JP2010051116A

JP2010051116A - スイッチング電源装置、電源システム、および電子装置

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Publication number: JP2010051116A
Application number: JP2008214274A
Authority: JP
Inventors: Naoki Maru; 直樹丸
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2008-08-22
Filing date: 2008-08-22
Publication date: 2010-03-04

Abstract

【課題】スイッチング電源装置の、瞬停耐量時間の確保用のコンデンサ容量を低減する。
【解決手段】本発明のスイッチング電源装置は、コンデンサ、コンデンサの両端の直流電圧をスイッチングする第１及び第２のスイッチ素子、第１のスイッチ素子を１次巻線の終端タップに接続し、第２のスイッチ素子を１次巻線の中間タップに接続するトランス、トランスの２次巻線に接続する整流回路、および整流回路に接続する平滑回路を設け、直流電圧の値に応じて第１及び第２のスイッチ素子のいずれか一方を選択的に動作させる制御回路を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置、スイッチング電源装置を使用した電源システム、スイッチング電源装置を使用した電子装置に関する。

電子装置には一般的にスイッチング電源装置が内蔵されている。一般的なスイッチング電源装置は、その入力電圧の瞬停(瞬時停電)発生時に一定時間に亘って電源動作を継続させる瞬停耐量が求められる。この瞬停耐量の時間を確保する方法として、一般的にスイッチング電源装置の整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータ間に大容量のコンデンサを接続して、瞬停発生時にコンデンサに蓄積されたエネルギーを放電し、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を継続させる方法が一般的に用いられている。

具体的な方式については、例えば特開２０００−３０５６４１号（特許文献１）に記載されているような、整流ダイオードブリッジの出力とＤＣ／ＤＣコンバータの間にコンデンサを接続する方式が知られている。

図４に従来技術を用いたスイッチング電源装置の例を示す。図４のスイッチング電源装置３０１は、交流電源３０２の出力３０４ａ、３０４ｂをダイオードブリッジ３１１に入力し、ダイオードブリッジ３１１の整流出力をコンデンサ３１２に接続し、コンデンサ３１２の正極をトランス３１３の１次巻線３１３ａに接続し、トランス３１３の１次巻線３１３ａの他端をスイッチ素子Ｓ３に接続し、スイッチ素子Ｓ３をコンデンサ３１２の負極に接続し、トランス３１３の２次巻線３１３ｂを整流回路３１４に接続し、整流回路３１４を平滑回路３１５に接続し、平滑回路３１５の出力を電源出力３０５ａ、３０５ｂを通して負荷３０３に接続し、スイッチング電源装置３０１の電源出力３０５ａを電圧比較器３１６の負入力に接続し、電圧比較器３１６の正入力を基準電圧源３１７に接続し、電圧比較器３１６の出力をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路３１８に接続し、ＰＷＭ回路３１８をスイッチ素子Ｓ３に接続した構成である。

図４のスイッチング電源装置の回路動作について説明する。交流電源３０２の出力はダイオードブリッジ３１１により整流され、コンデンサ３１２で平滑され、直流電圧に変換される。コンデンサ３１２両端の直流電圧はスイッチ素子Ｓ３によりスイッチングされ、トランス３１３の１次巻線３１３ａに入力される。トランス３１３は１次巻線３１３ａの電圧を降圧し、２次巻線３１３ｂに出力する。２次巻線３１３ｂの出力電圧は整流回路３１４により整流され、整流回路３１４の出力電圧は平滑回路３１５により平滑され、直流電圧に変換され、電源出力３０５ａ、３０５ｂを通して負荷３０３に出力される。

