は、ほぼ正弦波状であり、蛍光灯の電流波形より高調波の少ない波形であると言える。

図５（１）は、本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例２である。より詳しくは、図５（１）は、本発明に係る交流／直流変換電源装置において、交流／直流変換用のダイオード整流回路５の代わりに両波倍電圧整流回路２０にして、さらに高圧にする交流／直流変換回路ブロック図である。

図５（２）の（Ａ）乃至（Ｃ）は、本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例３である。より詳しくは、図５（２）の（Ａ）乃至（Ｃ）は、本発明に係る交流／直流変換電源装置を構成する磁気エネルギー回生スイッチ１をハーフ・ブリッジ化した回路ブロック図である。なお、図５（１）、（２）の（Ａ）乃至（Ｃ）では、磁気エネルギー回生スイッチ１を制御する制御手段４の図示を省略している。
磁気エネルギー回生スイッチ１のハーフ・ブリッジ化した回路には、いくつか態様があり、それぞれ利点がある。
図５（２）の（Ａ）は、直流の電解コンデンサが使用できるが、他のハーフ・ブリッジ化した回路と比較して、逆導通型半導体スイッチでの導通損失が大きい。
図５（２）の（Ｂ）は、交流用の損失角（誘電正接）の小さい無極性のコンデンサを使う場合には良いが、一般に無極性のコンデンサの物理形状が、同じ静電容量の場合、電解コンデンサより大きくなる。逆導通型半導体スイッチには、逆導通のＧＴＯサイリスタなどが使用できる。
図５（２）の（Ｃ）は、さらに逆電流阻止型の半導体スイッチを用いた場合で、図５（２）の（Ｃ）に示す回路ブロック図のような結線で、半導体スイッチでの導通損失を、他のハーフ・ブリッジ化した回路と比較して半減できるという利点がある。

図６は、本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例４である。より詳しくは、図６は、図１に示す本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例１において、図５（２）の（Ａ）で示した磁気エネルギー回生スイッチをハーフ・ブリッジ化したものを用い、さらに、交流／直流変換用のダイオード整流回路５の代わりに両波倍電圧整流回路２０を用いたものである。なお、図６では、磁気エネルギー回生スイッチ１を制御する制御手段４の図示を省略している。
図６で示した回路ブロック図では、交流／直流変換用のダイオード整流回路５の代わりに両波倍電圧整流回路２０にすることで、出力する直流電力の電圧をさらに高電圧にすることができる。出力する直流電力の電圧が同じであれば、逆導通型半導体スイッチの素子耐圧、コンデンサ１５の耐圧などを半分にできる。

図７は、本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例５である。より詳しくは、図７は、図１に示す本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例１において、磁気エネルギー回生スイッチ１と交流／直流変換用のダイオード整流回路５の間を、変圧器で結合したものを示す回路ブロック図である。なお、図７では、磁気エネルギー回生スイッチ１を制御する制御手段４の図示を省略している。
本発明に係る交流／直流変換電源装置を構成する磁気エネルギー回生スイッチ１の交流端子間（ＡＣ１，ＡＣ２）には、交流電圧が発生する。磁気エネルギー回生スイッチ１の交流端子間（ＡＣ１，ＡＣ２）に、変圧器１２の一次側を接続し、交流電圧を降圧することで、交流／直流変換用のダイオード整流回路５からの直流出力を、低電圧大電流にすることができる。このとき、変圧器１２の漏れインダクタンスも含めて力率改善することができる。

図３（イ）に示す従来のＰＷＭ・ＰＦＣ回路では、昇圧のみで、降圧した直流を得ることはできなかった。それに比べ、本発明に係る交流／直流変換電源装置では、磁気エネルギー回生スイッチ１の交流端子間（ＡＣ１，ＡＣ２）に、変圧器１２を接続することで、交流電圧を降圧または昇圧し、交流／直流変換用のダイオード整流回路５からの直流出力を降圧または昇圧でき、応用範囲が格段に広がる。

図８は、本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例６である。より詳しくは、図８は、磁気エネルギー回生スイッチ１を構成するコンデンサ１５の両端（ブリッジ回路の直流端子間（ＤＣＰ，ＤＣＮ））から直流電力を取り出す態様であり、単相でＰＷＭコンバータを実現している。なお、図８では、磁気エネルギー回生スイッチ１を制御する制御手段４の図示を省略している。コンデンサ１５の静電容量を小さくして、磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積すると、コンデンサ１５の両端電圧が上昇し、コンデンサ１５の両端電圧が直流回路（ダイオード１３、平滑コンデンサ６、直流負荷８で構成される回路）電圧より大きくなったところで、ダイオード１３が導通して直流回路に電流が流れ、逆にコンデンサ１５の両端電圧が直流回路電圧以下では非導通となる。略ゼロ電圧、略ゼロ電流のスイッチングが実現できる。

