KR20160080922A - 역률 보상 회로 및 이를 포함하는 전자 제품 - Google Patents

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Abstract

역률 보상 회로 및 이를 포함하는 전자 제품에 대한 발명으로, 정류 다이오드를 사용하지 않는 브리지리스 회로를 구성하고, 추가적인 스위치를 사용하여 다이오드에 의한 도통 손실을 제거하고, 역률 보상 회로의Common mode EMI 노이즈를 감소 시키는 기술이다.
일 실시예에 따른 역률 보상 회로는, 교류 입력단에 직접 연결되는 적어도 하나의 인덕터, 인덕터에 자기 에너지를 충전 시키기 위하여 전류를 제어하는 복수의 제 1스위칭 소자, 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압을 일정하게 유지시키기 위한 제 2스위칭 소자를 포함한다.

Description

역률 보상 회로 및 이를 포함하는 전자 제품{POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT, AND THE ELECTRONIC PRODUCT INCLUDING THE SAME}
역률 보상 회로 및 이를 포함하는 전자 제품에 대한 발명으로, EMI(Electro Magnetic Interference) 노이즈를 감소시키는 고효율 역률 보상 회로 및 전자 제품에 대한 발명이다.
교류(AC) 전원 시스템의 역률(power factor)은 피상 전력(apparent power)에 대한 부하(load)에 흐르는 유효 전력(real power)의 비율(ratio)로서 정의된다. 이 계수를 역률(power factor)이라고 하며 보통 p.f라 칭한다. 예를 들어, 정현파의 전류 파형 및 전압 파형을 갖는 AC 전원 시스템의 역률은 전류 파형 및 전압 파형 사이의 위상 각(phase angle)의 코사인이다. 직류 회로의 전력계산에서는 전압과 전류를 곱하기만 하면 되지만 교류회로의 전력계산에서는 전류, 전압이 동상인 경우를 제외하고는 반드시 전압과 전류의 실효치에 cosθ라는 계수를 곱해야 한다. 비정현파의 전류 또는 전압 파형을 갖는 AC 전원 시스템의 역률은 몇 개의 인자를 포함하는데, 이러한 인자로는 위상 각에 관련된 변위율(displacement factor) 및 비정현파 파형에 관련된 왜곡률(distortion factor)이 있다.
일반적으로, 유효 전력(예를 들어, 와트)은 실제의 일(work)을 이루는 전력으로서 정의될 수 있으며, 무효 전력(reactive power)은 실제의 일을 행할 수 있도록 하기 위한 자기장(예를 들어, 손실 전력)을 생성 하는데 요구 되는 전력으로서 정의될 수 있으며, 피상 전력은 원하는 유효 전력을 생성 하는데 필요한 총 전력으로서 정의될 수 있다. AC 전원 시스템의 역률은 0과 1 사이의 범위에서 변화할 수 있으며, 1은 무효 전력 손실이 없는 순수한 저항 회로를 나타낸다. AC 전원 시스템의 역률이 1이 아니면, 전류 파형은 전압 파형을 따르지 않고, 결과적으로 전력이 손실될 뿐만 아니라, AC 전원 시스템을 통과하는 고조파를 잠재적으로 발생시킬 수 있어서, 다른 장치에 지장을 줄 수 있다. 전원에 연결된 부하는 순저항 성분으로 구성되는 경우는 희박하고, 용량성 부하나 유도성 부하를 가지게 되는데, 이로 인해 무효전력 손실이 발생한다. 특히 교류전원을 직류로 변환하여 사용하는 경우는 교류성분을 줄이기 위하여 평활용 캐패시터를 사용하게 되고, 이는 역률을 감소시키는 원인이 된다. 무효전력 손실을 줄이기 위해서 입력전압과 전류가 동위상에 가깝게 만드는 많은 종류의 역률 개선 회로가 사용되고 있으며, 특히 교류전원을 직류전압으로 변환하여 사용하는 장치에서는 승압형 컨버터, 즉 부스트 컨버터를 이용한 역률개선 방식을 많이 사용된다.
따라서, 역률 보상(PFC: power factor correction) 회로를 사용하여, AC 전원 시스템의 역률을 증가시킬 수 있다.
역률 보상 회로 및 이를 포함하는 전자 제품에 대한 발명으로, Common mode EMI(Electro Magnetic Interference) 노이즈를 개선하면서 전기적 효율을 높이는 것을 목적으로 한다.
상술한 목적을 달성하기 위한 일 실시예에 따른 역률 보상 회로는,
교류 입력단에 직접 연결되는 적어도 하나의 인덕터, 상기 인덕터에 자기 에너지를 충전 시키기 위하여 전류를 제어하는 복수의 제 1스위칭 소자, 상기 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압을 일정하게 유지시키기 위한 제 2스위칭 소자를 포함한다.
또한, 제 2스위칭 소자는, 상기 복수의 제 1스위칭 소자와 출력 캐패시터 사이에 직렬로 연결되는 것을 포함할 수 있다.
또한, 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압은, 교류 입력 전압과 직류 출력 전압의 차이에 대응하는 값으로 일정하게 유지되는 것을 포함할 수 있다.
또한, 직류 출력 전압은, 상기 출력 캐패시터 양 단의 전압인 것을 포함할 수 있다.
또한, 제 2스위칭 소자는, 상기 복수의 제 1스위칭 소자와 턴 온(turn on) 및 턴 오프(turn off)가 교대로 수행되는 것을 포함할 수 있다.
또한, 상기 복수의 제 1스위칭 소자 중 어느 하나의 스위칭 소자가 턴 오프 상태일 때 상기 인덕터에 저장되는 에너지를 상기 출력 캐패시터에 공급하기 위해 상기 인덕터와 상기 출력 캐패시터 사이에 직렬로 연결되는 복수의 다이오드를 더 포함할 수 있다.