電圧比較器３１６はスイッチング電源装置３０１の出力電圧Ｖｏと基準電圧源３１７の基準電圧Ｖｒｅｆを比較する。ＰＷＭ回路は電圧比較器３１６の出力電圧に応じて、スイッチ素子Ｓ３のオンデューティー比を変化させる。具体的には、基準電圧Ｖｒｅｆより出力電圧Ｖｏよりが低い場合は、スイッチ素子Ｓ３のオンデューティー比を増加させて出力電圧Ｖｏを増加させ、基準電圧Ｖｒｅｆより出力電圧Ｖｏよりが高い場合は、スイッチ素子Ｓ３のオンデューティー比を減少させて出力電圧Ｖｏを減少させる制御を行う。この制御により、スイッチング電源装置３０１の出力電圧Ｖｏは基準電圧Ｖｒｅｆと同一の電圧値に維持される。

また、交流電源３０２の停電発生時には、コンデンサ３１２に蓄積されたエネルギーを放電することにより、一定時間電源動作を継続させ、スイッチング電源装置の瞬停耐量の時間を確保している。

特開２０００−３０５６４１号公報

図４に示した従来技術を用いたスイッチング電源装置では、瞬停耐量時間を確保するため、コンデンサ３１２の静電容量を大きくする必要がある。

一例として、スイッチング電源装置の入力電圧ＡＣ２００Ｖ、出力電圧ＤＣ５Ｖ、出力電流１００Ａ、トランス３１３の１次巻線数Ｎ１＝８０ターン、トランス３１３の２次巻線数Ｎ２＝２ターン、必要な瞬停耐量時間Ｔｈ＝２０ｍｓの場合を想定する。

交流電源３０２の停電が発生していない場合のコンデンサ３１２の両端電圧ＶＣ１は次式(1)である。

交流電源３０２に停電が発生すると、コンデンサ３１２が放電して、両端電圧は低下する。電源動作可能なコンデンサ３１２の下限電圧ＶＣ２はスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏとトランス３１３の１次巻線数Ｎ１と２次巻線数Ｎ２により決定される。具体的な値は、たとえば式(2)である。

瞬停耐量時間を確保するために必要なコンデンサ容量Ｃは停電が発生していない場合のコンデンサ３１２の両端電圧ＶＣ１と電源動作可能なコンデンサ３１２の下限電圧ＶＣ２とスイッチング電源装置３０１の出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏ、必要な瞬停耐量時間Ｔｈから、式（3）で計算され、具体的な値は、たとえば式(4)である。

以上のように、一般的に瞬停耐量時間を確保するためにはスイッチング電源装置に大容量のコンデンサを内蔵する必要がある。スイッチング電源装置への大容量のコンデンサの内蔵は、電源体積、コストの増加につながるため、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化のためには、瞬停耐量時間の確保のためのコンデンサ容量の低減化が必要である。

また、瞬停耐量時間の確保のためのコンデンサ容量の低減策として、式(２)及び式(３)から分かるように、トランス３１３の１次巻線３１３ａの巻数Ｎ１を少なくして、電源動作可能なコンデンサ３１２の下限電圧ＶＣ２を下げる方法がある。しかしこの方法では、通常動作におけるトランスの１次電流が増加して、トランスの１次巻線の発熱が増加するため、この対策として１次巻線径を太くする必要があり、その結果、トランスの寸法、コストが増加する弊害がある。

この問題解決のため、本発明のスイッチング電源装置は、コンデンサ、コンデンサの両端の直流電圧をスイッチングする第１及び第２のスイッチ素子、第１のスイッチ素子を１次巻線の終端タップに接続し、第２のスイッチ素子を１次巻線の中間タップに接続するトランス、トランスの２次巻線に接続する整流回路、および整流回路に接続する平滑回路を設け、直流電圧の値に応じて第１及び第２のスイッチ素子のいずれか一方を選択的に動作させる制御回路を備える。

