JPH07194122A - 直流電圧発生回路装置 - Google Patents

直流電圧発生回路装置

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JPH07194122A
JPH07194122A JP6283538A JP28353894A JPH07194122A JP H07194122 A JPH07194122 A JP H07194122A JP 6283538 A JP6283538 A JP 6283538A JP 28353894 A JP28353894 A JP 28353894A JP H07194122 A JPH07194122 A JP H07194122A
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frequency
inductance
rectifier
current
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JP6283538A
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Inventor
Manfred Albach
アルバッハ マンフレッド
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Koninklijke Philips NV
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Philips Electronics NV
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

(57)【要約】 【目的】 改良された直流電圧発生回路装置を提供す
る。 【構成】 ブリッジ型の第１整流器、第１インダクタン
スと第２整流器と第１フィルタコンデンサとが直流電圧
出力に並列に配置された直列配置、第１フィルタコンデ
ンサに並列に配置され入力端子の間に第２インダクタン
スとスイッチング装置とを含む直列配置とを具え第２周
波数によって導通状態と非導通状態に交互にスイッチさ
れて出力直流電圧を供給すスイッチモード電源回路、及
び、第１インダクタンスと第２整流器との間の接続点と
第２インダクタンスとスイッチング装置との間の接続点
との間に接続された制御コンデンサを具え、第１インダ
クタンス及び制御コンデンサが、それらによって定まる
共振周波数が第２の周波数を超えるように設定され、第
２の周波数が第１の周波数より高くなるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、少なくとも正弦波を意
味する入力交流電圧から少なくとも１つの直流電圧出力
を発生する回路装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この型の回路装置は基本的にOtmar Kilg
enstein による論文「Schaltnetzteile in der Praxis
」から既知である。この論文によれば、正弦波幹線交
流電圧がブリッジ整流器と蓄積コンデンサにより直流電
圧に変換され、この直流電圧がスイッチモード電源回路
の入力電圧として用いられ、スイッチモード電源回路が
１又は複数の出力直流電圧を発生する。これらの電圧は
幹線交流電圧と電気的に絶縁することも、直流電圧をこ
の幹線交流電圧と結合することもできる。この従来技術
の欠点は、スイッチ周波数とその高調波の範囲、即ち結
果として比較的高い周波数、及び幹線周波数の範囲、即
ち低周波数の両者の範囲で電気−磁気相互作用が形成さ
れるという事実である。後者の場合、幹線から得られる
電流の歪みが無視できないものとなり、著しい悪影響を
与える。
【０００３】前記の従来のスイッチモード電源回路で考
えられる他の問題は、スイッチモード電源回路の高周波
数スイッチでスイッチング損が起きることである。これ
らのスイッチング損はスイッチング周波数が増えるにつ
れて増加し、特定の高周波数スイッチでは許し難い熱負
荷を生じ、例えばスイッチモード電源回路の磁気成分を
減らすためにスイッチング周波数の増加が大変望まれて
いるにも拘わらず、この熱負荷によって設定される限界
を超えたスイッチング周波数を増すことに対して障害に
なっている。
【０００４】W. Hirschmann(Siemens)による論文「Scha
ltnetzteile 」から、幹線から得られる電流の歪みを減
らすため、即ち幹線から得られる電流における幹線周波
数の高調波を減らすために、幹線から電力を供給される