또한, 출력 캐패시터는, 양극은 상기 복수의 다이오드의 공통 캐소드(cathode)에 연결되고 음극은 상기 제 2스위칭 소자의 소스(source)측에 연결되어, 브리지 정류 다이오드 없이 상기 교류 입력 전압을 상기 직류 전압으로 변환하는 것을 포함할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 소자의 게이트(gate) 신호는 구형파의 형태이고, 펄스 폭 변환(PWM) 또는 펄스 주파수 변환(PFM)된 게이트 신호를 사용하여 상기 스위칭 소자를 구동 시키는 제어부를 포함할 수 있다.
또한, 상술한 목적을 달성하기 위한 일 실시예에 따른 역률 보상 회로를 포함하는 전자 제품은,
교류 입력단에 직접 연결되는 적어도 하나의 인덕터, 상기 인덕터에 자기 에너지를 충전 시키기 위하여 전류를 제어하는 복수의 제 1스위칭 소자, 및 상기 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압을 일정하게 유지시키기 위한 제 2스위칭 소자를 포함한다.
또한, 제 2스위칭 소자는, 상기 복수의 제 1스위칭 소자와 출력 캐패시터 사이에 직렬로 연결되는 것을 포함할 수 있다.
또한, 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압은, 상기 역률 보상 회로에 존재하는 기생 캐패시터 양 단의 전압인 것을 포함할 수 있다.
또한, 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압은, 교류 입력 전압과 직류 출력 전압의 차이에 대응하는 값으로 일정하게 유지되는 것을 포함할 수 있다.
또한, 직류 출력 전압은, 상기 출력 캐패시터 양 단의 전압인 것을 포함할 수 있다.
또한, 제 2스위칭 소자는, 상기 복수의 제 1스위칭 소자와 턴 온 및 턴 오프가 교대로 수행되는 것을 포함할 수 있다.
또한, 상기 복수의 제 1스위칭 소자 중 어느 하나의 스위칭 소자가 턴 오프 상태일 때 상기 인덕터에 저장되는 에너지를 상기 출력 캐패시터에 공급하기 위해 상기 인덕터와 상기 출력 캐패시터 사이에 직렬로 연결되는 복수의 다이오드를 더 포함할 수 있다.
또한, 출력 캐패시터는, 양극은 상기 복수의 다이오드의 공통 캐소드에 연결되고 음극은 상기 제 2스위칭 소자의 소스측에 연결되어, 브리지 정류 다이오드 없이 상기 교류 입력 전압을 상기 직류 전압으로 변환하는 것을 포함할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 소자의 게이트 신호는 구형파의 형태이고, 펄스 폭 변환 또는 펄스 주파수 변환된 게이트 신호를 사용하여 상기 스위칭 소자를 구동 시키는 제어부를 포함할 수 있다.
역률 보상 회로의 Common mode EMI(Electro Magnetic Interference) 노이즈가 감소된다. 또한 정류 다이오드를 사용하지 않는 브리지리스 회로를 사용하여 역률을 보상 하므로 정류 다이오드로 인한 가격 절감과 회로의 부피를 감소시킬 수 있고, 다이오드에 의한 도통 손실을 제거하여 역률 보상 회로의 전기적 효율을 향상시킬 수 있다.
도 1은 일반적으로 사용되고 있는 브리지 다이오드를 포함한 부스트 형 역률 보상 회로를 도시한 회로도이다.
도 2는 일반적으로 사용되고 있는 브리지리스 역률 보상 회로의 오른쪽 스위칭 소자가 턴 온 상태인 경우의 동작 모드를 도시한 회로도이다.
도 3은 일반적으로 사용되고 있는 브리지리스 역률 보상 회로의 오른쪽 스위칭 소자가 턴 오프 상태인 경우의 동작 모드를 도시한 회로도이다.
도 4는 일반적으로 사용되고 있는 브리지리스 역률 보상 회로에서 발생하는 스위칭 노이즈를 도시한 그래프이다.
도 5는 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로를 도시한 회로도이다.
도 6은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 1인 경우를 도시한 회로도이다.
도 7은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 2인 경우를 도시한 회로도이다.
도 8은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 3인 경우를 도시한 회로도이다.
도 9는 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 4인 경우를 도시한 회로도이다.
도 10은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 1 및 동작 모드 3의 경우의 회로도를 간략히 표현한 개략도이다.
도 11은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 2 및 동작 모드 4의 경우의 회로도를 간략히 표현한 개략도이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도 면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다.
본 명세서에 기재된 실시 예와 도면에 도시된 구성은 개시된 발명의 바람 직한 예에 불과할 뿐이며, 본 출원의 출원시점에 있어서 본 명세서의 실시 예와 도면을 대체할 수 있는 다양한 변형 예들이 있음을 이해하여야 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 역률 보상 회로 및 이를 포함하는 전자 제품을 후술된 실시예들에 따라 상세하게 설명하도록 한다. 도면에서 동일한 도면 부호는 동일한 구성요소를 나타내며, 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 본 명세서에서, 제 1, 제 2 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위해 사용되는 것으로, 구성요소가 상기 용어들에 의해 제한되는 것은 아니다.
본원 명세서 전체에서, "스위칭 소자"는 전기 전자 기기에서 전류를 연결해 주거나 차단해 주는 배선 소자를 의미한다. 이러한 스위칭 소자는, 제어 신호에 따라 전류를 연결하는 트랜지스터를 포함하고, 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT), 및 전계효과 트랜지스터(FET)를 포함하나 반드시 이에 한정되지는 아니한다.
