CN112953253A - 一种单向交流电力电子变压器拓扑及其功率均衡控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种单向交流电力电子变压器拓扑，由VIENNA整流器、移相全桥电路和三相逆变电路串联组成，移相全桥电路由完全一致的移相全桥一和移相全桥二通过原边串联、副边并联的形式组成，分别与VIENNA整流器的上下半母线及三相逆变器直流侧连接；移相全桥中的隔离变压器原边串联，两个副边绕组通过整流二极管整流后在通过滤波电感并联；还公开了两个移相全桥功率均衡控制方法；本发明系统结简洁灵活，通过采用变压器串联方式，使副边整流电路自然均流；通过简单的电流均衡控制，就能够平衡整流器上下半母线功率以及两个移相全桥功率平衡；系统效率高、功率密度高。

Description

一种单向交流电力电子变压器拓扑及其功率均衡控制方法
技术领域
本发明属于电力电子设备及电力变换技术领域，尤其涉及一种利用电力电子器件实现电压变换的电力电子变压器，以及其功率均衡控制方法。
背景技术
交流变压器在电力系统中广泛应用，能够实现电压等级变换及原副边电气隔离，但是存在功能单一、可控性低、噪音大、重量大、功率密度低的问题。
电力电子变压器是通过电力电子变换技术，将工频电调制为高频电并通过高频变压器实现电气隔离和电压等级变换，除具备常规变压器的功能外，还能够实现功率因数控制、功率控制、电压幅值、频率控制等功能。电力电子变压器采用了高频变换技术，内部高频变压器的体积随运行频率的升高而降低，因此，理论上同等容量情况下，电力电子变压器的尺寸要小于常规工频变压器。
目前电力电子变压器已有多种拓扑形式，主要是面向陆用电网应用，功率双向流动，电压等级高，容量大，拓扑结构及控制相对复杂。
由于电压等级高，电力电子变压器内部使用的高频变压器需满足高绝缘的要求，电压等级越高，所需要的的绝缘等级就越高，而通过提高运行频率来降低高频变压器的优势会因满足高绝缘的需要而丢失，因此目前电力电子变压器的实际尺寸远大于同容量的工频变压器。
发明内容
本发明的目的之一在于根据现有技术的不足，设计一种单向交流电力电子变压器拓扑，以实现电压等级变换、电气隔离和功率单向流动。
为了实现上述目的，本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种单向交流电力电子变压器拓扑，其特征在于：由VIENNA整流器、移相全桥电路和三相逆变电路三部分串联组成；
所述的VIENNA整流器为半导体开关器件S1～S6组成的三相六开关拓扑结构，半导体开关器件S1～S2串联而成的开关管线路一、半导体开关器件S3～S4串联而成的开关管线路二以及半导体开关器件S5～S6串联而成的开关管线路三分别通过电抗器L1、L2、L3连接交流输入端，半导体开关器件S1、半导体开关器件S3和半导体开关器件S5输入端分别通过整流二极管D1、整流二极管D3和整流二极管D5引出并联后与半导体开关器件S2、半导体开关器件S4和半导体开关器件S6的输出端构成输出上半母线，半导体开关器件S1、半导体开关器件S3和半导体开关器件S5输入端分别通过整流二极管D2、整流二极管D4和整流二极管D6引出并联后与半导体开关器件S2、半导体开关器件S4和半导体开关器件S6的输出端构成输出下半母线；
所述的移相全桥电路由完全一致的移相全桥一和移相全桥二通过原边串联、副边并联的形式组成；所述的移相全桥一通过支撑电容C1连接在VIENNA整流器输出上半母线上，由半导体开关器件S7～S10组成的原边H桥、谐振电感L4、隔直电容C3、高频变压器T1～T2、滤波电感L5～L6、副边整流二极管D7～D8和副边整流二极管D9～D10构成的两个整流输出端组成；所述的移相全桥二通过支撑电容C2连接在VIENNA整流器输出下半母上，由半导体开关器件S11～S14组成的原边H桥、谐振电感L7、隔直电容C4、高频变压器T3～T4、滤波电感L8～L9、副边整流二极管D11～D12和副边整流二极管D13～D14构成的两个整流输出端组成；
所述的三相逆变电路通过直流支撑电容C5与移相全桥一和移相全桥二的整流输出正负极连接，由开关15和开关18串联而成的桥臂一、由开关16和开关19串联而成的桥臂一和由开关17和开关20串联而成的桥臂三并联形成，三个桥臂连接电抗器L10和三角电容模组后连接交流输出端，所述的三角电容模组由电容C6～C8串联而成。