図８の回路を３台、三相交流（の各相と中性点間）に接続すれば、三相電力のＰＷＭ・ＰＦＣ回路で、略ゼロ電圧、略ゼロ電流のソフトスイッチングのコンバータが可能となる。しかしながら、図３（ア）に示した従来の三相のＰＷＭコンバータ回路では、平滑コンデンサ６の直流電圧が略ゼロになることが無い。相間で直流電力がその他の相に回るからである。

本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例６の回路は、部品点数が少なくなる利点はある。しかしながら、実施例１乃至実施例５では、磁気エネルギー回生スイッチ１に流れる電流と直流側に流れる電流が分かれるのに対し、実施例６では、負荷に流れる電流が、すべて磁気エネルギー回生スイッチ１に流れ、応用によっては好ましくない場合がある。

図８では、磁気エネルギー回生スイッチ１と交流電源３との間にさらに電流センサを接続して電流を計測し、参照電流値に合わせてＰＷＭ制御する、図３（イ）で示した従来のＰＷＭ・ＰＦＣコンバータの制御方法（従来のＰＷＭ・ＰＦＣコンバータが、直流側で半導体スイッチによって昇圧チョッパ動作をしていたもの）を、磁気エネルギー回生スイッチ１を用いて交流側で昇圧チョッパ動作をさせた形にすることもできる。ＰＦＣが重要になる場合は有効である。これまでの本発明に係る交流／直流変換電源装置の実施例はすべて、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチがソフトスイッチングであることが特徴である。

上述の実施例１乃至実施例６では、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチのオン・オフの回数を、交流電源３の１サイクル（１周期）の時間に１回として最小限にしている例を述べたが、従来のＰＷＭ制御を行っても、本発明に係る交流／直流変換電源装置の効果は十分に発揮されるものである。すなわち、上述の６つの実施例はどれも、略ゼロ電圧、略ゼロ電流で、逆導通型半導体スイッチ、または逆電流阻止型の半導体スイッチをスイッチングすることを実現しているために、図３（イ）で示した従来のＰＷＭ・ＰＦＣ回路での制御のハードスイッチングよりは損失が小さいからである。

また、力率とともに波形も重要な場合も考えられるので、そのときは必要なだけオン・オフ回数を増やしてＰＷＭ化するのも当然考えられる。これは部分ＰＷＭ、固定パルス制御として、公知の技術を導入することもできる。

図１０は、本発明に係る交流／直流変換電源装置を用いた発光ダイオード駆動システムを示す回路ブロック図である。より詳しくは、図１０は、図５（２）の（Ａ）で示した磁気エネルギー回生スイッチ１のハーフ・ブリッジ化した回路を採用して、使用する逆導通型半導体スイッチの数を２個とし、コンデンサは電解コンデンサを利用する。

一般に電解コンデンサは、逆導通型半導体スイッチより低コストで、小型である。電解コンデンサの静電容量を大きくして共振条件（ＬＥＤの順方向電圧の合計が、交流電源３の電圧のＱ倍）に近くすると、逆導通型半導体スイッチなしでも直流電圧を得ることができる。
例えば、直流負荷８として、５００個のＬＥＤを１ユニットとし、ユニット単位に本発明に係る交流／直流変換電源装置を接続する。大多数のユニットでは、逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ２をオフにした状態で、コンデンサ１５のみで共振条件を得ておく。一部のユニットは、夜間など交流電源３の電源電圧が上昇した場合や、フリッカなどの変動を除去したい場合など、ＬＥＤの明るさを制御して駆動するときに、逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ２を動作させるとよい。

上述の方法は、リアクトル２と、２つのコンデンサ１５、ダイオード整流回路５の最小限の構成で高圧の直流出力を得ており、変圧器など定常的な鉄損が無いので高効率である。

本発明に係る交流／直流変換電源装置を用いた発光ダイオード駆動システムでは、ＬＥＤを１００個直列に接続し、それを５組並列に接続して、５００個を１ユニットとしている。それぞれのＬＥＤを１００個直列に接続したものに、色の異なるＬＥＤを1つ以上混ぜておくことで、並列分流の様子を人間の目で確認できる。一色で構成すると人間の目に厳しいので他の色を混ぜておくが、その色の違いを光センサ１４で検出して、照度のフィードバック制御に利用するとよい。光センサ１４には、色フィルターをつける。