다만, 스위칭 소자가 예를 들어 전계효과 트랜지스터(FET)로서 동작하는 경우, 스위칭 소자가 게이트(gate) 단자, 드레인(drain) 단자, 소스(source) 단자를 포함하고, 입력된 신호에 따라 드레인 단자가 소스 단자로서 기능할 수 있고, 소스 단자가 드레인 단자로 기능할 수 있음은 자명한 사항이다.
또한, 스위칭 소자는 동작하는 전압에 따라, 저전압에서 동작하는 저전압 스위칭 소자(LN)와 고전압에서 동작하는 고전압 스위칭 소자(HN)로 구분될 수 있다. 특히, 고전압 스위칭 소자(HN)는 드레인 단자에 고전압을 인가해도 견딜 수 있는 스위칭 소자로서 통상적으로 각종 전력용 소자에서 사용되고 있다.
이러한 고전압 스위칭 소자들로는 DMOSFET(Double-diffused MOSFET), 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor: IGBT), EDMOSFET(Extended Drain MOSFET) 및 LDMOSFET(Lateral Double-diffused MOSFET) 등이 있으나 반드시 이에 한정되지는 아니한다.
또한, 본원 명세서 전체에서 "턴 온(turn on)"이라 함은, 스위칭 소자를 비전도 상태에서 전도 상태로 변화시키는 것을 의미한다. 특히 스위칭 소자에 전류가 흐르도록 게이트에 신호를 공급하는 것을 의미한다. 반면, "턴 오프(turn off)"라 함은, 스위칭 소자를 전도 상태에서 비전도 상태로 변화시키는 것을 의미한다.
개시된 발명은 에어컨을 비롯한 가전 단상 시스템, 디스플레이 구동 시스템 등 대부분의 전기 장치 및 전자 제품에서 일반적으로 사용되는 역률 보상 회로에 관한 것이다. 가전 단상 시스템은 역률 보상 회로, 인버터, 모터로 구성되며 디스플레이 구동 시스템은 역률 보상 회로, 컨버터, 부하로 구성될 수 있다. 이들 시스템에서 역률 보상 회로는 AC 입력 전압과 입력 전류의 역률을 보상하며 인버터 에서 필요로 하는 DC 정 전압을 만들어 줄 수 있다. 대부분의 전기, 전자 제품에서 역률 규제가 적용되며 이를 위해서 역률 보상 회로는 필요한 장치이다.
도 1은 일반적으로 사용되고 있는 브리지 다이오드를 포함한 부스트 형 역률 보상 회로를 도시한 회로도이다.
도 1에 개시된 바와 같이, 브리지 다이오드를 포함한 부스트 형 역률 보상 회로는, 브리지 정류 다이오드(100) 및 부스트 컨버터(110)로 구성될 수 있다. 부스트 컨버터(110)는 인덕터(L), 출력 캐패시터(CBOOST), 다이오드(D), 저항(R), 스위칭 소자(Q)와 스위칭 소자(Q)의 스위칭 동작을 제어하는 제어부(미도시)를 포함할 수 있다.
브리지 정류 다이오드(100)는 입력 교류 전압(VAC)의 양 극에 연결되고, 인덕터(L)는 브리지 정류 다이오드(100)에 직렬로 연결될 수 있다. 다이오드(D)는 애노드(anode)가 인덕터(L) 및 스위칭 소자(Q)의 드레인(drain) 단에 직렬로 연결될 수 있고, 캐소드(cathode)가 출력 캐패시터(CBOOST)의 일 단에 연결될 수 있다.
스위칭 소자(Q)의 드레인(drain) 단은 인덕터(L)와 다이오드(D)의 애노드 사이에 연결될 수 있고, 소스(source) 단은 접지단에 연결될 수 있으며 게이트(gate) 단은 제어부(power factor correction ; PFC Controller)에 연결되어 제어부의 제어에 따라 스위칭 소자(Q)가 동작될 수 있다. 스위칭 소자(Q)의 게이트(gate) 신호는 구형파의 형태이고, 제어부는 펄스 폭 변환(PWM) 또는 펄스 주파수 변환(PFM)된 게이트 신호를 사용하여 스위칭 소자(Q)를 구동 시킬 수 있다. 펄스 폭 변환(pulse width modulation)은 아날로그 신호를 유선 또는 무선 방식으로 전송하는 경우에 노이즈에 의한 아날로그 신호의 손상이 발생 하므로 노이즈에 강한 디지털 신호로 변환하여 전송하는 방식의 일종이다. 즉, 펄스 폭 변환은 아날로그 신호를 디지털 값으로 변환한 만큼 펄스 폭을 변환하는 방식으로, 신호의 진폭이 큰 경우에는 펄스의 폭이 커지고 진폭이 작을 때에는 펄스의 폭이 작아진다. 펄스 주파수 변환(pulse frequency modulation)은 신호의 크기에 따라서 펄스의 반복 주파수를 바꾸는 변환 방식으로 신호가 클 때 반복 주파수는 높아지고, 신호가 작을 때 반복 주파수는 낮아진다. 이러한 제어부를 통하여 스위칭 소자의 동작을 제어하는 것은 일반적으로 사용되고 있는 방법에 해당 한다.
출력 캐패시터(CBOOST)의 일 단은 다이오드(D)에 연결될 수 있고, 타 단은 접지될 수 있다.