所述的一种单向交流电力电子变压器拓扑，其移相全桥一的两个整流输出端的正极通过滤波电感L5和滤波电感L6并联，负极直接并联；所述的移相全桥二的两个整流输出端的正极通过滤波电感L8和滤波电感L9并联，负极直接并联；所述的移相全桥一与移相全桥二的整流输出端正极通过滤波电感L5、滤波电感L6、滤波电感L8和滤波电感L9并联，负极直接并联。
所述的一种单向交流电力电子变压器拓扑，其高频变压器T1和高频变压器T2原边绕组直接串联，副边为两个带中间抽头的绕组。
所述的一种单向交流电力电子变压器拓扑，其VIENNA整流器、移相全桥电路、三相逆变电路所采用的半导体开关器件S1～S20均为MOSFET。
本发明的目的之二在于提供一种上述单向交流电力电子变压器的功率均衡控制方法，以实现内部功率单元的电流、电压和功率均衡，包括如下步骤：
移相全桥一的高频变压器T1、T2原边相同的电流经副边两个整流输出端整流后分别流过滤波电感L5、L6电流自动均衡；通过检测流过滤波电感电流进行闭环控制，可控制流过滤波电感L5、L8的电流均衡，从而实现移相全桥一与移相全桥二的输出电流均衡；
移相全桥二的高频变压器T3、T4原边相同的电流经副边两个整流输出端整流后流过滤波电感L8、L9实现电流自动均衡；通过检测流过滤波电感电流进行闭环控制，可控制流过滤波电感L6、L9的电流均衡，从而实现移相全桥一与移相全桥二的输出电流均衡；
同时，移相全桥一与移相全桥二并联后具有相同的输出电压，通过移相全桥一与移相全桥二的功率均衡，可自动实现VIENNA整流器上半母线与下半母线功率自动均衡。
本发明的有益效果是：
1，采用IENNA整流器、移相全桥电路、三相逆变电路的三级变换拓扑形式，可实现输入侧单位功率因数运行、电气隔离、高频变换、输入输出电压等级变换等功能；
2，移相全桥电路采用两个移相全桥原边串联、副边并联，有利于采用低压大电流功率器件实现高电压、大功率变换；
3，移相全桥中的高频变压器原边直接串联，可自动实现副边两个绕组电流均衡，整流输出并联后可自动实现两个整流桥功率均衡；
4，通过移相全桥输出电流均衡控制，可实现两个移相全桥输入侧功率均衡，使VIENNA整流器上半母线和下半母线功率自动均衡；
5，通过采用低压MOSFET及软开关技术，可进一步提高功率器件开关频率，使电力电子变压器体积进一步缩小。
附图说明
图1是本发明的拓扑结构示意图；
图2是本发明功率均衡的一种控制方法；
图3是本发明VIENNA整流器三相690V交流输入电压、电流波形图；
图4为VIENNA整流器输出侧半母线电压、母线电压、半母线输出功率、母线输出功率；
图5为移相全桥一输出侧两个整流桥输出电流、移相全桥二输出总电流以及直流电压；
图6为三相380V交流输出电压、电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细说明。
参照图1所示，为实现电压等级变换、电气隔离、功率单向流动，本发明拓扑由三部分串联组成，依次为VIENNA整流器、移相全桥电路、三相逆变电路。
VIENNA整流器实现将三相交流电整流成带中点电位的直流电，分为上半母线及下半直流母线，其拓扑结构为图1所示的三相六开关拓扑结构，半导体开关器件S1～S2串联而成的开关管线路一、半导体开关器件S3～S4串联而成的开关管线路二以及半导体开关器件S5～S6串联而成的开关管线路三分别通过电抗器L1、L2、L3连接交流输入端，半导体开关器件S1、半导体开关器件S3和半导体开关器件S5输入端分别通过整流二极管D1、整流二极管D3和整流二极管D5引出并联后与半导体开关器件S2、半导体开关器件S4和半导体开关器件S6的输出端构成输出上半母线，半导体开关器件S1、半导体开关器件S3和半导体开关器件S5输入端分别通过整流二极管D2、整流二极管D4和整流二极管D6引出并联后与半导体开关器件S2、半导体开关器件S4和半导体开关器件S6的输出端构成输出下半母线。
所述的移相全桥电路由完全一致的移相全桥一和移相全桥二通过原边串联、副边并联的形式组成。所述的移相全桥一通过支撑电容C1连接在VIENNA整流器输出上半母线上，由半导体开关器件S7～S10组成的原边H桥、谐振电感L4、隔直电容C3、高频变压器T1～T2、滤波电感L5～L6、副边整流二极管D7～D8和副边整流二极管D9～D10构成的两个整流输出端组成；所述的移相全桥二通过支撑电容C2连接在VIENNA整流器输出下半母上，由半导体开关器件S11～S14组成的原边H桥、谐振电感L7、隔直电容C4、高频变压器T3～T4、滤波电感L8～L9、副边整流二极管D11～D12和副边整流二极管D13～D14构成的两个整流输出端组成。