本発明に係る交流／直流変換電源装置の代表的な構成例を示す図である。 従来の交流／直流変換回路の例を示す図である。（ア）はコンデンサインプット型、（イ）はリアクトルインプット型を示す図である。 従来の正弦波入力のＰＷＭ化した交流／直流変換回路を示す図である。（ア）は三相のＰＷＭコンバータ、（イ）はＰＷＭ・ＰＦＣ回路である。 制御手段の実施例（ゲート信号発生回路）の一例を示す図である。 （１）は、ダイオード整流回路に代わりに両波倍電圧整流回路にして、さらに高圧にする交流／直流変換回路である。（２）（Ａ）、乃至（Ｃ）は、ハーフ・ブリッジ化した磁気エネルギー回生スイッチの図である。 ハーフ・ブリッジ化した磁気エネルギー回生スイッチを用い、直流を両波倍電圧整流回路で得る場合の図である。 磁気エネルギー回生スイッチとダイオード整流回路間を変圧器で結合して降圧または昇圧する交流／直流変換電源装置の図である。 ダイオード整流回路を介さずに、直接磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサからダイオードで結合して直流電流を取り出す態様を示す図である。電流センサを具備し、電流をＰＷＭ制御してフィードバック制御することを示す図である。 図１のシミュレーションの波形を示す図である。 本発明に係る交流／直流変換電源装置を用いた発光ダイオード駆動システムを示す図である。 図１の図において、制御信号の位相、直流出力電流、交流電源で測定した力率を示す図である。

１ 磁気エネルギー回生スイッチ
２ （交流）リアクトル
３ 交流電源
４ 制御手段
５ ダイオード整流回路
６ 平滑コンデンサ
７ 直列ダイオードユニット
８ 直流負荷
９ 遅延調節用可変抵抗器
１０ オペアンプ
１１ インバータ
１２ 変圧器
１３ ダイオード
１４ 光センサ
１５ コンデンサ
１６ 遅延調節用コンデンサ
１７ 三相交流電源
１８ 直流リアクトル
１９ フィルター回路
２０ 両波倍電圧整流回路

ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４ 逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ６、ＳＷ７ 逆電流阻止型の半導体スイッチ
ＳＵ、ＳＶ、ＳＷ、ＳＸ、ＳＹ、ＳＺ、ＳＣ 逆導通型半導体スイッチ
Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４ ゲート

Claims (17)

