JPH0974741A - コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 トランスがなくてもＡＣ絶縁が可能な、効率
のよい小型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 第１のスイッチＱ１と第２のスイッチＱ
２とを直列に接続し、このスイッチＱ１とＱ２とがデッ
トタイムを挟んで交互にゼロクロススイッチング動作を
行うＤＣ−ＡＣ変換回路９の出力側に、接続経路24，25
を介して、ＤＣ−ＡＣ変換回路９の出力を整流平滑する
整流平滑回路10を設けてコンバータを構成する。接続経
路24にはインダクタＬ１を設け、ＤＣ−ＡＣ変換回路９
と整流平滑回路10とを接続する全ての接続経路24，25
に、直流成分除去用のＡＣ絶縁コンデンサＣ２，Ｃ３を
設けることで、トランスを設けなくても、ＡＣ絶縁コン
デンサＣ２，Ｃ３によってＡＣ絶縁を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばパソコン等
のスイッチング電源等に用いられるコンバータに関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源にフォワードタイプの
コンバータが広く使用されており、図10には、この種の
コンバータの回路構成の一例が示されている。同図に示
すように、この種のコンバータは、コア１と一次コイル
２と二次コイル３とを有するトランス４を有しており、
このトランス４の一次側の回路13を駆動回路とし、二次
側の回路14を出力回路としている。一次側のコイル13側
には回路動作を行う電源を接続し、スイッチング動作を
行うスイッチ11を設けており、二次側の回路14にはチョ
ークコイル等により形成したインダクタ23を設けてい
る。なお、図中、20，21はダイオード、22はコンデンサ
を示している。

【０００３】この種のコンバータにおいては、電源から
入力された直流電圧Ｖ_inがスイッチ11のスイッチング動
作により交流電圧に変換されて二次側の回路14に入力さ
れるようになっている。このように、二次側の回路14へ
の入力がＡＣ入力のスイッチング電源においては、火災
や感電の危険を防止するために、例えば一次側の回路13
側で異常電圧が発生しても、その異常電圧により二次側
の回路14の部品の破壊等が起きないように、直流成分除
去を行って二次側の回路14に供給されるエネルギーを制
限する、いわゆるＡＣ絶縁が要求される。そこで、従来
は、上記のようにトランス４を設けてＡＣ絶縁を行って
いる。なお、トランス４には、ＡＣ絶縁の他に電圧の大
きさを変換する電圧変換機能を有している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、トラン
ス４は、コア１と一次コイル２、二次コイル３を有して
おり、コア１の小型化が困難であるためにトランス４は
大型の部品となってしまい、特に、数百KHz では、スイ
ッチング周波数を高周波化してもトランス４の小型化は
できないために、コンバータも大型化してしまうといっ
た問題があった。

【０００５】また、トランス４を回路に組み込むことに
より、コンバータに損失が生じ、特に、トランス４のコ
ア１と一次コイル２や二次コイル３等の導体との間で生
じる磁界によって渦電流が生じるために、この渦電流の
渦電流損によって効率が低下してしまうといった問題も
あった。

【０００６】本発明は、上記従来の課題を解決するため
になされたものであり、トランスを用いなくても一次側
の駆動回路と二次側の出力回路とのＡＣ絶縁を行うこと
が可能であり、損失が小さい小型のコンデンサを提供す
ることにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は次のような構成により課題を解決するため
の手段としている。すなわち、本発明は、第１の一次側
スイッチと第２の一次側スイッチとがデットタイムを挟
んで交互にゼロクロススイッチング動作を行うＤＣ−Ａ
Ｃ変換回路と、このＤＣ−ＡＣ変換回路の出力を整流平
滑する整流平滑回路とを備えたコンバータであって、前
記ＤＣ−ＡＣ変換回路と整流平滑回路とを接続する接続
経路の全てに直流成分除去用のＡＣ絶縁コンデンサが設
けられていることを特徴として構成されている。

