WO2005062452A1 - キャパシタ絶縁電源装置 - Google Patents

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    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a capacitor insulated power supply device that can insulate between a power supply and a load.
  • Some power supplies have a built-in transformer to obtain the desired voltage.
  • This transformer also serves to insulate the primary and secondary sides — on the other hand, because the transformers are heavy and large, they do not require a transformer for the purpose of miniaturization and weight reduction. Equipment may be required.
  • this type of power supply does not provide sufficient insulation against AC, that is, AC voltage, that is, AC voltage or AC current at the commercial frequency ⁇ switching frequency.
  • an object of the present invention is to realize a power supply device that can ensure not only insulation against DC but also insulation against AC.
  • the power supply device includes a first and a second power supply connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a line for guiding DC supplied from an AC power supply through a rectifier circuit or DC supplied directly from a DC power supply.
  • a first capacitor inserted between the connection point and the load terminal; and a second capacitor inserted between the connection point between the second switching element and the third switching element and the load terminal.
  • the switching control circuit has the same phase for turning on and off the first and third switching elements.
  • the phase in which the switching element is turned on and off and the phase in which the second switch is turned on and off are opposite to each other.
  • a first inductor is further inserted in series between a connection point between the first switching element and the second switching element and a load terminal, and a connection between the second switching element and a third switching element.
  • a second inductor is further inserted in series between the point and the load terminal.
  • the period in which the first and third switching elements are on is included in the period in which the second switch is off, and the former period is shorter than the latter period, Since there is a period during which all the third switching elements are turned off, it is preferable in terms of realizing zero switching.
  • the power supply side and the load side are insulated both DC and AC. Therefore, insulation between input and output can be maintained without using a transformer. This makes it possible to provide a power supply device most suitable for computers, various communication devices, and the like.
  • this capacitor insulated power supply device since zero switching can be easily realized, a power supply device with less noise can be provided.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a capacitor insulated power supply device of the present invention.
  • FIG. 2 is a control signal waveform diagram of the switch control circuit 3.
  • FIG. 3 is a control signal waveform diagram of the switch control circuit 3.
  • FIG. 4 shows a diagram of a capacitor-insulated power supply used to verify the effect of the present invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram for a simulation.
  • FIG. 5 is a graph showing a voltage waveform change of the voltage V 7 across the resistor R 7 after the input is turned on in the circuit of FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a capacity isolated power supply device according to a comparative example in which the third switching element M3 is omitted.
  • FIG. 7 is a graph showing a voltage waveform change of the voltage V7 across the resistor R7 after the input is turned on in the circuit of FIG.
  • FIG. 8 is a graph showing a voltage waveform change of the voltage V7 across the resistor R7 after the input is turned on when the values of the inductors L1 and L2 are set asymmetrically.
  • FIG. 9 is a graph showing a voltage waveform change of the voltage V7 across the resistor R7 after the input is turned on when the values of the capacitances C1 and C2 are set asymmetrically.
  • FIG. 10 is a graph showing a voltage waveform change of the voltage V7 across the resistor R7 after the DC input is turned on when the resonance condition is not satisfied.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the capacitor insulated power supply when there are no inductors L 1 and L 2.
  • FIG. 12 is a graph showing a voltage waveform change of the voltage V7 across the resistor R7 after the input is turned on without the inductors L1 and L2.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a capacitor insulated power supply device of the present invention.
  • the AC voltage of the commercial AC power supply 1 is converted into a DC voltage by the rectifier circuit 2.
  • the rectifier circuit 2 is a full-wave rectifier circuit, but a half-wave rectifier circuit may be employed.
  • the first, second and third switching transistors M 1, 2 and M 3 are connected in series to the positive and negative sides after the DC conversion.
  • a switch control circuit 3 for controlling on / off of the first, second and third switching transistors M 1, M 2, M 3 with a signal of a predetermined frequency, for example, 100 kHz.
  • the switch control circuit 3 applies a voltage signal to the gate electrodes of the switching transistors M1, M2, M3 to turn on and off the switching transistors M1, M2, M3.
  • the connection point between the first switching transistor M1 and the second switching transistor M2 is denoted by a, and the connection point between the second switching transistor M2 and the third switching transistor M3 is denoted by b. I do.
  • the load terminals are indicated as c and d.