本発明のスイッチング電源装置によれば、瞬停耐量時間の確保用のコンデンサ容量を低減化することができる。。

以下、本発明の実施形態を、スイッチング電源装置、電源システム、及び電子装置の実施例として、図面を用いて詳細に説明する。

図１は実施例１のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置１は、交流電源２の出力４ａ、４ｂをダイオードブリッジ１１に入力し、ダイオードブリッジ１１の整流出力をコンデンサ１２に接続し、コンデンサ１２の正極をトランス１３の１次巻線１３ａに接続し、トランス１３の１次巻線１３ａの他端をスイッチ素子Ｓ１に接続し、スイッチ素子Ｓ１をコンデンサ１２の負極に接続し、トランス１３の１次巻線１３ａの中点をスイッチ素子Ｓ２に接続し、スイッチ素子Ｓ２をコンデンサ１２の負極に接続し、トランス１３の２次巻線１３ｂを整流回路１４に接続し、整流回路１４を平滑回路１５に接続し、平滑回路１５の出力を電源出力５ａ、５ｂを通して負荷３に接続し、スイッチング電源装置１の電源出力５ａを電圧比較器１６の負入力に接続し、電圧比較器１６の正入力を第１の基準電圧源１７に接続し、電圧比較器１６の出力をＰＷＭ回路１８に接続し、ＰＷＭ回路１８の出力を論理回路２０に接続し、コンデンサ１２の正極をコンパレータ２１の負入力に接続し、第２の基準電圧源２２をコンパレータ２１の正入力に接続し、コンパレータ２１の出力を論理回路２０に接続し、論理回路２０の出力をスイッチ素子Ｓ１に接続し、論理回路２０の出力をスイッチ素子Ｓ２に接続した構成である。また、トランス１３の１次巻線１３ａの巻数は、中点をはさみそれぞれＮ１１ターン、Ｎ１２ターンであり、合計Ｎ１（＝Ｎ１１＋Ｎ１２）ターンである。

図１のスイッチング電源装置１の回路動作について説明する。交流電源２はダイオードブリッジ１１により整流され、コンデンサ１２で平滑され、直流電圧に変換される。コンデンサ１２両端の直流電圧はスイッチ素子Ｓ１もしくはスイッチ素子Ｓ２によりスイッチングされ、トランス１３の１次巻線１３ａに入力される。トランス１３は１次巻線１３ａの電圧を降圧し、２次巻線１３ｂに出力する。２次巻線１３ｂの出力電圧は整流回路１４により整流され、整流回路１４の出力電圧は平滑回路１５により平滑され、直流電圧に変換される。平滑回路１５の直流電圧出力は電源出力５ａ、５ｂを通して負荷３に出力される。

電圧比較器１６は、スイッチング電源装置１の出力電圧Ｖｏと第１の基準電圧源１７の基準電圧Ｖｒｅｆを比較する。ＰＭＷ回路は電圧比較器１６の出力電圧に応じて、出力するオンデューティー比を変化させる。具体的には、基準電圧Ｖｒｅｆより出力電圧Ｖｏよりが低い場合は、オンデューティー比を増加させて出力電圧Ｖｏを増加させ、基準電圧Ｖｒｅｆより出力電圧Ｖｏよりが高い場合は、オンデューティー比を減少させて出力電圧Ｖｏを減少させる制御を行う。この制御より、スイッチング電源装置１の出力電圧Ｖｏは第１の基準電圧Ｖｒｅｆと同一の電圧値に維持される。

コンパレータ２１は、コンデンサ１２の電圧と第２の基準電圧源２２の基準電圧Ｖｔｈを比較する。具体的には、コンデンサ１２の電圧が基準電圧Ｖｔｈより高い場合は、コンパレータ２１はＬレベルを出力し、コンデンサ１２の電圧が基準電圧Ｖｔｈより低い場合は、コンパレータ２１はＨレベルを出力する。論理回路２０は、コンパレータ出力のレベルにより、駆動するスイッチ素子の切換えを行う。具体的には、コンパレータ２１の出力がＬレベルの場合はスイッチ素子Ｓ１をＰＷＭ回路１８の出力のオンデューティー比で駆動し、コンパレータ２１の出力がＨレベルの場合はスイッチ素子Ｓ２をＰＷＭ回路１８の出力のオンデューティー比で駆動する。