移相全桥一和移相全桥二原边分别以上半直流母线和下半直流母线为输入，通过高频变压器实现原副边电气隔离和电压变换，同时采用软开关控制方式，提高变换效率。高频变压器采用了原边串联的形式，副边两幅绕组整流滤波后直接并联。
所述的三相逆变电路通过直流支撑电容C5与移相全桥一和移相全桥二的整流输出正负极连接，由开关15和开关18串联而成的桥臂一、由开关16和开关19串联而成的桥臂一和由开关17和开关20串联而成的桥臂三并联形成，三个桥臂连接电抗器L10和三角电容模组后连接交流输出端，所述的三角电容模组由电容C6～C8串联而成。三相逆变电路将移相全桥输出的直流电压逆变成3相交流电供负载使用。
为实现VIENNA上半母线、下半母线电压均衡，以及移相全桥原边、副边整流桥电流、功率均衡，本发明采用了如图2所示的直流电压闭环、副边绕组电流平均值闭环的双闭环控制策略。
Udc_s为移相全桥输出的直流电压，为达到稳定电压控制目标，将Udc_s与给定直流电压Udc_ref进行PI控制，得到的输出Idc_ref作为各移相全桥输出总电流的参考值，每个移相全桥输出总电流为副边各支路电流之和，通过PI控制后得到各移相全桥的移相角φ，通过限幅及PWM调制后得到所需驱动脉冲。通过两组电流闭环控制，两个移相全桥输出总电流（IL5+IL6，IL8+IL9）均跟踪同一指令电流Idc_ref，因此两个移相全桥输出总电流均衡，由于两个移相全桥输出并联，具有相同的输出电压，因此两个移相全桥的输入功率均衡，同时由于两个移相全桥输入电流均衡，则两个移相全桥输入电压也是均衡的，即实现了VIENNA整流器上半母线和下半母线电压的均衡。
另外，两各移相全桥副边两整流桥输出电流IL5与IL6，IL8与IL9为电流自然均衡，使得电流采样电路可进行简化。
以3相690V变380V，容量40kVA的图1所示单向交流电力电子变压器的实现，对本发明专利做进一步原理说明：三相交流电源电压为690V，经VIENNA整流后输出1100V直流电压，半母线电压为550V, 经移相全桥变换后得到600V直流母线电压，再通过三相逆变出三相380V交流。
图3所示为VIENNA整流器交流侧三相电压、电流波形，可以看出，交流侧功电压电流相位基本一致，率因数接近1。
图4所示为VIENNA整流器输出侧半母线电压、母线电压、半母线输出功率、母线输出功率，可以看出，通过均衡控制，半母线输出功率为母线输出功率一半，即上下半母线功率是均衡的。
移相全桥一高频变压器T1、T2原边电流相同，副边整流后流过滤波电感L5和L6电流自动均衡；通过检测流过滤波电感电流进行闭环控制，可控制流过电感L5与L8电流均衡，从而实现移相全桥一与移相全桥二的输出电流均衡；
移相全桥二高频变压器T3、T4原边电流相同，副边整流后流过滤波电感L8和L9电流自动均衡；通过检测流过滤波电感电流进行闭环控制，可控制流过电感L6与L9电流均衡，从而实现移相全桥一与移相全桥二的输出电流均衡；
同时，移相全桥输出并联后具有相同的输出电压，即移相全桥一与移相全桥二功率均衡，可自动实现VIENNA整流器上半母线与下半母线功率自动均衡
移相全桥一高频变压器T1、T2（移相全桥二为T3，T4）原边电流相同，副边整流后流过滤波电感L5和L6（移相全桥二为L8，L9）电流自动均衡；通过检测流过滤波电感电流进行闭环控制，可控制流过电感L5（L6）与L8（L9）电流均衡，从而实现移相全桥一与移相全桥二的输入电流、输出电流均衡；同时，移相全桥输出并联后具有相同的输出电压，即移相全桥一与移相全桥二功率均衡，可自动实现VIENNA整流器上半母线与下半母线功率自动均衡。
图5所示为采用上述均衡控制方法后，移相全桥一输出侧两个整流桥输出电流、移相全桥二输出总电流以及直流电压，可以看出移相全桥一副边两个整流桥输出电流完全一致，移相全桥一与移相全桥二输出总电流基本一致，即两个移相全桥输出功率相同，使VIENNA整流输出的上下半母线功率均衡。
图6所示为三相380V交流输出电压及电流，实现了由三相690向三相380V电压等级变换及电压隔离。