【０００８】上記構成の本発明において、一次側のＤＣ
−ＡＣ変換回路と整流平滑回路とを接続する接続経路の
全てに直流成分除去用のＡＣ絶縁コンデンサが設けられ
ているために、ＤＣ−ＡＣ変換回路と整流平滑回路とが
ＡＣ絶縁コンデンサによってＡＣ絶縁される。そのた
め、従来のコンバータのようにトランスを設けて一次側
の駆動回路と二次側の出力回路とをＡＣ絶縁する必要は
なく、トランスを省略した回路が形成される。そして、
トランスを省略することにより、トランスを設けること
によって生じる損失や装置の大型化を抑制することが可
能となり、損失が小さい小型のコンバータを提供すると
いう上記課題が解決される。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１には、本発明に係るコンバー
タの第１の実施形態例の回路構成が示されている。同図
において、入力直流電源12と一次側グランド（ＧＮＤ）
15間に、第１の一次側スイッチとしての第１のスイッチ
Ｑ１と第２の一次側スイッチとしての第２のスイッチＱ
２とが直列に接続されており、第１のスイッチＱ１のド
レイン・ソース間にはダイオードＤ１と共振コンデンサ
Ｃ１とがそれぞれ並列に接続されており、第２のスイッ
チＱ２のドレイン・ソース間にはダイオードＤ２が並列
に接続されている。なお、第１、第２のスイッチＱ１，
Ｑ２は、例えばハイポーラトランジスタ等により形成さ
れている。

【００１０】また、第１、第２のスイッチＱ１，Ｑ２の
ゲート側には制御回路８が接続されており、この制御回
路８により、例えば、図３に示すようなパルス波形のＱ
１ドライブ電圧を第１のスイッチＱ１に加え、Ｑ２ドラ
イブ電圧を第２のスイッチＱ２に加えることにより、第
１のスイッチＱ１と第２のスイッチＱ２とがデットタイ
ム（ＤＴ）を挟んで交互にゼロクロススイッチング動作
を行うようにしている。以上の回路により、本実施形態
例の駆動回路として機能するＤＣ−ＡＣ変換回路９が構
成されている。

【００１１】このＤＣ−ＡＣ変換回路９の出力側には、
このＤＣ−ＡＣ変換回路９の出力を整流平滑する整流平
滑回路10が、接続経路24，25を介して接続されており、
この整流平滑回路10は、本実施形態例では、ダイオード
Ｄ３，Ｄ４、コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃｆを備えた周知
の倍電圧整流回路によって構成されている。

【００１２】前記接続経路24は、第１のスイッチＱ１と
第２のスイッチＱ２の中点と整流平滑回路10の入力端子
18との間に介設されており、この接続経路には直流成分
除去用のＡＣ絶縁コンデンサＣ２がインダクタＬ１と直
列に接続されて設けられている。また、前記接続経路25
は、一次側のグランド15と整流平滑回路10の入力端子19
とを接続しており、接続経路25には接続経路24と同様の
直流成分除去用のＡＣ絶縁コンデンサＣ３が設けられて
いる。

【００１３】各ＡＣ絶縁コンデンサＣ２，Ｃ３は、それ
ぞれ、セラミックコンデンサ等により形成されており、
整流平滑回路10側へのＡＣ入力が100 Ｖ入力の場合に
は、約1500Ｖ耐圧と成している。この耐圧容量は、電気
用品取締法やＵＬ法の規格をクリアできるものである。

【００１４】整流平滑回路10の出力側には、コンデンサ
の出力端子17とグランド16間に負荷Ｒ１，Ｒ２が直列に
接続されており、この負荷Ｒ１とＲ２の中点と前記制御
回路８とが接続されている。制御回路８は、負荷Ｒ１，
Ｒ２の値によって出力電圧Ｖ_out を検出し、この電圧Ｖ
_out が下がったときには、第１、第２のスイッチＱ１，
Ｑ２の各ドライブ電圧の一次側発生パルス幅を大きくす
る等して、回路の安定化制御を行っている。