  • a first inductor L 1 and a first capacitor C 1 are inserted in series between the connection point a and the load terminal c, and a second inductor L is connected between the connection point b and the load terminal d.
  • L2 and the second capacitor C2 are inserted in series, and a load resistor R is connected to the load terminals c and d.
  • FIG. 2 is a control signal waveform diagram of the switch control circuit 3. As shown in FIG. 2, the voltage signals V 1 and V 3 for turning on the switching transistors M 1 and M 3 are in phase, and the voltage signal V 2 for turning on the switching transistor M 2 is in opposite phase.
  • the conduction period of the voltage signals V 1 and V 3 for conducting the switching transistors M 1 and M 3 is shortened so that the voltage signals V 1, V 2 and V 3 are not conducted. It is good to set a certain period.
  • FIG. 3 is a control signal waveform diagram of the switch control circuit 3.
  • the waveforms of the voltages E 1, E 2 and E 3 between the drains of the switching transistors M 1, M 2 and M 3 are drawn.
  • the switching transistors are turned on after the voltages E 1, E 2, and E 3 become zero. Does not overload the transistor.
  • the load R and the commercial AC power supply 1 can be isolated from each other at the frequency of the commercial AC power supply 1 and the switching frequency. That is, DC insulation and AC insulation are achieved between the power supply and the load.
  • the embodiment of the present invention is not limited to the above embodiment.
  • the present invention can be applied to a DC input type power supply device without the AC power supply 1 and the rectifier circuit 2 in FIG.
  • the present invention is also applicable to an AC input type power supply device that does not have the rectifier circuit 2 and is directly connected to the AC power supply 1.
  • various changes can be made within the scope of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram used to verify the effect of the present invention.
  • the circuit configuration and circuit constants were input to a computer, and the voltage and current waveforms of each part were calculated using circuit analysis software.
  • This circuit is in the form of AC input and DC output, and is the same circuit as the capacitor insulated power supply of Fig. 1.
  • the resistances R 1 and R 2 between the rectifier circuit 2 and the switching transistor M 1 are included, but they are negligibly small.
  • the parallel resistances R 3 and R 4 are included in the inductor L 1 and the capacitor C 1, respectively, which are constants necessary for setting the circuit analysis software and are so large that they can be ignored. Similarly, the parallel resistances R 5 and R 6 are negligibly large.
  • the voltage of the AC power supply 1 was set to a peak value of 350 V and a frequency of 50 Hz.
  • the load resistance R was 1 ⁇ . However, in order to measure the current flowing between the load resistor R and the ground, 10 kHz resistors R 7 and R 8 simulating the human body were connected between both ends of the load resistor R and the ground. . Let the voltage of the resistor R 7 be V 7.
  • Inductors L1 and L2 used inductors of 250H each, and capacitors C1 and C2 used capacitors of 0.01F each.
  • the on / off frequency f of the switch control circuit is 100 kHz.
  • Fig. 5 shows a graph of the voltage waveform of the voltage V7 across the resistor R7 over time after the AC input is turned on.
  • the unit of voltage on the vertical axis is voltage
  • the unit of time on the horizontal axis is msec.
  • the voltage V 7 starts rising 2 msec after the power supply rises, but the voltage V 7 is at most 10 V or less. Therefore, it can be said that humans are electrocuted, and the insulation between input and output is secured.
  • the inductors L 1 and L 2 and the capacitors C 1 and C 2 are symmetrical, and the insulation between the power supply and the load is almost completely achieved. Even if this relationship is not satisfied, the insulation between the power supply and the load is achieved at a practically sufficient level as shown in the following examples.
  • FIG. 7 shows a graph of the voltage waveform of the voltage V7 across the resistor R7 after the AC input is turned on.
  • the dark portion indicates the portion with high time occupancy, and the light portion indicates the surge voltage portion with low time occupancy.
  • the voltage V7 rises rapidly and shows a large voltage value. Insulation between input and output cannot be said to be secured, and touching load R may cause electric shock.
  • the voltage waveform of the voltage V7 across the resistor R7 was calculated assuming a capacitor insulated power supply in which the values of L1 and L2 were set asymmetrically.
  • Capacitors C1 and C2 were each set to 0.01 F, inductor 1 was set to 350 ⁇ H L2 was set to 150 mm, and the mouth (L1 + L2) was set to the same value as the previous example.