本发明采用移相全桥电路作为中间隔离变换器，输出为电流源，可方便的实现多个移相全桥电路并联，从而可灵活进行拓展，特别适合于地电压等级、容量要求不高、功率密度要求高的交流配电应用场合，例如多电飞机、船舶电力系统等。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，以及部分运用的实施例，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明创造构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种单向交流电力电子变压器拓扑，其特征在于：由VIENNA整流器、移相全桥电路和三相逆变电路串联组成；
所述的VIENNA整流器为半导体开关器件S1～S6组成的三相六开关拓扑结构，半导体开关器件S1～S2串联而成的开关管线路一、半导体开关器件S3～S4串联而成的开关管线路二以及半导体开关器件S5～S6串联而成的开关管线路三分别通过电抗器L1、L2、L3连接交流输入端，半导体开关器件S1、半导体开关器件S3和半导体开关器件S5输入端分别通过整流二极管D1、整流二极管D3和整流二极管D5引出并联后与半导体开关器件S2、半导体开关器件S4和半导体开关器件S6的输出端构成输出上半母线，半导体开关器件S1、半导体开关器件S3和半导体开关器件S5输入端分别通过整流二极管D2、整流二极管D4和整流二极管D6引出并联后与半导体开关器件S2、半导体开关器件S4和半导体开关器件S6的输出端构成输出下半母线；
所述的移相全桥电路由完全一致的移相全桥一和移相全桥二通过原边串联、副边并联的形式组成；所述的移相全桥一通过支撑电容C1连接在VIENNA整流器输出上半母线上，由半导体开关器件S7～S10组成的原边H桥、谐振电感L4、隔直电容C3、高频变压器T1～T2、滤波电感L5～L6、副边整流二极管D7～D8和副边整流二极管D9～D10构成的两个整流输出端组成；所述的移相全桥二通过支撑电容C2连接在VIENNA整流器输出下半母上，由半导体开关器件S11～S14组成的原边H桥、谐振电感L7、隔直电容C4、高频变压器T3～T4、滤波电感L8～L9、副边整流二极管D11～D12和副边整流二极管D13～D14构成的两个整流输出端组成；
所述的三相逆变电路通过直流支撑电容C5与移相全桥一和移相全桥二的整流输出正负极连接，由开关15和开关18串联而成的桥臂一、由开关16和开关19串联而成的桥臂一和由开关17和开关20串联而成的桥臂三并联形成，三个桥臂连接电抗器L10和三角电容模组后连接交流输出端，所述的三角电容模组由电容C6～C8串联而成。
2.根据权利要求1所述的一种单向交流电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述的移相全桥一的两个整流输出端的正极通过滤波电感L5和滤波电感L6并联，负极直接并联；所述的移相全桥二的两个整流输出端的正极通过滤波电感L8和滤波电感L9并联，负极直接并联；所述的移相全桥一与移相全桥二的整流输出端正极通过滤波电感L5、滤波电感L6、滤波电感L8和滤波电感L9并联，负极直接并联。
3.根据权利要求2所述的一种单向交流电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述的高频变压器T1和高频变压器T2原边绕组直接串联，副边为两个带中间抽头的绕组。
4.根据权利要求3所述的一种单向交流电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述的半导体开关器件S1～S20均为MOSFET。
5.一种如权利要求1所述单向交流电力电子变压器的功率均衡方法，其特征在于，
移相全桥一的高频变压器T1、T2原边相同的电流经两个整流输出端整流后分别流过滤波电感L5、L6电流自动均衡，通过控制流过滤波电感L5、L8的电流均衡实现移相全桥一与移相全桥二的输出电流均衡；
移相全桥二的高频变压器T3、T4原边相同的电流经副边两个整流输出端整流后流过滤波电感L8、L9实现电流自动均衡，通过控制流过滤波电感L6、L9的电流均衡实现移相全桥一与移相全桥二的输出电流均衡；
同时，移相全桥一与移相全桥二并联后具有相同的输出电压，通过移相全桥一与移相全桥二的功率均衡，自动实现VIENNA整流器上半母线与下半母线功率自动均衡。
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