【００１５】また、制御回路８により、このコンバータ
の制御を、例えばデューティー制御（例えば図２に示す
ｔ／Ｔ＝Ｄ（デューティー）＝0.5 のときに出力が最も
大きくなる）、周波数制御（第１、第２のスイッチのド
ライブ電圧の周波数が低いほど、出力が大きくなる）、
インダクタ（可変インダクタ）Ｌ１による制御（Ｌ１が
大きいほど出力が大きくなる）等の様々な制御を可能と
している。

【００１６】本実施形態例は以上のように構成されてお
り、次にその動作について、図２の（ａ）および図３に
示すタイムチャートおよび図４，５に基づいて説明す
る。なお、図４，５には、本実施形態例の回路構成が等
価回路により示されており、本実施形態例に用いている
ＡＣ絶縁コンデンサＣ２，Ｃ３およびコンデンサＣ４，
Ｃ５は容量が大きく、定常時においてコンデンサ両端電
圧が殆ど変化しないと仮定して、それぞれ直流電源ＶＣ
２，ＶＣ３，ＶＣ４，ＶＣ５に置き換えて示してある。

【００１７】まず、図３のｔ０からｔ１にかけては、図
４の（ａ）に示すように、第１のスイッチＱ１はオフ、
第２のスイッチＱ２はオンの状態であり、このとき、ダ
イオードＤ３はオン、ダイオードＤ４はオフとなってい
る。そのため、この回路には、電流Ｉ_L1がＶ_in→Ｑ２→
Ｌ１→ＶＣ２→ＶＣ４→ＶＣ３の経路で流れ始め、次式
（１）に従って直線的に増加していき、第２のスイッチ
Ｑ２がオフする直前で最大となる。

【００１８】 Ｉ_L1＝（Ｖ_in−ＶＣ２−ＶＣ４−ＶＣ３）・ｔ／Ｌ１・・・・・（１）

【００１９】次に、図３のｔ１からｔ２のときには、回
路は図４の（ｂ）に示す状態となり、第２のスイッチＱ
２と第１のスイッチＱ１とが共にオフとなり、このと
き、ダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ４はオフとな
っている。このような状態のときには、インダクタＬ１
と共振コンデンサＣ１とがＬＣ共振するために、共振コ
ンデンサＣ１に蓄積していた電荷が引き抜かれ、第１の
スイッチＱ１のドレイン電圧が低下していく。

【００２０】そして、前記インダクタＬ₁ と共振コンデ
ンサＣ１のＬＣ共振によって、図３のｔ２に示すように
第１のスイッチＱ１のドレイン電圧が０Ｖ以下になる
と、図４の（ｃ）に示すように、第１のスイッチＱ１と
並列に接続されているダイオードＤ１が導通する。そし
て、第１のスイッチＱ１のドレイン電圧が０Ｖのときに
第１のスイッチＱ１をオンとすることでゼロ電圧スイッ
チング（ゼロクロススイッチング）動作が達成される。
図３のｔ２からｔ３にかけては、電流Ｉ_L1は次式（２）
に従って、直線的に減少する。

【００２１】 Ｉ_L1＝Ｉ_L1（ｔ２）−（ＶＣ２＋ＶＣ４＋ＶＣ３）・ｔ／Ｌ１・・・・・（２ ）

【００２２】次に、図３のｔ３で第１のスイッチＱ１が
オンとなり、第２のスイッチＱ２はオフのときには、回
路は図５の（ａ）に示す状態となり、ダイオードＤ３が
オフ、ダイオード４がオンとなる。そのため、電流Ｉ_L1
は、ＶＣ２→Ｌ１→Ｑ１→ＶＣ３→ＶＣ５→Ｄ４→ＶＣ
２の経路で流れ始め、次式（３）に従い、図４の（ａ）
の状態のときと逆方向の電流が流れ、この逆向きの電流
が直線的に増加する。