도 1에 개시된 브리지 다이오드를 포함한 부스트 형 역률 보상 회로는 역률 보상 및 출력을 위하여 스위칭 동작을 하며 이 때, 회로에 흐르는 전류는 정류 다이오드에 있는 두 개의 다이오드를 거치게 된다. 정류 다이오드는 저항 성분을 가지므로, P=I2*R에 의해서 손실 전력이 발생하게 된다. 따라서, 브리지 다이오드를 포함한 부스트 형 역률 보상 회로는 두 개의 정류 다이오드에 의한 도통 손실을 가지게 되므로 회로의 전기적 효율이 낮은 단점이 있다.
도 2는 일반적으로 사용되고 있는 브리지리스 역률 보상 회로의 오른쪽 스위칭 소자가 턴 온 상태인 경우의 동작 모드를 도시한 회로도이다.
도 2에 개시된 바와 같이, 브리지 다이오드를 포함한 부스트 형 역률 보상 회로가 가지는 도통 손실을 개선 하고자 브리지 정류 다이오드(100)를 제거한 브리지리스 역률 보상 회로가 사용된다. 그러나, 일반적인 브리지리스 역률 보상 회로의 경우 도통 손실이 개선 되어 효율이 높은 반면, 공통형 전자 방해 잡읍(commom mode EMI noise)이 크다는 단점이 있다. EMI는 상술한 바와 같이, 전자 방해 잡음(electro magnetic interference)을 의미한다. 공통형 전자 방해 잡음이란, 대칭형의 전력 시스템에서 전송로의 두 선에 공통으로 발생하는 잡음을 의미한다. 구체적으로, 전력을 전송하는 선로 상에서 각각의 선로로부터 대지에 대해서 동위상으로 나타나는 잡음이며 동상 잡읍 이라고도 한다. 이러한 잡음이 발생하는 원인은 선로와 주위의 등가 정전 용량에 의한 정전 유도 및 선로와 쇄교하는 자계에 의한 전자유도가 원인이 된다. 도 2를 참조하면, 공통형 전자 방해 잡음은 교류 입력 전원 측의 접지(ground)와 출력 측의 접지 사이의 전압(Vcm)에서 발생 하는 스위칭 노이즈와 회로 기판에 존재하는 기생 캐패시터(Ccm)에 의해서 발생한다. 기생 커패시터는 회로의 여러가지 환경에 의해서 발생하는 캐패시턴스(capacitance) 성분을 의미한다. 일반적인 캐패시터(capacitor)는 양쪽에 금속판이 마주보고 있고, 중간에 유전 물질을 삽입하여 교류(AC)가 인가되는 경우 유도 전류가 흐르도록 하는 것이다. 이와 같이 회로에서 인접한 도선 사이에 교류가 인가됨에 따라 도선과 도선 사이에 캐패시턴스(capacitance) 성분이 있는 것처럼 보이는 것을 기생 캐패시터 라고 한다. 도 2에서는 Ccm가 기생 캐패시터를 의미한다. 결국, 교류 입력 전원 측의 접지(ground)와 출력 측의 접지 사이의 전압(Vcm)은 기생 캐패시터 Ccm에 걸리는 전압으로 볼 수 있으며, 교류 입력 전원 측의 접지 전압이 0[V] 이므로, Vcm은 출력단의 접지 전압으로 표현될 수 있다.
도 2에 개시된 바와 같이, 브리지리스 역률 보상 회로는, 인덕터(L), 출력 캐패시터(C1), 다이오드(D1, D2), 스위칭 소자(S1, S2)와 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제어부(미도시)를 포함할 수 있다.
인덕터(L)는 입력 교류 전압(VP)에 연결될 수 있고, 다이오드(D1, D2)는 애노드(anode)가 인덕터(L) 및 스위칭 소자(Q)의 드레인(drain) 단에 직렬로 연결될 수 있고, 캐소드(cathode)가 출력 캐패시터(C1)의 일 단에 연결될 수 있다.
스위칭 소자(S1, S2)의 드레인(drain) 단은 인덕터(L)와 다이오드(D1, D2)의 애노드 사이에 연결될 수 있고, 소스(source) 단은 접지단에 연결될 수 있으며 게이트(gate) 단은 제어부에 연결되어 제어부의 제어에 따라 스위칭 소자(S1, S2)가 동작될 수 있다.
출력 캐패시터(C1)의 일 단은 다이오드(D1, D2)에 연결될 수 있고, 타 단은 접지될 수 있다.
이하 도 2 내지 도 4를 참고하여, 일반적으로 사용되고 있는 브리지리스 역률 보상 회로에서의 공통형 전자 방해 잡음의 발생 원인을 설명 한다.
도 3은 일반적으로 사용되고 있는 브리지리스 역률 보상 회로의 오른쪽 스위칭 소자가 턴 오프 상태인 경우의 동작 모드를 도시한 회로도이다.
도 2 및 도 3에서는 입력 전압(VP)이 음의 값(-)인 경우를 예로 들어 설명 하는데, 입력 전압(VP)이 음의 값인 경우에 역률 보상 회로의 동작을 개략적으로 살펴본다. 교류 입력의 음의 값의 반주기 동안 오른쪽 스위칭 소자(S2)의 게이트(gate) 신호가 턴 온(turn on)일 때 두 개의 스위칭 소자(S1, S2)는 도통 상태이므로 입력 전압(VP)은 인덕터(L) 양단에 인가되어 인덕터(L) 전류를 상승 시키고, 이를 통해 인덕터(L)에 저장된 에너지는 오른쪽 스위칭 소자(S2)의 게이트 신호가 턴 오프(turn off) 되는 동안 다이오드(D2)를 통해 출력 캐패시터(C1)에 공급 되면서 인덕터(L)의 전류는 감소하게 된다.