スイッチモード電源回路を、フィルタコンデンサの仲介
なしにブリッジ整流器に直接接続することが知られてい
る。このような制御により、それぞれクロックされた高
周波数のターンオン及びターンオフの瞬間にスイッチモ
ード電源回路においてスイッチを行い、少なくとも重要
な範囲では高調波を含まず、幹線周波数における正弦波
状に変化する電流が幹線から得られる。しかしながら、
この回路は、この回路によって吸収される電力が一定で
ある部分に加えて更に幹線周波数の２倍まで変動する部
分を持つという欠点を有する。
【０００５】一方で、この回路は、その結果として、零
値と幹線出力電力の２倍との間で吸収される電力の変動
のために、スイッチング装置の部品として必要以上の高
級品が要求されかなりのコスト高を招く。この高級品指
向は、更に特にスイッチモード電源回路に具えられてい
る変圧器に適用される。他方、この設計の回路装置で
は、出力直流電圧に幹線周波数の２倍の振動が重畳され
る。従って、多くの場合、この回路装置には線形制御又
は別のスイッチングレギュレータを含む別の安定化回路
を付加する必要がある。これは更に設計の努力と回路装
置のコストに関するかなりの問題を提起する。
【０００６】欧州特許公報EP-B1-0223315 号は、低周波
数でのノイズ電圧が減少した正弦波入力電圧から直流電
圧を発生する回路装置を開示している。この既知の回路
装置は、ダイオード、コイル、コンデンサ及びトランジ
スタを含むスイッチモード電源回路を具え、これに整流
器を経て基本的に正弦波の入力電圧が印加され、これら
の素子が、トランジスタの導通状態では、ダイオードが
非導通になりコイル電流が少なくともトランジスタを経
て流れ、トランジスタの非導通状態では、コイル電流が
ダイオード及び負荷とコンデンサとによって形成される
並列回路を経て流れるように構成されている。
【０００７】この場合、トランジスタのためのスイッチ
ングパルスが入力電圧からパルス発生器において発生さ
れ、その周波数は、整流された入力電圧が極大値を持つ
ときの極小周波数と極小値を持つときの極大周波数との
間で、時間に関して単調に変化する。この状態で、負荷
は（もう１つの）スイッチモード電源回路を具えこれを
介してエンドユーザーに接続される。従って、電気的に
絶縁されていないスイッチモード電源回路が、この回路
装置の整流器とコンデンサとの間に接続されている。こ
の（もう１つの）スイッチモード電源回路は、好ましく
はアップコンバータによって構成され、これにより幹線
から正弦波電流が得られ、同時にコンデンサの両端に幹
線交流電圧のピーク値を超える電圧を生じる。
【０００８】結果として、負荷の中の変圧器を含む次の
スイッチモード電源回路は、平均出力電力に対してそれ
以外の電力のピークが生じないように定められる。この
（もう１つの）スイッチモード電源回路には高入力電圧
が供給されるので、その場合の電流及び結果として更に
これに対応する抵抗損は比較的低い値になる。しかしな
がら、回路のコスト及び（もう１つの）スイッチモード
電源回路のために得られた設計の努力の減少は、追加の
コスト及び前記のようなマッチング駆動回路を有する基
本的にコイル、ダイオード及び高周波動作スイッチを含
むアップコンバータの設計努力によって相殺される。
【０００９】欧州特許公報EP-OS3537536号又はPhilip
C. Todd著で、「Unitrode SwitchingRegulated Power S
upply Design Manual 」に1993年５月に掲載された論文
「Snubber Circuits: Theory, Design and Applicatio
n」から、減衰器（いわゆる緩衝器或いは電圧クラン
プ）が既知である。これによれば、高周波スイッチにお
けるフライバックパルスの減衰、損失の発生がもたらさ
れる。この型の回路は、これらが高周波スイッチにおけ
るカットオフ周波数の立ち上がり時間を制限するため、
高周波干渉を低減するために特に利用される。
【００１０】これは、換言すれば、非導通状態へのスイ
ッチングの際の高周波スイッチにおける電圧の立ち上が
りを早くすればするほど、高周波スイッチの領域で常に
存在する、例えば高周波スイッチの端子と接地との間な
どの容量を流れる容量性ノイズ電流が大きくなる。この
ような干渉を予め軽減しないならば、これらを抑制する
ために高価な幹線フィルタが必要になる。更に特にこの
型の干渉は、モニター或いはテレビジョンのスイッチモ
ード電源回路に起こり得るばかりでなく、例えば干渉を
画像で見ることができるというような他の比較的感度の
高い装置においても起こり得る。