  • FIG. 8 shows a graph of the voltage V7 of this circuit. As can be seen from this graph, by setting the values of the inductors L 1 and L 2 asymmetrically compared to the first embodiment of FIG. Thus, the voltage V7 shows a large voltage value exceeding 150 V. It cannot be said that the continuity between input and output is secured, and touching the load R may cause electric shock.
  • Fig. 9 shows a graph of the voltage V7 when the inductors L1 and L2 are 250H and the capacitors C1 and C2 are 0.013F and 0.008F, respectively. Note that the series combined capacitance of the capacitors C 1 and C 2 is set to be equal to the series combined capacitance of the capacitors C 1 and C 2 in FIG.
  • the voltage V 7 shows a large voltage value close to 9 OV. Insulation between input and output cannot be said to be secured, and touching load R may cause electric shock.
  • Inductors L 1 and L 2 were each set to 5 mm, and capacity C 1 and C 2 were each set to O.OIF.
  • the on / off frequency f of the switch control circuit is 100kHz, the same as before.
  • FIG. 10 shows the voltage waveform of the voltage V7 after the AC input is turned on in this case.
  • the voltage V7 is 30 V or less after the power supply rises. Therefore, although the voltage value is larger than that in Fig. 5, it is a relatively safe value. In particular, the voltage value is dark in the dark part (the part with high time occupancy), and it can be said that the insulation between the input and output is ensured.
  • Figure 11 shows a circuit in which inductors L1 and L2 are removed and only capacitors C1 and C2 are used.
  • FIG. 12 is a graph showing the time lapse of the voltage waveform of the voltage V7 after the DC input is turned on. According to the graph of FIG. 12, the direction is similar to that of FIG. 10, and the voltage V7 is 50 V or lower after the power supply is turned on. Therefore, the voltage value is larger than that of Fig. 10, but relatively safe. In particular, the voltage value is dark in the dark part (the part with high time occupancy), and it can be said that the insulation between the input and output is secured.