以上の制御により、コンデンサ１２の電圧が基準電圧Ｖｔｈより高い場合は、スイッチ素子Ｓ１が駆動されるため、駆動されるトランス１３の１次巻線１３ａの巻数は（Ｎ１１＋Ｎ１２）ターンであり、コンデンサ１２の電圧が基準電圧Ｖｔｈより低い場合は、スイッチ素子Ｓ２が駆動されるため、駆動されるトランス１３の１次巻線１３ａの巻数はＮ１１ターンである。

交流電源２の停電発生時には、コンデンサ１２に蓄積されたエネルギーを放電することにより、一定時間電源動作を継続させ、スイッチング電源装置の瞬停耐量の時間を確保する。

一例として、スイッチング電源装置１の入力電圧ＡＣ２００Ｖ、出力電圧(定格電圧)ＤＣ５Ｖ、出力電流１００Ａ、必要な瞬停耐量時間Ｔｈ＝２０ｍｓ、トランス１３の１次巻線数（Ｎ１１＋Ｎ１２）＝８０ターン、トランス１３の２次巻線数Ｎ２＝２ターンを想定する。この想定は、発明が解決しようとする課題の欄で説明した例と同一の条件である。更に、トランス１３の１次巻線には、Ｎ１１＝４０ターン、Ｎ１２＝４０ターンの位置に中点が設置され、また、第２の基準電圧源２２の基準電圧Ｖｔｈ＝２００Ｖの場合を想定する。

停電が発生していない場合のコンデンサ１２の両端電圧ＶＣ１は、式(１)で表され、ＤＣ２８２Ｖである。この状態において、コンパレータ２１の負入力電圧は２８２Ｖ、正入力電圧は２００Ｖであるため、コンパレータ２１の出力レベルはＬレベルとなり、スイッチ素子Ｓ１が駆動されるため、トランス１３の１次巻線１３ａは、Ｎ１１＋Ｎ１２＝８０ターンが駆動される。この場合のトランス１３の１次巻線１３ａの電流値は、スイッチング電源装置１の出力電流とトランス１３の巻数比によって決定され、具体的な値は、１００Ａ／（８０ターン／２ターン）＝２．５Ａである。

交流電源２の停電発生時にはコンデンサ１２が放電して、その両端電圧が低下する。コンデンサ１２両端の電圧が２８２Ｖ〜２００Ｖの範囲では、コンパレータ２１の正入力の電圧より、負入力の電圧が高いため、コンパレータ２１の出力レベルはＬレベルとなり、スイッチ素子Ｓ１が駆動され、トランス１３の１次巻線１３ａは、Ｎ１１＋Ｎ１２＝８０ターンが駆動される。

この状態でのトランス１３の１次巻線１３ａの電流値は、スイッチング電源装置１の出力電流とトランス１３の巻数比によって決定され、具体的な値は、１００Ａ／（８０ターン／２ターン）＝２．５Ａである。なお、コンデンサ１２の電圧が２００Ｖまで低下した場合においても、トランス１３の２次巻線１３ｂの出力電圧は、２００Ｖ／（８０ターン／２ターン）＝５Ｖであるため、スイッチング電源装置１は定格電圧を出力可能である。

停電が継続しコンデンサ１２の電圧が２００Ｖより低下した場合について説明する。コンデンサ１２両端の電圧が２００Ｖ未満では、コンパレータ２１の正入力の電圧より、負入力の電圧が低くなるため、コンパレータ２１の出力レベルはＨレベルとなり、スイッチ素子Ｓ２が駆動され、トランス１３の１次巻線１３ａは、Ｎ１１＝４０ターンが駆動される。