【００１１】前記の減衰器は、追加の回路設計努力及び
コストを生じる。低周波ノイズ及び高周波ノイズを阻止
するために電流源回路と共に前記の既知の手段を用いる
とすれば、設計努力及びコストは特に高くなる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、冒頭
に述べたような型の回路装置において、一方では、少な
いコスト及び設計努力で、スイッチモード電源回路の高
周波スイッチにおける電圧の増加（即ち電圧の上昇速
度）、並びに、その結果としての高周波における干渉及
びスイッチング損を減少させる回路装置を提供し、同時
に、可能な限り最良の程度に幹線から正弦波電流が得ら
れ、従って、この幹線電流の高調波と低周波干渉が除去
される回路装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、この目
的は、少なくとも正弦波を意味する入力交流電圧の第１
の周波数から少なくとも１つの直流電圧出力を発生する
回路装置であって、入力交流電圧が印加され直流電圧出
力から整流された電圧が得られる第１の整流器、第１の
インダクタンスと第２の整流器と第１のフィルタコンデ
ンサとがこの順で相互に接続されて構成されて直流電圧
出力に並列に配置された直列配置、２つの入力端子を具
えてこの２つの入力端子によって第１のフィルタコンデ
ンサに並列に配置され、この２つの入力端子の間に第２
のインダクタンスとスイッチング装置とを含む直列配置
とを具え、第２の周波数によって導通状態と非導通状態
に交互にスイッチされ、それから出力直流電圧が供給さ
れるスイッチモード電源回路、及び、第１のインダクタ
ンスと第２の整流器との間の接続点と、第２のインダク
タンスとスイッチング装置との間の接続点との間に接続
されてこれらを結合する制御コンデンサを具え、第１の
インダクタンス及び制御コンデンサが、それらによって
定まる共振周波数が第２の周波数を超えるように設定さ
れ、第２の周波数が第１の周波数より高くなるように選
ばれることを特徴とする直流電圧発生回路装置によって
達成される。
【００１４】本発明による回路装置においては、制御コ
ンデンサは幹線電流における低周波歪みを減らすための
アップコンバータの機能とスイッチング装置からの高周
波干渉を軽減する機能、特に非導通状態への遷移の際に
スイッチング装置の両端の電圧の上昇を軽減する機能と
の両者を有する。既知の損失減衰部材と比較すると、本
発明の回路装置では抵抗損が起こらず、従って回路の温
度上昇が減少し、その効率が向上する。これは更に、本
発明の回路装置の他の部品の定格に対しても好ましい効
果を与える。
【００１５】本発明は、回路技術的に極めて簡潔にこの
課題を解決している。スイッチング装置のデューティサ
イクルが、スイッチモード電源回路においてそれから導
出される出力電力によって決定される。これに対して欧
州特許公報EP-B1-0223315 号によるアップコンバータに
おいては、スイッチングトランジスタのデューティサイ
クルは必要とする正弦波幹線電流によって決定され、そ
の結果幹線電圧及び幹線電流それぞれの半波以内の変動
を明白にしており、それはスイッチモード電源回路にお
けるスイッチング装置のデューティサイクルのそれと異
なっている。このアップコンバータのスイッチングトラ
ンジスタの必要とされるターンオン周期は、（欧州特許
公報EP-B1-0223315 号の図１における負荷14における）
連続的なスイッチモード電源回路のスイッチング装置の
ターンオン周期より明らかに短い。
【００１６】本発明による回路装置は、第１のインダク
タンスがスイッチング装置に直接接続されておらず制御
コンデンサの両端に間接的に接続されているので、第１
のインダクタンスにおける電流の増加を、スイッチモー
ド電源回路のスイッチング装置のターンオン周期とは関
係なく制限できることを示している。これは、スイッチ
ング装置の各高周波スイッチングサイクルにおいて、第
１のインダクタンスによって吸収される最大エネルギー
が制御コンデンサに既に蓄積されているエネルギーによ
って制御されるという結果を生じる。
【００１７】従って、今や本発明の回路装置により同時
に２つのゴール、即ち正弦波幹線電流及びスイッチング
装置の出力依存の動作を得るため、スイッチング装置の
高周波スイッチングサイクルにおいて、制御コンデンサ
が第１の正電圧値と第２の負電圧値との間に完全に切り
換えられることが必要である。
【００１８】第２の負電圧値の定格により幹線電流の変
動が改善される。低周波干渉と歪みがそれぞれ減少し、
第１のフィルタコンデンサの電圧に対応する第１の正電