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Abstract

交流電源１から整流回路２を通して供給された直流、又は直流電源から直接供給された直流を導く線路の正側と負側に、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を直列に接続し、前記スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を、高周波信号でオンオフ制御し、接続点ａと負荷端子ｃとの間にインダクタＬ１、キャパシタＣ１を挿入し、接続点ｂと負荷端子ｄとの間にインダクタＬ２、キャパシタＣ２を挿入した。スイッチング素子Ｍ１，Ｍ３をオンオフする位相が同じであり、スイッチング素子Ｍ２をオンオフする位相が、逆相になっている。変圧器を用いないでも、直流に対する絶縁だけでなく、交流に対する絶縁も十分に確保することができる。

Description

明 細 書
キャパシタ絶縁電源装置
ぐ技術分野 >
本発明は、 電源と負荷との間を絶縁できるキャパシタ絶縁電源装置に関するも のである。
<背景技術 >
電源装置には、 所望の大きさの電圧を得るために、 変圧器が内蔵されているも のがある。 この変圧器は、 一次側と二次側とを絶縁するという役目も果たしてい —方、 変圧器は重くて大きいため、 小型化■軽量化の目的のために、 変圧器を 用いないで済む電源装置が求められることがある。
この、 変圧器のない電源装置は、 変圧器を用いた電源装置と違って、 電源側と 負荷側との絶縁を保つことが一般に困難である。
従来では、この絶縁を保っため、 電源側と負荷側との間でキャパシタを直列に 結合させたタイプの電源装置が提案されている （米国特許第 4, 635， 175号明細書、 米国特許第 6， 144, 565号明細書、 特開平 2003-116268号公報参照） 。
しかし、 このタイプの電源装置は、 直流に対する絶縁はできても、 交流、 すな わち商用周波数ゃスィツチング周波数の交流電圧や交流電流に対する十分な絶縁 が確保されていないのが実状である。
<発明の開示 >
そこで、 本発明は、 直流に対する絶縁のみならず、 交流に対する絶縁も十分に 確保することができる電源装置を実現することを目的とする。
本発明の電源装置は、 交流電源から整流回路を通して供給された直流、 又は直 流電源から直接供給された直流を導く線路の正極と負極との間に、 直列に接続さ れた第一、 第二及び第三のスィツチング素子と、 前記第一、 第二及び第三のスィ ツチング素子を所定周波数の信号でオンオフ制御するスィツチ制御回路と、 前記 第一のスィツチング素子と第二のスイッチング素子との接続点と負荷端子との間 に挿入された第一のキャパシタと、 前記第二のスィツチング素子と第三のスィッ チング素子との接続点と負荷端子との間に挿入された第二のキャパシ夕とを有し、 前記第一のキャパシ夕と第二のキャパシタとの容量値が等しく、 前記スィツチ制 御回路は、 前記第一及び第三のスィツチング素子をオンオフする位相が同じであ り、 この第一及び第三のスイッチング素子をオンオフする位相と、 前記第二のス ィツチを才ン才フング素子する位相とが、 互いに逆相になっていることを特徴と する。
このプリッジ構成によれば、 前記第一のキャパシタと第二のキャパシ夕との容 量値が等しく、 回路の対称性を確保できるので、 電源と負荷との間の絶縁が、 直 流に対しても、 交流に対しても達成される。
前記第一のスィツチング素子と第二のスイッチング素子との接続点と負荷端子 との間に、 さらに第一のインダクタが直列に挿入され、 前記第二のスイッチング 素子と第三のスィツチング素子との接続点と負荷端子との間に、 さらに第二のィ ンダクタが直列に挿入されていることが好ましい。
この場合、 前記第一のィンダクタと第二のィンダクタとの誘導値が等しければ、 回路の対称性を確保できるので、 交流の絶縁のためにはさらに好ましい。
前記第一及び第三のスイッチング素子をオンしている期間が、 前記第二のスィ ツチをオフしている期間の中に含まれ、 前者の期間が後者の期間よりも短ければ、 第一から第三のスィツチング素子がすべてオフになる期間が存在するので、 ゼロ スィツチを実現するという意味で好ましい。
以上のように本発明のキャパシタ絶縁電源装置によれば、 電源側と負荷側とが 直流的にも交流的にも絶縁される。 したがって、 変圧器を用いないで、 入出力間 の絶縁を保つことができる。 これにより、 コンピュータ、 各種通信機器などに最 適な電源装置を提供することができる。