この状態でのトランス１３の１次巻線１３ａの電流値は、スイッチング電源装置１の出力電流とトランス１３の巻数比によって決定され、具体的な値は、１００Ａ／（４０ターン／２ターン）＝５Ａである。この電流値は停電が発生していない場合の電流値２．５Ａの２倍であり、１次巻線１３ａの発熱増加による影響が懸念されるが、停電発生時にトランス１次巻線の電流が増加する時間は、瞬停耐量時間Ｔｈ＝２０ｍｓ以下の短い時間であるため、トランス１次巻線１３ａの発熱増加よる温度上昇は軽微であり、問題にならない。このため、トランスの１次巻線径を大きくする必要はなく、１次巻線径は停電が発生していない場合の通常電流である２．５Ａを流すことができる設計とすれば良い。

電源動作可能なコンデンサ１２の下限電圧ＶＣ２はスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏとスイッチ素子Ｓ２駆動時に１次巻線１３ａが駆動される巻数Ｎ１１と２次巻線数Ｎ２により決定される。具体的な値は、ＶＣ２＝Ｖｏ×（Ｎ１１／Ｎ２）＝５（Ｖ）×（４０ターン／２ターン）＝１００（Ｖ）である。

瞬停耐量時間を確保するために必要なコンデンサ容量Ｃは停電が発生していない場合のコンデンサ１２の両端電圧ＶＣ１と電源動作可能なコンデンサ１２の下限電圧ＶＣ２とスイッチング電源装置１の出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏ、必要な瞬停耐量の時間Ｔｈから、式（3）で計算され、具体的な値は、式(5)である。

必要なコンデンサ容量は、式(４)の一例において必要であった容量５０６ｕＦの５７％であり、必要なコンデンサ容量を４３％低減することができる。

以上の実施例では、トランス１３の１次巻線数を、Ｎ１１＝４０ターン、Ｎ１２＝４０ターンとしたが、たとえばＮ１１＝５０ターン、Ｎ１２＝３０ターンのように、Ｎ１１≠Ｎ１２としても、必要なコンデンサ容量の低減効果が得られる。言い換えると、１次巻線数Ｎ1となる終端タップ（スイッチ素子Ｓ１の１次巻線への接続点）に対してＮ１≧Ｎ１１となるように、１次巻線の途中に中間タップ（スイッチ素子Ｓ２の１次巻線への接続点）を設け、停電が発生した場合に、スイッチングしたコンデンサ１２の両端電圧ＶＣ１をその中間タップに供給すれば良い。中間タップを複数設け、それらを段階的に切り替えて用いても良い。中間タップを段階的に切り替える場合、コンパレータ２１と基準電圧源２２との組を複数設け、順次切り替えても良いし、コンパレータ２１の正入力となる基準電圧源２２を複数設け、基準電圧Ｖｔｈを順次切り替えるようにしても良い。

以上の説明したとおり、本実施例のスイッチング電源装置を使用すれば、コンデンサ両端の直流電圧の大きさに応じてスイッチ素子を選択的に動作させるので、電源動作が可能なコンデンサの下限電圧を下げることができるため、瞬停耐量時間の確保用のコンデンサ容量を、従来技術を使用した電源と比較して低減することが可能である。よって、スイッチング電源装置の小型化、コスト低減を図ることができる。

なお、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどの半導体素子を使用することができる。

また、図１の実施例では、スイッチング電源回路がシングルフォワード型の場合を説明したが、回路方式をダブルフォワード型、ハーフブリッジ型、フルブリッジ型などに変更しても、同様の効果を得ることができる。

図２は実施例２の電源システムを示す図である。図２において、１０１は電源システムであり、１０２は電源システム入力であり、１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃは電源入力であり、１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃは図１のスイッチング電源装置１であり、１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃは電源出力であり、１０６は電源システム出力である。図２に示すように本実施例の電源システム１０１は電源システム入力１０２にスイッチング電源装置１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの電源入力１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃを並列接続し、スイッチング電源装置１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの電源出力１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃを並列接続したものに電源システム１０１の電源システム出力１０６を接続するものである。