圧値の定格により、スイッチング装置がオフのときスイ
ッチング装置の両端の電圧の上昇速度が低い値に減少
し、これにより、特に高周波干渉が減少し、更にスイッ
チング損が減少する。
【００１９】制御コンデンサと第１のインダクタンスに
よって定まる共振周波数の前記の定格により、前記の状
態が本発明の回路装置において特に満足される。従っ
て、同時に、スイッチング装置のターンオン周期の部分
の間及びスイッチング装置のスイッチオフ周期の部分の
間に、制御コンデンサが完全に切り換えられる。従っ
て、この切り換えの周期は、スイッチング装置のターン
オン周期とターンオフ周期との間のデューティサイクル
に結合していない。それ故、このデューティサイクル
は、前記の制御コンデンサのスイッチング行程とは独立
に設定することができ、導出電力に従って設定すること
ができる。
【００２０】制御コンデンサの完全な切り換えにより、
更に、スイッチング装置が非導通状態に変化するときの
このスイッチング装置における電圧の上昇速度を、前記
のように制限することができる。従って、本発明の装置
は、スイッチング損及び高周波干渉の両者を減少させ、
同時に幹線から得る電流の低周波歪みを減少させること
ができるという利点を有し、従って制御コンデンサと第
１のインダクタンスの両者を極めて低い値に定めること
ができる利点を有する。
【００２１】共振周波数が第２の周波数より高く選ばれ
る本発明の他の実施例においては、これらの利点は極め
て重要である。本発明の他の実施例によれば、第２のイ
ンダクタンスが少なくとも１つの２次巻線を有する変圧
器の１次巻線として形成することができ、出力直流電圧
が２次巻線から導出されるようにすることができる。こ
のような装置を用いると、入力交流電圧と出力直流電圧
との分離が可能である。このような電気的な絶縁が必要
でないならば、変圧器をこれに換えて単巻変圧器で構成
してもよい。
【００２２】本発明によれば、第１のインダクタンスを
極めて低い値にすることができる。このように低い定格
にする利点は、第２の周波数の値で動作している場合、
スイッチング装置がオンするときに第１のインダクタン
スを通して流れ始める電流が、スイッチング装置の次の
トリガの開始前に既に再び消滅していることであり、出
力直流電圧を供給するための出力電力は第２の周波数に
対して調整される。これは、第１のインダクタンスに流
れる電流が減少し正しい瞬間に零になり、スイッチング
装置がオンしたとき第２の整流器が既に阻止状態になっ
ていることを示す。続いて、第２の整流器がまだ導通状
態にあるときは、反転回復電流が第１のフィルタコンデ
ンサからスイッチング装置及び制御コンデンサを通って
流れることはできない。
【００２３】このように、第１のインダクタンスの低い
定格により、第２の周波数が出力直流電圧に従って供給
される電力に比例して調整されるという利点を得ること
ができる。
【００２４】本発明の他の有利な実施例によれば、第２
の整流器に対応する方向に電流が流れる第３の整流器
が、第２の整流器と第１のフィルタコンデンサとの間の
接続と、スイッチモード電源回路の入力端子との間に挿
入される。この第３の整流器を用いることにより、更
に、制御コンデンサが第２の負電圧値に充電された後、
スイッチング装置がオフになったときに制御コンデンサ
が放電するのを防ぐことができる。
【００２５】制御コンデンサにかかる第２の負電圧値は
第２のインダクタンスによって制御される。スイッチモ
ード電源回路が変圧器を含む場合には、第２のインダク
タンスはその１次巻線の浮遊インダクタンスによって形
成することができる。この第２の負電圧値の大きさは、
変圧器の変成比によって変圧された出力直流電圧より大
きい。この第２の負電圧値により、入力交流電圧に従っ
て供給される低周波電流の高調波と、第１のフィルタコ
ンデンサにかかる電圧が影響される。
【００２６】スイッチング装置がオフになった後第２の
インダクタンスにあるエネルギーが消滅すると、従って
第２のインダクタンスが変圧器である場合は、その２次
巻線にはそれ以上全く電流が流れず、第２のインダクタ
ンス即ち変圧器における電圧もまた零になる。制御コン
デンサの放電は更に第３の整流器によって防がれる。従
って、所望の第２の周波数又は所望のデューティサイク
ルに従って、それぞれ電流のギャップが認められる。即
ち、例えば２次巻線の電流の減少と第２のインダクタン
スの電流の新規のスイッチオンとの間に、無電流の時間
間隔を挿入することができる。これは、更に一般にオン
−オフ動作と呼ばれる動作を可能にする。これは、更に
他の例えば出力電力とは独立の一定の第２の周波数を用
いて、本発明による回路装置を利用できるようにしてい