【００２３】 Ｉ_L1＝−（ＶＣ２＋ＶＣ３−ＶＣ３）・ｔ／Ｌ１・・・・・（３）

【００２４】次に、図３のｔ４で第１のスイッチＱ１が
オフとなると、ｔ４からｔ５までは第１のスイッチＱ１
と第２のスイッチＱ２が共にオフとなり、このとき、図
５の（ｂ）に示すように、ダイオードＤ３はオフ、ダイ
オードＤ４はオンとなっている。そして、インダクタＬ
１と共振コンデンサＣ１とがＬＣ共振することで、共振
コンデンサＣ１に電荷が蓄積され、それにより、図３に
示すように、第１のスイッチＱ１のドレイン電圧が上昇
する。

【００２５】そして、前記インダクタＬ１と共振コンデ
ンサＣ１とのＬＣ共振によって、第１のスイッチＱ１の
ドレイン電圧が入力電圧Ｖ_in以上になる（同図のｔ５）
と、図５の（ｃ）に示すように、第２のスイッチＱ２と
並列のダイオードＤ２が導通する。そして、この期間に
第２のスイッチＱ２をオンすることで、ゼロ電圧スイッ
チングが達成できる。このとき、電流Ｉ_L1は、次式
（４）に従い、直線的に減少し、また、ダイオードＤ４
の電流も減少する。

【００２６】 Ｉ_L1＝Ｉ_L1（ｔ５）＋（Ｖ_in＋ＶＣ５−ＶＣ２−ＶＣ３）・ｔ／Ｌ１・・・・ ・（４）

【００２７】そして、図３のｔ０において、回路の動作
状態は初期状態に戻り、前記のような動作サイクルが連
続して繰り返し行われ、このような動作によって出力端
子17から出力される出力電圧Ｖ_out はＶＣ４とＶＣ５の
和となる。また、図３には図示されていないが、この回
路における第２のスイッチＱ２のドレイン電圧は、図２
の（ａ）に示すように、第１のスイッチＱ１のゲート電
圧（ドライブ電圧）と逆向きのパルス波形となり、共振
コンデンサＣ１の電流も同図の（ａ）になる。

【００２８】本実施形態例によれば、上記のように、Ｄ
Ｃ−ＡＣ変換回路９と整流平滑回路10との全ての接続回
路24，25に直流成分除去用のＡＣ絶縁コンデンサＣ２，
Ｃ３を設けたことにより、従来のスイッチング電源回路
のようにトランスを設けなくても、一次側の駆動回路で
あるＤＣ−ＡＣ変換回路９と出力回路である整流平滑回
路10とのＡＣ絶縁を行うことができる。

【００２９】そのため、トランス４を設けた従来のコン
バータのように、トランス４を設けることにより装置が
大型化したり渦電流損等により損失が大きくなったりす
ることを抑制することが可能となり、効率の良い小型の
ＤＣ−ＤＣコンータとすることができる。

【００３０】そして、第１のスイッチＱ１と第２のスイ
ッチＱ２とがデットタイムを挟んで交互にゼロクロスス
イッチング動作を行うＤＣ−ＡＣ変換回路９と整流平滑
回路10との接続経路24，25にＡＣ絶縁コンデンサＣ２，
Ｃ３を設けてコンバータの回路を構成することにより、
第１、第２のスイッチＱ１，Ｑ２がオンするときに発生
するノイズやロスがなく、倍電圧整流回路によって効率
良く電圧出力が可能であり、しかも、従来の回路に不可
欠であったトランス４を省略することでトランス４によ
る損失のない、非常に効率のよい優れたコンバータを構
成することができる。