以上説明した通り、本電源システム１０１は実施例１のスイッチング電源装置を使用していることから、実施例１と同様にスイッチング電源装置を小型化、低コスト化することができ、小型、低コストの電源システムを提供することが可能である。

図３は実施例３で電子装置を示す図である。図３において、２０１は電子装置であり、２０２は電源入力であり、２０３は電源入力であり、２０４は図１のスイッチング電源装置１であり、２０５は電源出力であり、２０６は電子回路である。図３に示すように本実施例の電子装置２０１は電源入力２０２にスイッチング電源装置２０４を接続し、スイッチング電源装置２０４に電子回路２０６を接続したものである。ここで、電子回路２０６は、例えば電子演算回路、メモリ回路、増幅回路、発振回路、Ｄ／Ａコンバータ、Ａ／Ｄコンバータなどのデジタル回路、アナログ回路による電子回路である。

以上説明した通り、電子装置２０１は実施例１のスイッチング電源装置を使用していることから、実施例１と同様にスイッチング電源装置を小型化、低コスト化することができ、小型、低コストの電子装置を提供することが可能である。

本実施形態は、瞬停耐量時間の確保用のコンデンサ容量を低減化したスイッチング電源装置、電源システム、電子装置に関するもので、低体積、低コストのスイッチング電源装置、電源システム、電子装置を提供することができる。すなわち、ＡＣ／ＤＣ電源、ＤＣ／ＤＣ電源、ＵＰＳ電源などの各種電源装置、各種電源システム、及び、各種電子装置に利用することができる。

実施例１のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。実施例２の電源システムを示す図である。実施例３で電子装置を示す図である。従来技術を用いたスイッチング電源装置の例を示す図である。

符号の説明

１：スイッチング電源装置、２：交流電源、３：負荷、４ａ、４ｂ：電源入力、５ａ、５ｂ：電源出力、１１：ダイオードブリッジ、１２：コンデンサ、１３：トランス、１３ａ：トランス１次巻線、１３ｂ：トランス２次巻線、１４：整流回路、１５：平滑回路、１６：電圧比較器、１７：第１の基準電圧源、１８：ＰＷＭ回路、２０：論理回路、２１：コンパレータ、２２：第２の基準電圧源、Ｓ１、Ｓ２：スイッチ素子、１０１：電源システム、１０２：電源システム入力、１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ：電源入力、１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ：スイッチング電源装置、１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ：電源出力、１０６：電源システム出力、２０１：電子装置、２０２：電源入力、２０３：電源入力、２０４：スイッチング電源装置、２０５：電源出力、２０６：電子回路、３０１：スイッチング電源装置、３０２：交流電源、３０３：負荷、３０４ａ、３０４ｂ：電源入力、３０５ａ、３０５ｂ：電源出力、３１１：ダイオードブリッジ、３１２：コンデンサ、３１３：トランス、３１３ａ：トランス１次巻線、３１３ｂ：トランス２次巻線、３１４：整流回路、３１５：平滑回路、３１６：電圧比較器、３１７：基準電圧源、３１８：ＰＷＭ回路、Ｓ３：スイッチ素子。

Claims

コンデンサ、前記コンデンサの両端の直流電圧をスイッチングする第１及び第２のスイッチ素子、前記第１のスイッチ素子を１次巻線の終端タップに接続し、前記第２のスイッチ素子を前記１次巻線の中間タップに接続するトランス、前記トランスの２次巻線に接続する整流回路、および前記整流回路に接続する平滑回路を設け、前記直流電圧の値に応じて前記第１及び第２のスイッチ素子のいずれか一方を選択的に動作させる制御回路を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記制御回路は、前記直流電圧が所定電圧以上のときに前記第１のスイッチ素子を動作させ、前記直流電圧が前記所定電圧未満のときに前記第２のスイッチ素子を動作させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
請求項１のスイッチング電源装置を備えたことを特徴とする電源システム。
請求項１のスイッチング電源装置を備えたことを特徴とする電子装置。