る。
【００２７】更に他の実施例によれば、本発明の回路装
置は、スイッチ装置に並列に配置された電圧リミッタ段
を具えることができる。この段は、現在得られる減衰回
路の形であってもよい。
【００２８】
【実施例】次に本発明の実施例を図面を用いて詳細に説
明する。図１に示す回路装置は、第１の整流器１を有
し、これはブリッジ整流器より構成され、交流電圧端子
２、３により電力幹線に接続され、この端子から少なく
とも正弦波を意味する入力交流電圧が供給される。入力
交流電圧から整流された電圧は２つの端子４、５から取
り出すことができ、これが直流電圧出力となる。
【００２９】第１の整流器の直流電圧出力の端子４、５
の間に、第１のインダクタンス６、ダイオードからなる
第２の整流器７及び電解コンデンサからなる第１のフィ
ルタコンデンサ８がこの順序に直列に接続される。第２
の整流器７は端子４、５における整流電圧の方向に接続
される。スイッチモード電源回路９は、第１のフィルタ
コンデンサ８と並列に配置された２つの入力端子10、11
を持つ。スイッチモード電源回路９は、入力端子10、11
間に配置された、第２のインダクタンス12及びスイッチ
ング装置13の直列配置を有する。スイッチング装置13は
図１では電界効果トランジスタとして表示されている
が、他の型のものを用いることもできる。
【００３０】この例においては、スイッチモード電源回
路の第２のインダクタンス12は変圧器14の１次巻線で構
成されている。変圧器14の２次巻線15は、第４の整流器
16を介して第２のフィルタコンデンサ17に接続され、第
２のフィルタコンデンサ17は２つの出力端子18、19に接
続され、２つの出力端子18、19から出力直流電圧が取り
出される。
【００３１】この実施例においては、変圧器14の２次巻
線15、第４の整流器16及び第２のフィルタコンデンサ17
で形成される出力回路を具えているように示されている
が、もう１つの出力回路20が点線で示されているよう
に、複数の出力直流電圧を供給する複数の出力回路を具
えることもできる。この出力回路20は変圧器14のもう１
つの２次巻線21に接続されている。この配置において
は、出力直流電圧は入力交流電圧と電気的に分離されて
いる。このような電気的な分離が必要でない場合は、変
圧器をこれに換えて単巻変圧器で構成してもよい。
【００３２】第１のインダクタンス６と第２の整流器７
との間の接続点22は、制御コンデンサ23を介して、第２
のインダクタンス12とスイッチング装置13との接続点24
に接続されている。この制御コンデンサ23は第１のイン
ダクタンス６と共に共振周波数を決める。対応する第１
のインダクタンス６と制御コンデンサ23の定格は、この
共振周波数が第２の周波数より高くなるように設定され
る。スイッチング装置13は第２の周波数により交互に導
通状態と非導通状態になる。この状態で、この第２の周
波数は入力交流電圧の第１の周波数より高い。前記共振
周波数が第２の周波数より高く選ばれるのが好ましく、
そうすれば、第１のインダクタンス６と制御コンデンサ
23の両者がこれに対応して低い値に設定できる。更に、
小型な構造になるために動作に関しても利点を有する。
この点については後述する。
【００３３】第２の整流器７がフィルタコンデンサ８に
接続される接続点26と、スイッチモード電源回路９の第
１の入力端子10との間には、図１の実施例では第３の整
流器27が更に配置されている。この整流器27は、例えば
第２の整流器７と同じ構造であり、第１のインダクタン
ス６から第２のインダクタンス12に電流が流れる方向に
向けて配置される。
【００３４】図１に示した装置の動作例を図２に示す。
図２は、いくつかの電流及び電圧の時間に対する変化を
示している。図２ａは接続点22における電圧U1、図２ｂ
は接続点24における電圧U3、図２ｃは制御コンデンサ23
における電圧UCR がそれぞれ時間に対してプロットされ
ている。図２ｄは第１のインダクタンス６を通る電流I
L、図２ｅは、実線でスイッチング装置13を通る電流IS
の変化を示し、点線で第２のインダクタンス12即ち変圧
器14の１次巻線を通る電流ILP の変化を示す。図２ｆは
制御コンデンサ23を通る電流ICR を、図２ｇは２次巻線
15及びこれに接続された整流器16を通る電流ILS を、時
間に対して示す。この電流ILS と共に変圧器14からのエ
ネルギーが第２のフィルタコンデンサ17に供給され、そ
の結果最後にスイッチモード電源回路９の出力端子18、
19に供給される。
【００３５】次に、図１に示された実施例の機能を図２
を用いて説明する。時刻ｔ0 にスイッチング装置13が導