1. ４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、電荷を放電することで回生するコンデンサとから成る磁気エネルギー回生スイッチと、リアクトルと、交流電源とを直列に接続し、さらに、前記ブリッジ回路の交流端子間に整流用のダイオードブリッジの入力側を接続し、前記ダイオードブリッジの整流出力側に平滑用コンデンサを接続した交流／直流変換電源装置において、
   前記各逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御手段とを具備し、該制御手段は、前記ブリッジ回路を構成する４個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、対角線上に位置するペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作をそれぞれ同時に行うように制御するとともに、２組ある前記ペアのうち、一方の前記ペアがオンのときは、他方の前記ペアがオフとなるように制御し、かつ、前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して、前記交流電源の１サイクルの時間に１回切り換え、
   さらに、前記リアクトル及び前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することにより、前記交流電源の電圧よりも高い共振電圧を発生させ、該共振電圧を前記ダイオードブリッジを介して取り出すことを特徴とする交流／直流変換電源装置。
2. 前記磁気エネルギー回生スイッチを、前記コンデンサと前記逆導通型半導体スイッチを並列に接続したものを、２組前記逆導通型半導体スイッチが逆直列となる向きに接続して構成されるハーフ・ブリッジ回路とし、前記制御手段は、２個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、一方の前記逆導通型半導体スイッチがオンの時は他方の前記逆導通型半導体スイッチをオフにするように制御し、かつ前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して、前記交流電源の１サイクルの時間に１回切り換え、さらに、前記リアクトル及びそれぞれの前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することを特徴とする請求項１に記載の交流／直流変換電源装置。
3. 前記磁気エネルギー回生スイッチを、前記コンデンサと、２個の前記逆導通型半導体スイッチを逆直列に接続した回路とを、並列に接続して構成されるハーフ・ブリッジ回路とし、前記制御手段は、２個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、一方の前記逆導通型半導体スイッチがオンの時は他方の前記逆導通型半導体スイッチをオフにするように制御し、かつ前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して、前記交流電源の１サイクルの時間に１回切り換え、さらに前記リアクトル及び前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することを特徴とする請求項１に記載の交流／直流変換電源装置。
4. 前記逆導通型半導体スイッチとして逆導通型ＧＴＯサイリスタを使用することを特徴とする請求項３に記載の交流／直流変換電源装置。
5. 前記磁気エネルギー回生スイッチを、前記コンデンサと、第１の逆電流阻止型の半導体スイッチと、第２の前記逆電流阻止型の半導体スイッチを、前記第１の逆電流阻止型の半導体スイッチと前記第２の逆電流阻止型の半導体スイッチが逆並列となる向きに前記コンデンサに対してそれぞれ並列に接続して構成されるハーフ・ブリッジ回路とし、前記制御手段は、２個の前記逆電流阻止型の半導体スイッチのうち、一方の前記逆電流阻止型の半導体スイッチがオンの時は他方の前記逆電流阻止型の半導体スイッチをオフにするように制御し、かつ前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して、前記交流電源の１サイクルの時間に１回切り換え、
   さらに前記リアクトル及び前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することを特徴とする請求項１に記載の交流／直流変換電源装置。
6. さらに変圧器を備え、前記磁気エネルギー回生スイッチの交流端子を前記変圧器の１次側に接続し、前記変圧器の２次側を前記ダイオードブリッジの入力側に接続したことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の交流／直流変換電源装置。
7. 前記ダイオードブリッジを、２個の前記ダイオード及び２個の前記平滑用コンデンサで構成された両波倍電圧整流回路としたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の交流／直流変換電源装置。
8. ４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、電荷を放電することで回生するコンデンサとから成る磁気エネルギー回生スイッチと、リアクトルと、交流電源とを直列に接続し、さらに、前記ブリッジ回路の直流端子の正極側にダイオードのアノードを接続し、該ダイオードのカソードと前記ブリッジ回路の直流端子の負極側との間に平滑用コンデンサを接続した交流／直流変換電源装置において、
   前記逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御手段とを具備し、該制御手段は、前記ブリッジ回路を構成する４個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、対角線上に位置するペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作をそれぞれ同時に行うように制御するとともに、２組ある前記ペアのうち、一方の前記ペアがオンのときは、他方の前記ペアがオフとなるように制御し、かつ、前記オン・オフ動作を前記交流電源の電圧位相に同期して、前記交流電源の１サイクルの時間に１回切り換え、
   さらに、前記リアクトル及び前記コンデンサとを含む共振回路の共振先鋭度が１より大きくなるように設定することにより、前記交流電源の電圧よりも高い共振電圧を発生させ、前記平滑用コンデンサの両端子から取り出すことを特徴とする交流／直流変換電源装置。
9. 前記交流電源が三相交流の場合、前記交流／直流変換電源装置を３台、前記三相交流に接続することを特徴とする請求項８に記載の交流／直流変換電源装置。
10. 前記磁気エネルギー回生スイッチと前記交流電源との間にさらに電流センサを接続し、前記制御手段は、前記電流センサの参照電流値に合わせてＰＷＭ制御をすることを特徴とする請求項８または９に記載の交流／直流変換電源装置。
11. 前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作を、ＰＷＭ制御、部分ＰＷＭ制御、または固定パルス制御を行うことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の交流／直流変換電源装置。
12. 前記リアクトルのインダクタンスと、前記コンデンサの静電容量で決まる共振周波数が、前記交流電源の電源周波数より高いことを特徴とする請求項１乃至１１のいずれかに記載の交流／直流変換電源装置。
13. 前記制御手段が、前記制御信号の位相を、前記交流電源の電圧位相よりも進ませる制御を行うことを特徴とする請求項１乃至１２のいずれかに記載の交流／直流変換電源装置。
14. 前記制御手段は、前記交流電源の電流、前記交流／直流変換電源装置の出力電流や出力電圧を計測し、前記制御信号の位相の制御にフィードバック制御を用いたことを特徴とする請求項１乃至１３のいずれかに記載の交流／直流変換電源装置。
15. 前記交流電源と前記リアクトルに相当するものとして交流発電機を用い、請求項１乃至１４のいずれかに記載の交流／直流変換電源装置を構成する前記ブリッジ回路の前記交流端子と、前記交流発電機の出力端子を並列に接続し、
    前記交流／直流変換電源装置の制御手段は、前記交流発電機の出力の周波数と同期して、前記逆導通型半導体スイッチ、または前記逆電流阻止型の半導体スイッチの前記ゲートに与える前記制御信号の位相制御を行い、前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する前記コンデンサを可変コンデンサとして、前記交流発電機のリアクタンス成分と共振させることを特徴とする交流発電機の交流出力を直流出力に変換するシステム。
16. 請求項１乃至１４のいずれかに記載の交流／直流変換電源装置の直流出力に、複数の発光ダイオードを直列に接続した直列ダイオードユニットを、複数ユニット並列に接続したことを特徴とする発光ダイオード駆動システム。
17. さらに光センサを設けるとともに、前記発光ダイオードの照度の変化を前記光センサで検知し、該検知した信号を前記制御手段にフィードバックすることにより、前記発光ダイオードの発光光度を所定の値に保つように前記共振電圧を制御することを特徴とする請求項１６に記載の発光ダイオード駆動システム。