역률 보상 회로는 음의 값의 반주기 동안 이러한 동작을 반복하게 된며, 양의 값(+)의 반주기 동안에는 음의 값의 반주기 동안과는 반대 방향의 전압이 인덕터(L) 양단에 인가되게 된다. 따라서 이 때는 인덕터 전류가 양의 값의 방향으로 상승하게 되고, 저장된 에너지는 출력 캐패시터(C1)에 공급된다. 브리지리스 역률 보상 회로는 양의 값(+)과 음의 값(-)의 반주기 동안 상술한 동작을 반복하고, 그 결과 입력 전압에 비례하는 인덕터 전류가 출력 캐패시터(C1)를 충전함으로써 직류 전압을 얻는 방법으로 역률 개선이 이루어진다.
공통형 전자 방해 잡음의 발생 원인을 살펴보면, 도 2에 개시된 바와 같이, 입력 전압(VP)이 음의 값이고 오른쪽 스위칭 소자(S2)가 턴 온(turn on) 상태일 때 회로는 도 2와 같은 전류 흐름을 형성 한다. 이 때, 출력단의 접지 전압(Vcm)은 입력 전압(VP) 측의 접지 전압(0V)과 동일하다. 그러나 도 3에 개시된 바와 같이, 입력 전압(VP)이 음의 값이고 오른쪽 스위칭 소자(S2)가 턴 오프(turn off) 상태일 때 회로는 도 3과 같은 전류 흐름을 형성하며 이 때, 출력단의 접지 전압(Vcm)은 음의 출력 전압인 -V0 값을 가진다. 따라서, 입력 전압(VP)이 음의 값인 조건에서 출력단의 접지 전압(Vcm)은 오른쪽 스위칭 소자(S2)의 턴 온, 턴 오프에 따라서 스위칭 주기 내에서 입력 전압(VP) 측의 접지 전압(0[V])과 음의 출력 전압인 -V0 값을 번갈아 가지게 되므로 전압 값이 변하는 스위칭 노이즈를 가지게 되어, 이로부터 전자 방해 잡음이 발생하게 된다.
도 4는 일반적으로 사용되고 있는 브리지리스 역률 보상 회로에서 발생하는 스위칭 노이즈를 도시한 그래프이다.
도 4에 개시된 바와 같이, 그래프의 Y축은 스위칭 노이즈가 발생하는 출력단의 접지 전압(Vcm) 값[V] 이고, X축은 시간[t]을 나타낸다. 시간이 경과하면 기생 캐패시터(Ccm)가 발생하고, 도 2 및 도 3에서 상술한 바와 같이 스위칭 소자의 턴 온 및 턴 오프에 따라서 Vcm은 스위칭 주기 내에서 입력 전압(VP) 측의 접지 전압(0[V])과 음의 출력 전압인 -V0 값을 번갈아 가지게 되는 것이 나타나 있다. 따라서, Vcm의 전압 값이 변하는 스위칭 노이즈를 가지게 되어, 이로부터 전자 방해 잡음이 발생하게 된다.
도 5는 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로를 도시한 회로도이다.
도 5에 개시된 바와 같이, 제안된 브리지리스 역률 보상 회로는, 교류 입력단에 직접 연결되는 적어도 하나의 인덕터(L1, L2), 출력 캐패시터(C2), 인덕터(L1, L2)에 자기 에너지를 충전 시키기 위하여 전류를 제어하는 복수의 제 1스위칭 소자(Q1, Q2), 복수의 제 1스위칭 소자 중 어느 하나의 스위칭 소자(Q1, Q2)가 턴 오프(turn off) 상태일 때 인덕터(L1, L2)에 저장되는 에너지를 출력 캐패시터(C2)에 공급하기 위해 인덕터(L1, L2)와 출력 캐패시터(C2) 사이에 직렬로 연결되는 복수의 다이오드(D1, D2), 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압(Vcm)을 일정하게 유지시키기 위한 제 2스위칭 소자(Q3)와 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제어부(미도시)를 포함할 수 있다.
인덕터(L1, L2)는 입력 교류 전압(VP)에 연결될 수 있고, 다이오드(D1, D2)는 애노드(anode)가 인덕터(L1, L2) 및 제 1스위칭 소자(Q1, Q2)의 드레인(drain) 단에 직렬로 연결될 수 있고, 캐소드(cathode)가 출력 캐패시터(C2)의 일 단에 연결될 수 있다.
제 1스위칭 소자(Q1, Q2)의 드레인(drain) 단은 인덕터(L1, L2)와 다이오드(D1, D2)의 애노드 사이에 연결될 수 있고, 소스(source) 단은 제 2스위칭 소자(Q3)의 드레인 단에 연결될 수 있으며, 게이트(gate) 단은 제어부에 연결되어 제어부의 제어에 따라 제 1스위칭 소자(Q1, Q2)가 동작될 수 있다.
제 2스위칭 소자(Q3)의 드레인 단은 제 1스위칭 소자(Q1, Q2)의 소스 단에 연결될 수 있고, 소스 단은 접지단에 연결될 수 있으며, 게이트(gate) 단은 제어부에 연결되어 제어부의 제어에 따라 제 2스위칭 소자(Q3)가 동작될 수 있다. 제 1스위칭 소자(Q1, Q2) 및 제 2스위칭 소자(Q3)의 게이트(gate) 신호는 구형파의 형태이고, 제어부는 펄스 폭 변환(PWM) 또는 펄스 주파수 변환(PFM)된 게이트 신호를 사용하여 제 1스위칭 소자(Q1, Q2) 및 제 2스위칭 소자(Q3)를 구동 시킬 수 있는 바 스위칭 동작 제어와 관련된 중복된 설명은 생략 한다.
출력 캐패시터(C2)의 일 단은 다이오드(D1, D2)에 연결될 수 있고, 타 단은 접지될 수 있다.