通状態に切り換わる。これに応答して電流ILが第１の交
流電圧端子２から第１のインダクタンス６、制御コンデ
ンサ23、スイッチング装置13を通って流れ、第１の整流
器１を経て第２の交流電圧端子３に戻る。時刻ｔ0 の後
の最初の瞬間に制御コンデンサ23を通る電流ICR 及びス
イッチング装置13を通る電流ISが、従って基本的に第１
のインダクタンス６を通る電流ILに等しくなる。
【００３６】第１のインダクタンス６及び制御コンデン
サ23は次に共振回路を形成し、その電流は、第１のイン
ダクタンス６及び制御コンデンサ23の定格から得られる
共振周波数によって定まる周波数を持つ正弦波形である
と思われる。この第１のインダクタンス６及び制御コン
デンサ23の共振周波数は、時刻ｔ1 までに制御コンデン
サ23が完全に切り換えられるように設定される。従っ
て、時刻ｔ1 は、前記共振周波数と第２の周波数との割
合によってスイッチング装置13が動作するため、スイッ
チング装置13がずっと導通状態にある時間間隔以内に止
まる。
【００３７】制御コンデンサ23が初期電圧から最初正に
充電される。時刻ｔ0 における制御コンデンサ23の電圧
UCR は負の値の筈である。第１のインダクタンス６との
共振に応答して制御コンデンサ23における電圧が上昇す
る。正常の動作においては、制御コンデンサ23における
電圧UCR は第１のフィルタコンデンサ８の充電が完了し
てときの電圧値に到達する。電圧UCR が第１のフィルタ
コンデンサ８における電圧値に到達するその瞬間に、第
２の整流器７が導通状態になり、前記の共振過程から生
じ制御コンデンサ23及びスイッチング装置13を流れる電
流ICR が突然遮断される。
【００３８】図２においては、これは時刻ｔ1 に生じ
る。その間第１のインダクタンス６に電流ILに対応する
エネルギーが蓄積され、蓄積されたエネルギーは第１の
フィルタコンデンサ８に加算的に供給される。これに対
応し、第１のインダクタンスを通る電流ILは時刻ｔ1 か
ら直線的に減少する。
【００３９】同時に、前記の過程とは独立に第２の過程
んが始まる。スイッチング装置13のターンオン周期の間
直線的に増加する電流ILP が、第１のフィルタコンデン
サ８から第２のインダクタンス12を通り即ち即ち変圧器
14の１次巻線を通り、更にスイッチング装置13を通っ
て、時刻ｔ0 から流れ始める。この電流は、図２ｅに点
線で示されているが、変圧器14に蓄積されたエネルギー
を第１のフィルタコンデンサから取り出す。変圧器14の
２次巻線15の出力回路における第４の整流器16には、こ
の周期に電流は流れない。即ち図２ｇの電流ILS は零で
ある。
【００４０】時刻ｔ2 には、スイッチング装置13が、制
御端子25における対応信号をトリガとして非導通状態に
切り換わる。現在よく知られている回路装置とは対照的
に、この時点で、接続点24及びその結果としてスイッチ
ング装置13にかかる電圧U3は飛躍的に増加する。これ
は、電流ILP がこのときスイッチング装置13を流れず、
制御コンデンサ23及び第２の整流器７を通って、更に第
３の整流器27を通って流れるという事実による。時刻ｔ
2 において、第２のインダクタンス12を通る電流ILP の
大きさにより且つ制御コンデンサ23の大きさによって、
電圧UCR はこの時点で高度に制限された経時変化と共に
減少する。図２においては、これは時刻ｔ2 とｔ3 との
間の時間間隔で起きる。
【００４１】本発明による回路装置のこの動作モード
は、２つの重要な利点を有する。１つは、スイッチング
装置13における緩やかな電圧上昇により、この装置にお
けるスイッチング損が少なくなることであり、もう１つ
は、接続点24とスイッチモード電源回路９の第２の入力
端子11との間の容量性ノイズ電圧（言い換えれば通常モ
ード干渉ともいえる）が著しく減少することである。通
常の方法のように、第２の入力端子11がシャーシに接続
され、更に接続点24に接続されたスイッチング装置13の
端子が例えば大きな冷却部材を具えているときのように
高い浮遊容量を持つときは、このうち後者の方が特に重
要である。
【００４２】変圧器14の漏れインダクタンスに蓄積され
たエネルギーは、本発明の回路装置においては（抵抗性
の）損失として排除されず、制御コンデンサ23に移され
る。この瞬間に第２及び第３の整流器７及び27は導通状
態になり、第２のインダクタンスにおける電圧が制御コ
ンデンサ23における電圧UCR に一致する。この電圧が相
当に高い負の値に到達した後、更に、第４の整流器16が
充電され導通状態になる。
【００４３】変圧器14からのエネルギーは次にその２次