また、 このキャパシタ絶縁電源装置によれば、 簡単にゼロスィッチを実現する ことができるので、 ノイズの少ない電源装置を提供することができる。
ぐ図面の簡単な説明 >
図 1は、 本発明のキャパシタ絶縁電源装置の回路図である。
図 2は、 スイツチ制御回路 3の制御信号波形図である。
図 3は、 スイツチ制御回路 3の制御信号波形図である。
図 4は、 本発明の効果を検証するために使用したキャパシタ絶縁電源装置のシ ミュレ一ション用の回路図である。
図 5は、 図 4の回路における、 入力オン後の、 抵抗 R 7 の両端電圧 V 7 の電圧 波形変化を示すグラフである。
図 6は、 第三のスイッチング素子 M 3を省略した、 比較例にかかるキャパシ夕 絶縁電源装置の回路図である。
図 7は、 図 6の回路における、 入力オン後の、 抵抗 R 7 の両端電圧 V 7 の電圧 波形変化を示すグラフである。
図 8は、 インダクタ L 1 , L 2の値を非対称に設定した場合の入力オン後の、 抵抗 R 7の両端電圧 V 7の電圧波形変化を示すグラフである。
図 9は、 キャパシ夕 C 1 , C 2の値を非対称に設定した場合の入力オン後の、 抵抗 R 7の両端電圧 V 7の電圧波形変化を示すグラフである。
図 1 0は、 共振条件を満たさない場合の直流入力オン後の、 抵抗 R 7 の両端電 圧 V 7の電圧波形変化を示すグラフである。
図 1 1は、 ィンダクタ L 1 , L 2がない場合のキャパシタ絶縁電源装置の回路 図である。
図 1 2は、 インダクタ L 1， L 2がない場合の入力オン後の、 抵抗 R 7 の両端 電圧 V 7の電圧波形変化を示すグラフである。
<発明を実施するための最良の形態〉
以下、 本発明の実施の形態を、 添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図 1は、 本発明のキャパシタ絶縁電源装置の回路図である。
商用交流電源 1の交流電圧は、 整流回路 2により直流電圧に変換される。 図 1 では、 整流回路 2は全波整流回路であるが、 半波整流回路を採用してもよい。 直流変換後の正側及び負側には、 第一、 第二及び第三のスイッチング卜ランジ スタ M 1 , 2 , M 3が直列に接続されている。
そして、 前記第一、 第二及び第三のスイッチングトランジスタ M 1 , M 2 , M 3を所定周波数、 例えば 100kHz の信号でオンオフ制御するスィッチ制御回路 3 を備えている。 スィッチ制御回路 3は、 スイッチングトランジスタ M 1 , M 2 , M 3のゲ一卜電極に電圧信号を印加してスイッチングトランジスタ M 1， M 2， M 3をオンオフする。 前記第一のスィツチングトランジスタ M 1と第二のスィツチングトランジスタ M 2との接続点を a、 前記第二のスイッチングトランジスタ M 2と第三のスイツ チングトランジスタ M 3との接続点を bと表示する。 また、 負荷端子を c， dと 表示する。
接続点 aと負荷端子 cとの間には、 第一のインダクタ L 1 と第一のキャパシタ C 1 とが直列に挿入され、 接続点 bと負荷端子 dとの間には、 第二のインダクタ L 2と第二のキャパシタ C 2とが直列に挿入されて、 負荷端子 cと負荷端子 dに は、 負荷抵抗 Rが接続されている。
図 2は、 スィッチ制御回路 3の制御信号波形図である。 図 2に示すように、 ス イッチングトランジスタ M 1， M 3を導通させる電圧信号 V 1 , V 3は同位相で、 スィツチングトランジスタ M 2を導通させる電圧信号 V 2は逆位相である。
以上のキャパシ夕絶縁電源装置の動作を説明すると、 スィツチング卜ランジス 夕 M 1， M 3が導通している時はキャパシタ C 1 , C 2が充電される。 スィッチ ングトランジスタ M 2が導通している時は、 前記キャパシタ C 1， C 2に充電さ れた電荷が放電されて負荷 Rに電流 iが流れる。 これにより、 負荷 Rに直流電流 を供給することができる。
なお、 スイッチングトランジスタ M 1 , M 3の導通状態と、 スイッチングトラ ンジス夕 M 2の導通状態とが瞬時に切り替わると、 スイッチング卜ランジス夕に 過大な負荷をかける。 そこで、 切り替えの間に双方とも非導通の期間を設けるこ とが好ましい。 たとえば、 図 3に示すように、 スイッチング卜ランジス夕 M 1， M 3を導通させる電圧信号 V 1， V 3の導通期間を短くして、 電圧信号 V 1 , V 2 , V 3が非導通となる期間を設けるとよい。