【００３１】図６には、本発明に係るコンデンサの第２
の実施形態例の回路構成が示されており、同図におい
て、上記第１の実施形態例と同一名称部分には同一符号
が付してある。本実施形態例が上記第１の形態例と異な
る特徴的なことは、整流平滑回路10を、全波整流を行
う、周知のブリッジダイオード回路により形成したこと
であり、このブリッジダイオード回路は、ダイオードＤ
３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６とコンデンサＣｆとを有して構成
されている。なお、本実施形態例において、整流平滑回
路10をブリッジダイオード回路により形成した以外の構
成は上記第１と同様であるので、その重複説明は省略す
る。

【００３２】本実施形態例は以上のように構成されてお
り、本実施形態例においても、上記第１の実施形態例と
同様に、ＤＣ−ＡＣ変換回路９と整流平滑回路10とを接
続する全ての接続経路24，25に、それぞれ、ＡＣ絶縁コ
ンデンサＣ２，Ｃ３を設けたことにより、従来の回路に
おけるトランス４を省略することが可能となり、上記第
１の実施形態例と同様の効果を奏することができる。

【００３３】なお、図７には、本実施形態例における第
１、第２のスイッチＱ１，Ｑ２の各ドライブ電圧、第１
のスイッチＱ１のドレイン電圧、インダクタＬ１、ダイ
オードＤ３，Ｄ４、共振コンデンサＣ１の各電流のタイ
ムチャートが示されており、同図に示すように、このコ
ンバータにおいては、制御回路８の制御によって上記第
１の実施形態例と同様のゼロクロススイッチング動作が
行われ、整流平滑回路10によるブリッジダイオード回路
動作が行われて全波整流が行われる。

【００３４】図８には、本発明に係るコンデンサの第３
の実施形態例の回路構成が示されており、同図において
も、上記第１、第２の実施形態例と同一名称部分には同
一符号が付してある。本実施形態例が上記第１、第２の
実施形態例と異なる特徴的なことは、整流平滑回路10
を、ダイオードＤ３，Ｄ４、コンデンサＣｆを有する、
周知の半波整流回路により形成したことである。

【００３５】本実施形態例においても、上記第１、第２
の実施形態例と同様に、ＤＣ−ＡＣ変換回路９と整流平
滑回路10とを接続する全ての接続経路24，25にそれぞ
れ、ＡＣ絶縁コンバータＣ２，Ｃ３を設けたことによ
り、上記第１、第２の実施形態例と同様に、トランス４
を省略することが可能となり、同様の効果を奏すること
ができる。

【００３６】なお、図９には、本実施形態例における第
１、第２のスイッチＱ１，Ｑ２のドライブ電圧、スイッ
チＱ１のドレイン電圧、インダクタＬ１、ダイオードＤ
３、共振コンデンサＣ１の各電流のタイムチャートが示
されており、本実施形態例においては、このタイムチャ
ートに示すような動作が行われる。

【００３７】なお、本発明は上記実施形態例に限定され
ることはなく様々な実施の態様を採り得る。例えば、上
記実施形態例では、ＤＣ−ＡＣ変換回路９は、共振コン
デンサＣ１を第１のスイッチＱ１と並列に接続して設け
たが、共振コンデンサＣ１を第２のスイッチＱ２と並列
に接続してＤＣ−ＡＣ変換回路９を構成してもよい。

【００３８】また、上記実施形態例では、インダクタＬ
１を接続経路24側に設けたが、インダクタＬ１は接続経
路25側に設けて、ＡＣ絶縁コンデンサＣ３と直列に接続
するようにしてもよい。

【００３９】さらに、上記実施形態例では、ＤＣ−ＡＣ
変換回路９のグランド15側と整流平滑回路10の入力端子
19とを接続経路25で接続し、この接続経路25にＡＣ絶縁
コンデンサＣ３を設けたが、その代わりに、ＤＣ−ＡＣ
変換回路９の入力直流電源12側と整流平滑回路10の入力
端子19とを接続経路によって接続し、この接続経路にＡ
Ｃ絶縁コンデンサＣ３を設けてコンバータの回路を構成
してもよい。