巻線15を経て電流ILS により第４の整流器16を通って第
２のフィルタコンデンサ17に移され、その結果、出力端
子18、19に供給される。その結果として変圧器14のエネ
ルギーは減少する。２次巻線15の電流ILS は従って直線
的に減少する。この過程は図２にｔ3 及びｔ4 で示され
た時刻の間に起きる。
【００４４】また、図２に示すように、時刻ｔ2 とｔ3
との間で２次巻線15で電流が流れ始めるとき、即ち電流
ILS が流れ始めるとき、第２のインダクタンス12即ち変
圧器14の１次巻線の電流は急には止まらない。逆にこの
１次巻線の電流は続いて流れ、制御コンデンサ23を負に
充電し、変圧器の１次巻線の漏れインダクタンスからの
全エネルギーが完全に消滅するまで即ち制御コンデンサ
23に移るまで続く。
【００４５】これに呼応して、電圧UCR の負の値の量
が、変圧器14の１次側に変圧されて現れる出力電圧、言
い換えれば出力端子18、19間の出力直流電圧より高くな
る。この時点で、変圧器14の１次側の電圧で制御コンデ
ンサ23の放電とこの放電にリンクした発振を阻止するた
め、第３の整流器27が挿入される。これは言い換える
と、この時点でまだ消滅していない第１のインダクタン
ス６の電流ILにより、第２の整流器７がまだ導通状態を
保っていることによって可能になる。これは、図２ｄの
時刻ｔ3 で示される。第３の整流器27はこの位置で正の
電流ICR が生じるのを防ぐ。スイッチング装置13の次の
スイッチングサイクルの開始時まで、即ち図２の時刻ｔ
0'まで、制御コンデンサ23が電圧UCR を負の値に保つ。
【００４６】図２の時刻ｔ4 において、第４の整流器16
に電流が流れなくなる。即ち電流ILS が零に減少する。
変圧器14からのエネルギーは既に完全に第２のフィルタ
コンデンサ17に移されたことになる。その結果、変圧器
14の１次巻線12及び２次巻線15には電圧がかからなくな
る。この時点で更に制御コンデンサ23が１次巻線12を経
て放電できなくなる。これはこのような電流は第３の整
流器27によって阻止されることによる。変圧器14に電流
が流れない状態は、従って図２の時刻ｔ0'における次の
スイッチング周期の開始時まで保持される。スイッチン
グ装置13のこのスイッチング周波数即ち前記の第２の周
波数は、従って任意に選ぶことができる。
【００４７】ここで特に重要なことは、この周波数を所
要の出力電力に比例するように選ぶことができることで
ある。即ち、スイッチモード電源回路９の出力端子から
出力される電力に比例するように選ぶことができること
である。言い換えると、この方法においては、スイッチ
モード電源回路９により移送されるべき電力とは無関係
に、変圧器14において常に同一の最大電流値が得られ
る。これは、変圧器14の大きさ及びこれに付属する素子
に対する利点にもなる。更に、端子４、５の整流電圧の
半波即ち第１の周波数の半波を介して第２の周波数を変
調し、付随して生成する無線干渉電圧を抑えるための幹
線フィルタをより小さなものにすることも可能である。
【００４８】この回路装置が、第１のインダクタンス６
を流れる電流ILが時刻ｔ2 までに既に消滅しているよう
に設計されると、図１に示した実施例の有利な変形とし
て、第３の整流器27を省略することができる。
【００４９】スイッチング装置13での最大電圧を制限す
るため、図１に点線で示した電圧リミッタ段を具えても
よい。この段は、スイッチング装置に並列に配置され
る。この電圧リミッタ段は、電圧クランプとも呼ばれる
もので、オーム性抵抗器28とコンデンサ30の並列配置を
含む。この並列配置は、順方法に配置されたダイオード
29に直列に接続されている。この型の電圧リミッタ段そ
れ自体は既知であり、これの動作についての説明は省略
する。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の実施例の基本的な回路図であ
る。
【図２】図２は、図１の回路装置のいくつかの点におけ
る電流及び電圧の時間に対する変化を示す図である。
【符号の説明】
１ 第１の整流器 ２、３ 交流電圧端子 ４、５ 第１の整流器の出力端子 ６ 第１のインダクタンス ７ 第２の整流器 ８ 第１のフィルタコンデンサ ９ スイッチモード電源回路 １０、１１ スイッチモード電源回路の入力端子 １２ 第２のインダクタンス １３ スイッチング装置 １４ 変圧器 １５ ２次巻線 １６ 第４の整流器 １７ 第２のフィルタコンデンサ １８、１９ スイッチモード電源回路の出力端子 ２０ もう１つの出力回路 ２１ もう１つの２次巻線 ２２ 第１のインダクタンスと第２の整流器との間の接