図 3は、 スィツチ制御回路 3の制御信号波形図である。 電圧 V 1 , V 2 , V 3 の波形とともに、 スイッチングトランジスタ M 1 , M 2 , M 3のドレイン一ソ一 ス間の電圧 E 1 , E 2 , E 3の波形を描いている。 図 3に示すように、 電圧 V 1 , V 2 , V 3が非導通となる期間中に、 電圧 E 1 , E 2 , E 3がゼロになつてから スィツチングトランジスタがオンするので、 スィツチングトランジスタに過大な 負荷をかけることがない。
このように本発明のキャパシタ絶縁電源装置では、 直流において負荷 Rと商用 交流電源 1 とを絶縁することができるのはもちろんであるが、 商用交流電源 1の 周波数、 スイツチング周波数などにおいても、 負荷 Rと商用交流電源 1 とを絶縁 することができる。 すなわち、 電源と負荷との間で直流絶縁及び交流絶縁が達成 される。
このことは、 後に実施例に示すように、 負荷 Rと接地との間に抵抗を接続して、 この抵抗に直流電流も交流電流も流れないか、 または流れてもそれが人体に影響 を与えない微小な電流であることを確認することによって、 証明できる。
以上で、 本発明の実施の形態を説明したが、 本発明の実施は、 前記の形態に限 定されるものではない。例えば、 図 1において交流電源 1、 整流回路 2がない、 直流入力形の電源装置にも本発明は適用可能である。 また整流回路 2がなく、 直 接、 交流電源 1につながった交流入力形の電源装置にも本発明は適用可能である。 その他、 本発明の範囲内において種々の変更を施すことが可能である。
<実施例 1 >
図 4は、 本発明の効果を検証するために使用した回路図である。 この回路構成、 回路定数をコンピュータに入力し、 回路解析ソフトを用いて、 各部の電圧 ·電流 波形を算出した。
この回路は、 交流入力 ·直流出力の形になっていて、 図 1のキャパシタ絶縁電 源装置と同じ回路である。 整流回路 2とスイッチングトランジスタ M 1 との間の 抵抗 R 1 ， R 2が入っているが、 無視できるほど小さな値である。 また、 インダ クタ L 1 とキャパシタ C 1に、 それぞれ並列抵抗 R 3 , R 4が入っているが、 こ れは回路解析ソフ卜の設定に必要な定数であり、 無視できるほど大きな値である。 並列抵抗 R 5， R 6も同様、 無視できるほど大きな値である。
交流電源 1の電圧は、 ピーク値 3 5 0 V、 周波数 5 0 H zとした。
負荷抵抗 Rは 1 Ωとした。 ただし、 負荷抵抗 Rと接地との間に流れる電流を測 定するために、 負荷抵抗 Rの両端と接地との間に、 それぞれ人体を模擬する 1 0 kHzの抵抗 R 7 , R 8を接続した。 抵抗 R 7の電圧を V 7とする。
ィンダク夕 L 1， L 2は、 それぞれ 250 Hのィンダクタを使用し、 キャパシ タ C 1 , C 2は、 それぞれ 0.01 Fのキャパシタを使用した。 スィッチ制御回路 のオンオフ周波数 fは、 100kHzである。 これらの定数は、 条件
Figure imgf000008_0001
を満足している。 ただし、 この式では、 L 1 =L 2 = L， C 1 =C2 = Cと表記 した。
交流入力オン後の、 抵抗 R 7の両端の電圧 V 7の電圧波形を時間経過とともに グラフにしたものが、 図 5である。
図 5の縦軸電圧の単位はボル卜、 横軸時間の単位は msecである。
図 5のグラフによれば、 電源立ち上がりから 2 msec後に、 電圧 V 7は立ち上が つていくが、 その電圧 V 7は高々 1 0V以下である。 したがって、 人間は感電せ す、 入出力間の絶縁は確保されているといえる。
このように、 インダクタ L 1， L 2、 キャパシ夕 C 1， C 2ともに対称性があ り、 電源と負荷との間の絶縁がほぼ完全に達成される。 なお、 この関係を満たさ ない場合でも、 以下の実施例に示すように、 電源と負荷との間の絶縁は、 実用上 十分なレベルで達成される。
<比較例 1 >
比較例として、 図 6に示すように、 第三のスイッチングトランジスタ M3が短 絡されている回路を想定した。 回路定数は、 図 4のものと同じである。
図 7に、 交流入力オン後の、 抵抗 R 7の両端の電圧 V 7の電圧波形のグラフを 示す。 色の濃い部分は時間占有率の高い部分、 色の薄い部分は時間占有率の低い サージ電圧の部分を示す。
図 7のグラフによれば、 電源立ち上がり後、 電圧 V 7は急激に立ち上がり、 し かも大きな電圧値を示す。 入出力間の絶縁は確保されているといえず、 負荷 Rを 触ると感電するおそれがある。
ぐ比較例 2〉
ィンダク夕 L 1 , L 2の値を非対称に設定したキャパシタ絶縁電源装置を想定 して、 抵抗 R 7の両端の電圧 V 7の電圧波形を算出した。
キャパシタ C 1， C 2はそれぞれ 0.01 Fとし、 インダクタし 1を 350 μ H L 2を 1 50 Ηとし， 禾口 （L 1 +L 2 ) を前例と変わらない値とした。