【００４０】さらに、上記実施形態例のように、ＤＣ−
ＡＣ変換回路９と整流平滑回路10とを接続する接続経路
24，25に設けるＡＣ絶縁コンデンサＣ２，Ｃ３の容量は
適宜設定されるものであり、例えば、ＡＣ絶縁コンデン
サＣ２，Ｃ３の容量を小さく設定したときには、図２の
（ｂ）に示すように、インダクタＬ１、ダイオードＤ
３，Ｄ４の各電流は滑らかな波形特性を示すようになる
が、この場合にも、上記実施形態例と同様の効果を奏す
る。

【００４１】さらに、本発明のコンバータに設ける整流
平滑回路10は、必ずしも上記実施形態例のような倍電圧
整流回路、ブリッジダイオード回路、半波整流回路とす
るとは限らず、これらの回路以外にも、ＤＣ−ＡＣ変換
回路９の出力を整流平滑する回路であればよい。

【００４２】

【発明の効果】本発明によれば、駆動用の一次側のＤＣ
−ＡＣ変換回路と出力側の整流平滑回路とを接続する接
続経路の全てに直流成分除去用のＡＣ絶縁コンデンサを
設けたものであるから、ＡＣ絶縁コンデンサによってＤ
Ｃ−ＡＣ変換回路から整流平滑回路へのＡＣ絶縁を行う
ことが可能となり、従来のコンバータに不可欠であった
トランスを省略することができる。そのため、トランス
を設けることによる装置の大型化や、トランスの渦電流
損等によるロスを抑制することが可能となり、効率のよ
い小型のコンバータとすることができる。

【００４３】そして、本発明によれば、ＤＣ−ＡＣ変換
回路のゼロクロススイッチング動作によって、第１、第
２の一次側スイッチをそれぞれオンするときに発生する
ロスを抑制し、かつ、トランスを設けることによるロス
の増加も抑制することができるために、低ノイズで効率
のよい優れた小型のコンバータを形成することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るコンバータの第１の実施形態例を
示す回路構成図である。

【図２】上記第１の実施形態例における各構成要素に加
えられる電圧および電流を示すタイムチャートである。

【図３】図２の（ａ）に示したタイムチャートの一部を
拡大して示す説明図である。

【図４】上記第１の実施形態例の動作を等価回路によっ
て示す説明図である。

【図５】図４に続く、上記第１の実施形態例の動作を等
価回路によって示す説明図である。

【図６】本発明に係るコンバータの第２の実施形態例を
示す回路構成図である。

【図７】上記第２の実施形態例における各構成要素に加
えられる電圧および電流を示すタイムチャートである。

【図８】本発明に係るコンバータの第３の実施形態例を
示す回路構成図である。

【図９】上記第３の実施形態例における各構成要素に加
えられる電圧および電流を示すタイムチャートである。

【図10】従来のスイッチング電源用のコンバータの回路
構成の一例を示す説明図である。

【符号の説明】

８ 制御回路 ９ ＤＣ−ＡＣ変換回路 10 整流平滑回路 Ｑ１ 第１のスイッチ Ｑ２ 第２のスイッチ Ｃ２，Ｃ３ ＡＣ絶縁コンデンサ Ｌ１ インダクタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の一次側スイッチと第２の一次側ス
   イッチとがデットタイムを挟んで交互にゼロクロススイ
   ッチング動作を行うＤＣ−ＡＣ変換回路と、このＤＣ−
   ＡＣ変換回路の出力を整流平滑する整流平滑回路とを備
   えたコンバータであって、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路と整
   流平滑回路とを接続する接続経路の全てに直流成分除去
   用のＡＣ絶縁コンデンサが設けられていることを特徴と
   するコンバータ。