도 5에 개시된 브리지리스 역률 보상 회로의 개략적인 동작을 살펴보면, 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로는 제 1부스터(200) 및 제 2부스터(210)를 포함하는 회로로 표현될 수 있다. 이 때, 제 1부스터(200)는 양(+)의 입력 전압이 인가되는 동안 입력 전압을 승압하는 역할을 할 수 있고, 제 2부스터(210)는 음(-)의 입력 전압이 인가되는 동안 입력 전압을 승압하는 역할을 할 수 있다.
제 1부스터(200) 및 제 2부스터(210)는 인덕터(L1, L2)와 다이오드(D1, D2)로 구성되는데, 설명의 편의를 위하여 제 1인덕터(L1) 및 제 2인덕터(L2), 제 1다이오드(D1) 및 제 2다이오드(D2)로 지칭할 수 있다. 또한, 복수의 제 1스위칭 소자(Q1, Q2)를 제 1부스터 스위칭 소자(Q1) 및 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)로 지칭하여 설명한다.
제 1부스터(200)는 제 1인덕터(L1)와 제 1다이오드(D1)로 구성되며, 양의 입력 전압(VP)이 인가되는 동안에 입력 전압(VP)을 승압하고, 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)는 제 1부스터(200)의 충전 및 방전을 조절할 수 있다. 제 2부스터(210)는 제 2인덕터(L2)와 제 2다이오드(D2)로 구성되며, 음의 입력 전압(VP)이 인가되는 동안에 입력 전압(VP)을 승압하고, 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)는 제 2부스터(210)의 충전 및 방전을 조절할 수 있다. 구체적으로, 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)가 턴 온(turn on) 상태일 때, 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)가 턴 온 되면, 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)가 충전되고, 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)가 턴 오프(turn off) 되면, 전류는 제 1인덕터(L1), 제 2인덕터(L2) 및 제 1다이오드(D1)를 통하여 부하로 흐르며, 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)는 방전된다. 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)에 인가되는 신호를 제어하여 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)의 충전 및 방전 시간을 조절할 수 있으며, 이에 따라 부하에 공급되는 전압의 크기를 조절할 수 있다. 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)에 인가되는 신호는 제어부의 통제 하에 조절될 수 있다.
한편, 제 1부스터 스위칭 소자(Q2)가 턴 온(turn on) 상태일 때, 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)가 턴 온 되면, 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)가 충전되고, 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)가 턴 오프(turn off) 되면, 전류는 제 1인덕터(L1), 제 2인덕터(L2) 및 제 2다이오드(D2)를 통하여 부하로 흐르며, 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)는 방전된다. 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)에 인가되는 신호를 제어하여 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)의 충전 및 방전 시간을 조절할 수 있으며, 이에 따라 부하에 공급되는 전압의 크기를 조절할 수 있다. 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)에 인가되는 신호는 제어부의 통제 하에 조절될 수 있다.
제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)는 반드시 별개의 소자를 구성할 필요는 없으며, 하나의 소자로 구성하는 것도 가능하다. 또한 출력 캐패시터(C2)는 부하에 제공되는 전압을 평활화 하기 위한 것인데 평활화는 회로에서 맥동파 성분을 제거하는 것으로, 교류 전원을 평탄한 직류 전원으로 변환하여 안정적인 전원 공급을 가능하게 하는 것이다.
도 5에 개시된 바와 같이, 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로는 제 2스위칭 소자(Q3)를 포함할 수 있고, 제 2스위칭 소자(Q3)의 턴 온 및 턴 오프에 따라 출력단의 접지 전압(Vcm)을 일정하게 유지시키며, 회로의 동작 모드에 따른 실시예를 도 6 내지 도 10를 참조하여 설명한다.
도 6은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 1인 경우를 도시한 회로도이다.
도 6에 개시된 바와 같이, 동작 모드 1의 경우에는 양의 입력 전압(VP)이 인가되는 것이고, 복수의 제 1스위칭 소자는 각각 제 1부스터 스위칭 소자(Q1) 및 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)이다. 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)가 턴 온(turn on) 상태이고, 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)가 턴 오프(turn off) 상태일 때의 동작 모드이며, 전류는 제 1인덕터(L1), 제 2인덕터(L2) 및 제 1다이오드(D1)를 통하여 부하로 흐를 수 있다. 따라서, 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)는 방전되며 인덕터 에너지를 부하로 전달할 수 있다.
동작 모드 1의 경우, 제 2스위칭 소자(Q3)도 턴 온 상태이고 제 2스위칭 소자(Q3)는 양의 입력 전압(VP)이 인가되는 경우에 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)와 턴 온 및 턴 오프가 교대로 수행될 수 있다. 이 때, 출력단의 접지 접압 Vcm에 걸리는 전압의 계산을 위하여 도 10을 참고한다.
도 10은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 1 및 동작 모드 3의 경우의 회로도를 간략히 표현한 개략도이다.
도 10에 개시된 바와 같이, 동작 모드 1의 경우에 양의 입력 전압(VP)이 인가되고 출력 캐패시터(C2)의 전압이 V0, 제 1인덕터(L1) 및 제 2인덕터(L2)에 걸리는 전압을 VL이라고 하면, 키르히호프 전압 법칙(Kirchhoff's Voltage Law ; KVL)에 따라서 수학식 1 과 같은 방정식이 성립된다.
Figure pat00001
수학식 1을 정리하면 VL = (VP - V0)/2 가 되고, 입력 측의 접지에 의해서 VL = Vcm 이므로 Vcm = (VP - V0)/2 의 값을 가질 수 있다.
도 7은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 2인 경우를 도시한 회로도이다.