この回路の電圧 V 7のグラフを図 8に示す。 このグラフからわかるように、 図 5の実施例 1と比べて、 インダクタ L 1， L 2の値を非対称に設定することによ つて、 電圧 V7は、 1 50 Vを超える大きな電圧値を示すようになる。 入出力間 の絶緣は確保されているといえず、 負荷 Rを触ると感電するおそれがある。
<比較例 3>
キャパシタ C 1 , C 2の値を非対称に設定したキャパシタ絶縁電源装置を想定 して、 抵抗 R 7の両端の電圧 V 7の電圧波形を算出した。
ィンダクタ L 1 , L 2を 250 Hとし、 キャパシタ C 1， C 2を、 それぞれ 0. 01 3 F, 0. 008 Fとしたとしたときの電圧 V 7のグラフを図 9に 示す。 なお、 キャパシタ C 1 , C 2の直列合成容量が、 図 2のキャパシタ C 1 , C 2の直列合成容量に等しくなるようにしてある。
図 9のグラフからわかるように、 実施例 1 と比べて、 キャパシタ C 1 , C 2を 非対称に設定することによって、 電圧 V 7は、 9 OV近い大きな電圧値を示すよ うになる。 入出力間の絶縁は確保されているといえず、 負荷 Rを触ると感電する おそれがある。
<実施例 2>
次に、 f〉> 1 /2ΤΓΓ (LC) の場合のシミュレ一シヨン例を示す （>〉は 非常に大きいとし、う意味である） 。
ィンダクタ L 1 , L 2を、 それぞれ 5 Ο Ηとし、 キャパシ夕 C 1 , C 2を、 それぞれ O.OI Fとした。 スィッチ制御回路のオンオフ周波数 fは、 いままでと 同じ 100kHzである。
この場合の交流入力オン後の、 電圧 V 7の電圧波形を図 10に示す。
図 1 0のグラフによれば、 電源立ち上がり後、 電圧 V 7は 30V以下である。 したがって、 図 5と比べて、 電圧値は大きいものの、 比較的安全な値である。 特 に色の濃い部分 （時間占有率の高い部分） の電圧値は低く、 入出力間の絶縁は確 保されているといえる。
<実施例 3>
インダクタ L 1 , L 2を外して、 キャパシタ C 1， C 2のみとした回路を図 1 1に示す。
その場合の計算結果を図 1 2に示す。 C 1， C 2の値は、 それぞれ O.OI^Fと した。 図 1 2は、 直流入力オン後の、 電圧 V 7の電圧波形の時間経過を示すグラフで ある。 この図 1 2のグラフによれば、 図 1 0と同様の ί頃向を示し、 電源立ち上が り後、 電圧 V 7は 5 0 V以下である。 したがって、 図 1 0と比べて、 電圧値は大 きいものの、 比較的安全な値である。特に色の濃い部分（時間占有率の高い部分） の電圧値は低く、 入出力間の絶縁は確保されているといえる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 交流電源から整流回路を通して供給された直流、 又は直流電源から直接供 給された直流を導〈線路の正極と負極との間に、 直列に接続された第一、 第 二及び第三のスイツチング素子と、
前記第一、 第二及び第三のスィツチング素子を所定周波数の信号で才ン才 フ制御するスイツチ制御回路と、
前記第一のスイッチング素子と第二のスィツチング素子との接続点と負荷 端子との間に挿入された第一のキャパシタと、
前記第二のスイッチング素子と第三のスィツチング素子との接続点と負荷 端子との間に挿入された第二のキャパシ夕とを有し、
前記第一のキャパシタと第二のキャパシタとの容量値が等しく、
前記スィッチ制御回路は、 前記第一及び第三のスィツチング素子を才ン才 フするィ立ネ目が同じであり、
この第一及び第三のスイッチング素子をオンオフする位相と、 前記第二の スィツチをオンオフング素子する位相とが、 互いに逆相になっていることを 特徴とするキャパシタ絶縁電源装置。
2. 前記第一のスイッチング素子と第二のスィツチング素子との接続点と負荷 端子との間に、 さらに第一のインダクタが直列に挿入され、 前記第二のスィ ツチング素子と第三のスイッチング素子との接続点と負荷端子との間に、 さ らに第二のィンダクタが直列に挿入されている請求項 1記載のキャパシタ絶 縁電源装置。
3. 前記第一のキャパシ夕と第二のキャパシ夕との容量値が等しく、 前記第一 のインダクタと第二のインダクタとの誘導値が等しい請求項 2記載のキャノ、° シタ絶縁電源装置。
4. 前記第一及び第三のスイッチング素子をオンしている期間が、 前記第二の スィツチをオフしている期間の中に含まれ、 前者の期間が後者の期間よりも 短い請求項 1から請求項 3のいずれかに記載のキャパシタ絶縁電源装置。
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