続点 ２３ 制御コンデンサ ２４ 第２のインダクタンスとスイッチング装置との接
続点 ２５ 制御端子 ２６ 第２の整流器とフィルタコンデンサとの間の接続
点 ２７ 第３の整流器 ２８ オーム性抵抗器 ２９ ダイオード ３０ コンデンサ

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 （２、３における）少なくとも正弦波を
    意味する入力交流電圧の第１の周波数から少なくとも１
    つの直流電圧出力を（18、19において）発生する回路装
    置であって、 （２、３に）入力交流電圧が印加され、直流電圧出力
    （４、５）から整流された電圧が得られる第１の整流器
    （１）、 第１のインダクタンス（６）、第２の整流器（７）及び
    第１のフィルタコンデンサ（８）がこの順で相互に接続
    されて構成され、直流電圧出力（４、５）に並列に配置
    された直列配置、 ２つの入力端子（10、11）を具え、この２つの入力端子
    （10、11）によって第１のフィルタコンデンサ（８）に
    並列に配置され、この２つの入力端子（10、11）の間に
    第２のインダクタンス（12）とスイッチング装置（13）
    とを含む直列配置とを具えたスイッチモード電源回路
    （９）であって、第２の周波数によって導通状態と非導
    通状態に交互にスイッチされ、それから（18、19に）出
    力直流電圧が供給されるスイッチモード電源回路
    （９）、及び制御コンデンサ（23）であって、それによ
    って、第１のインダクタンス（６）と第２の整流器
    （７）との間の接続点（22）が、第２のインダクタンス
    （12）とスイッチング装置（13）との間の接続点（24）
    に結合される制御コンデンサ（23）を具え、 第１のインダクタンス（６）及び制御コンデンサ（23）
    が、それらによって定まる共振周波数が第２の周波数を
    超えるように設定され、第２の周波数が第１の周波数よ
    り高くなるように選ばれることを特徴とする直流電圧発
    生回路装置。
  2. 【請求項２】 前記共振周波数が前記第２の周波数より
    高く選ばれることを特徴とする請求項１に記載の直流電
    圧発生回路装置。
  3. 【請求項３】 第２のインダクタンス（12）が少なくと
    も１つの２次巻線（15）を有する変圧器（14）の１次巻
    線として形成され、（18、19における）出力直流電圧が
    ２次巻線（15、21）から導出されることを特徴とする請
    求項１又は２に記載の直流電圧発生回路装置。
  4. 【請求項４】 変圧器（14）が単巻変圧器であることを
    特徴とする請求項３に記載の直流電圧発生回路装置。
  5. 【請求項５】 （18、19において）出力直流電圧として
    供給される電力に比例して第２の周波数が設定されるこ
    とを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の
    直流電圧発生回路装置。
  6. 【請求項６】 第２の整流器（７）と第１のフィルタコ
    ンデンサ（８）との間の接続点と、スイッチモード電源
    回路（９）の入力端子（10）との間に、第２の整流器
    （７）の電流の方向に対応する方向に電流が流れる第３
    の整流器（27）が挿入されたことを特徴とする請求項１
    乃至５のいずれか１項に記載の直流電圧発生回路装置。
  7. 【請求項７】 第１のインダクタンス（６）が低く設定
    され、スイッチング装置（13）のスイッチオンにより第
    １のインダクタンス（６）を通り始める電流（IL）が、
    スイッチング装置（13）が第２の周波数の値で動作する
    とき、既に再び消滅しており、出力直流電圧を供給する
    ための出力電力が第２の周波数に対して調整されること
    を特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の直
    流電圧発生回路装置。
  8. 【請求項８】 スイッチング装置（13）と並列に電圧リ
    ミッタ段（28、29、30）を具えたことを特徴とする請求
    項１乃至７のいずれか１項に記載の直流電圧発生回路装
    置。
JP6283538A 1993-11-19 1994-11-17 直流電圧発生回路装置 Pending JPH07194122A (ja)

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