도 7에 개시된 바와 같이, 동작 모드 2의 경우에는 양의 입력 전압(VP)이 인가되는 것이고, 복수의 제 1스위칭 소자는 각각 제 1부스터 스위칭 소자(Q1) 및 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)이다. 제 2부스터 스위칭 소자(Q2) 및 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)가 턴 온(turn on) 상태이고, 제 2스위칭 소자(Q3)는 턴 오프(turn off) 상태일 때의 동작 모드이며, 이 경우 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)는 충전 된다.
동작 모드 2의 경우에, 제 1인덕터(L1) 및 제 2인덕터(L2)에 걸리는 전압 VL 의 계산을 위하여 도 11을 참고한다.
도 11은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 2 및 동작 모드 4의 경우의 회로도를 간략히 표현한 개략도이다.
도 11에 개시된 바와 같이, 동작 모드 2의 경우에 양의 입력 전압(VP)이 인가되고 출력 캐패시터(C2)는 회로도에 나타나지 않으며, 제 1인덕터(L1) 및 제 2인덕터(L2)에 걸리는 전압을 VL이라고 하면, 도 10에서와 마찬가지로 키르히호프 전압 법칙에 따라서 수학식 2 와 같은 방정식이 성립된다.
Figure pat00002
수학식 2를 정리하면 VL = VP/2 가 되고, 출력단의 접지 전압 Vcm = (Vp - V0)/2 의 값을 가질 수 있다. 제 2스위칭 소자(Q3)가 턴 오프 되는 경우, 전류가 흐르지 않으므로 동작 모드 1에서와 동일하게 Vcm = (Vp - V0)/2 의 값을 유지할 수 있다. 만약, 일 실시예에 따른 제 2스위칭 소자(Q3)가 없는 경우에는, Vcm 값이 VL 값과 같은 VP/2 값을 가지게 되어 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주기 내에서 동작 모드 1과 다른 값을 가지게 된다. 즉, 제 2스위칭 소자(Q3)가 없는 경우에는 Vcm 값의 스위칭 노이즈가 발생하게 되므로 공통형 전자 방해 잡읍(commom mode EMI noise)이 발생하게 된다. 그러나, 제 2스위칭 소자(Q3)의 존재로 인하여 Vcm 값이 일정하게 유지될 수 있으므로 스위칭 노이즈의 발생을 방지할 수 있다.
도 8은 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 3인 경우를 도시한 회로도이다.
도 8에 개시된 바와 같이, 동작 모드 3의 경우에는 음의 입력 전압(VP)이 인가되는 것이고, 복수의 제 1스위칭 소자는 각각 제 1부스터 스위칭 소자(Q1) 및 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)이다. 제 1부스터 스위칭 소자(Q1)가 턴 온(turn on) 상태이고, 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)가 턴 오프(turn off) 상태일 때의 동작 모드이며, 전류는 제 1인덕터(L1), 제 2인덕터(L2) 및 제 2다이오드(D2)를 통하여 부하로 흐를 수 있다. 따라서, 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)는 방전되며 인덕터 에너지를 부하로 전달할 수 있다.
동작 모드 3의 경우, 제 2스위칭 소자(Q3)도 턴 온 상태이고 제 2스위칭 소자(Q3)는 음의 입력 전압(VP)이 인가되는 경우에 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)와 턴 온 및 턴 오프가 교대로 수행될 수 있다. 이 때, 제 1인덕터(L1) 및 제 2인덕터(L2)에 걸리는 전압을 VL이라고 하면, VL = (VP - V0)/2 가 되고, 출력단의 접지 전압 Vcm = (VP - V0)/2 의 값을 가질 수 있다. VL및 Vcm 를 계산하는 것은 도 6에서 도 10을 참조하여 설명 하였는 바, 중복되는 설명은 생략한다.
도 9는 제안된 발명의 일 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로에서 동작 모드 4인 경우를 도시한 회로도이다.
도 9에 개시된 바와 같이, 동작 모드 4의 경우에는 음의 입력 전압(VP)이 인가되는 것이고, 복수의 제 1스위칭 소자는 각각 제 1부스터 스위칭 소자(Q1) 및 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)이다. 제 1부스터 스위칭 소자(Q1) 및 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)가 턴 온(turn on) 상태이고, 제 2스위칭 소자(Q3)는 턴 오프(turn off) 상태일 때의 동작 모드이며, 이 경우 제 1인덕터(L1)와 제 2인덕터(L2)는 충전 된다.
동작 모드 4의 경우에, 제 1인덕터(L1) 및 제 2인덕터(L2)에 걸리는 전압 VL = -VP/2 가 될 수 있고, 출력단의 접지 전압 Vcm = (VP - V0)/2 의 값을 가질 수 있다. 제 2스위칭 소자(Q3)가 턴 오프 되는 경우, 전류가 흐르지 않으므로 동작 모드 3에서와 동일하게 Vcm = (VP - V0)/2 의 값을 유지할 수 있다. VL 및 Vcm 를 계산하는 것은 도 7에서 도 11을 참조하여 설명 하였는 바, 중복되는 설명은 생략한다. 만약, 일 실시예에 따른 제 2스위칭 소자(Q3)가 없는 경우에는, Vcm 값이 VL 값과 같은 -VP/2 값을 가지게 되어 제 2부스터 스위칭 소자(Q2)의 스위칭 주기 내에서 동작 모드 3과 다른 값을 가지게 된다. 즉, 제 2스위칭 소자(Q3)가 없는 경우에는 Vcm 값의 스위칭 노이즈가 발생하게 되므로 공통형 전자 방해 잡읍(commom mode EMI noise)이 발생하게 된다. 그러나, 제 2스위칭 소자(Q3)의 존재로 인하여 Vcm 값이 일정하게 유지될 수 있으므로 스위칭 노이즈의 발생을 방지할 수 있다.
개시된 발명에 의한 브리지리스 역률 보상 회로는 에어컨을 비롯한 가전 단상 시스템, 디스플레이 구동 시스템 등 대부분의 전자 제품에서 일반적으로 사용될 수 있다. 따라서 상술한 실시예에 따른 브리지리스 역률 보상 회로를 포함하는 전자 제품은 고효율의 역률 보상이 가능 하며, 공통형 전자 방해 잡음(common mode EMI noise)을 저감할 수 있다.
이상과 같이 예시된 도면을 참조로 하여, 바람직한 실시예들을 중심으로 역률 보상 회로 및 이를 포함하는 전자 제품에 대해 설명 하였다. 역률 보상 회로 및 이를 포함하는 전자 제품의 예는 이에 한정되는 것이 아니며 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이다. 그러므로 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
100 : 브리지 정류 다이오드
110 : 부스트 컨버터
200 : 제 1부스터
210 : 제 2부스터
L1, L2 : 인덕터
D1, D2 : 다이오드
C2 : 출력 캐패시터
Q1, Q2 : 복수의 제 1스위칭 소자
Q3 : 제 2스위칭 소자

Claims (18)

  1. 교류 입력 전압을 직류 전압으로 변환하는 역률 보상 회로(power factor correction circuit)에 있어서,
    교류 입력단에 직접 연결되는 적어도 하나의 인덕터;
    상기 인덕터에 자기 에너지를 충전 시키기 위하여 전류를 제어하는 복수의 제 1스위칭 소자; 및
    상기 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압을 일정하게 유지시키기 위한 제 2스위칭 소자;를 포함하는 역률 보상 회로.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 제 2스위칭 소자는,
    상기 복수의 제 1스위칭 소자와 출력 캐패시터 사이에 직렬로 연결되는 역률 보상 회로.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압은,
    상기 역률 보상 회로에 존재하는 기생 캐패시터 양 단의 전압인 역률 보상 회로.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압은,
    교류 입력 전압과 직류 출력 전압의 차이에 대응하는 값으로 일정하게 유지되는 역률 보상 회로.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 직류 출력 전압은,
    상기 출력 캐패시터 양 단의 전압인 역률 보상 회로.
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 제 2스위칭 소자는,
    상기 복수의 제 1스위칭 소자와 턴 온(turn on) 및 턴 오프(turn off)가 교대로 수행되는 역률 보상 회로.
  7. 제 2항에 있어서,
    상기 복수의 제 1스위칭 소자 중 어느 하나의 스위칭 소자가 턴 오프 상태일 때 상기 인덕터에 저장되는 에너지를 상기 출력 캐패시터에 공급하기 위해 상기 인덕터와 상기 출력 캐패시터 사이에 직렬로 연결되는 복수의 다이오드;를 더 포함하는 역률 보상 회로.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 출력 캐패시터는,
    양극은 상기 복수의 다이오드의 공통 캐소드(cathode)에 연결되고 음극은 상기 제 2스위칭 소자의 소스(source)측에 연결되어, 브리지 정류 다이오드 없이 상기 교류 입력 전압을 상기 직류 전압으로 변환하는 역률 보상 회로.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 게이트(gate) 신호는 구형파의 형태이고, 펄스 폭 변환(PWM) 또는 펄스 주파수 변환(PFM)된 게이트 신호를 사용하여 상기 스위칭 소자를 구동 시키는 제어부;를 포함하는 역률 보상 회로.
  10. 교류 입력단에 직접 연결되는 적어도 하나의 인덕터;
    상기 인덕터에 자기 에너지를 충전 시키기 위하여 전류를 제어하는 복수의 제 1스위칭 소자; 및
    상기 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압을 일정하게 유지시키기 위한 제 2스위칭 소자;를 포함하는 전자 제품.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 제 2스위칭 소자는,
    상기 복수의 제 1스위칭 소자와 출력 캐패시터 사이에 직렬로 연결되는 전자 제품.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압은,
    상기 역률 보상 회로에 존재하는 기생 캐패시터 양 단의 전압인 전자 제품.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 교류 입력단의 접지 전압과 출력단의 접지 전압 사이의 전압은,
    교류 입력 전압과 직류 출력 전압의 차이에 대응하는 값으로 일정하게 유지되는 전자 제품.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 직류 출력 전압은,
    상기 출력 캐패시터 양 단의 전압인 전자 제품.
  15. 제 11항에 있어서,
    상기 제 2스위칭 소자는,
    상기 복수의 제 1스위칭 소자와 턴 온 및 턴 오프가 교대로 수행되는 전자 제품.
  16. 제 11항에 있어서,
    상기 복수의 제 1스위칭 소자 중 어느 하나의 스위칭 소자가 턴 오프 상태일 때 상기 인덕터에 저장되는 에너지를 상기 출력 캐패시터에 공급하기 위해 상기 인덕터와 상기 출력 캐패시터 사이에 직렬로 연결되는 복수의 다이오드;를 더 포함하는 전자 제품.
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 출력 캐패시터는,
    양극은 상기 복수의 다이오드의 공통 캐소드(cathode)에 연결되고 음극은 상기 제 2스위칭 소자의 소스(source)측에 연결되어, 브리지 정류 다이오드 없이 상기 교류 입력 전압을 상기 직류 전압으로 변환하는 전자 제품.
  18. 제 10항에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 게이트 신호는 구형파의 형태이고, 펄스 폭 변환 또는 펄스 주파수 변환된 게이트 신호를 사용하여 상기 스위칭 소자를 구동 시키는 제어부;를 포함하는 전자 제품.
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