CN114915159B - 一种功率因数校正整流器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种功率因数校正整流器，涉及电路设计领域，包括交流电源、电感、功率因数校正模块、电压波形发生器、输出电容、第一控制模块及第二控制模块。通过第一控制模块控制电感电流的相位与交流电源的输出电压的相位保持一致，通过第二控制模块控制电压波形发生器的第二输入端与电压波形发生器的第二输出端之间的电压的频率与交流电源的输出频率保持一致，使得输出电容的负极的对地电压跳变的频率与交流电源的频率一致也即几十赫兹，低于现有技术中输出电容的负极的对地电压跳变的频率，在实现功率因数校正的同时减小了共模噪声。

Description

一种功率因数校正整流器
技术领域
本发明涉及电路设计领域，特别是涉及一种功率因数校正整流器。
背景技术
当用电器呈感性或容性时会导致与其输入侧连接的供电电路产生电流畸变，进而导致供电电路的功率因数减小，为解决该技术问题通常需要在供电电路中的交流电源与用电器的输入之间连接功率因数校正整流器以使功率因数校正整流器和用电器共同构成的系统接近阻性。
请参照图1，图1为现有技术常用的基于级联H桥的功率因数校正整流系统的电路图，其中功率因数校正整流器包括与交流电源连接的两个电感以及级联的多个H桥单元。当每个H桥单元中的开关动作时，输出电容C的负极的对地电压会发生跳变，并且由于级联H桥的开关频率通常在几千或几十千赫兹以上，导致该系统的共模噪声比较大。
发明内容
本发明的目的是提供一种功率因数校正整流器，能够在实现功率因数校正的同时，降低输出电容的负极的对地电压跳变的频率，减小共模噪声。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种功率因数校正整流器，包括交流电源、电感、功率因数校正模块、电压波形发生器、输出电容、第一控制模块及第二控制模块；
所述交流电源的第一输出端与所述电感的第一端连接，所述电感的第二端与所述功率因数校正模块的第一端连接，所述功率因数校正模块的第二端与所述电压波形发生器的第一输入端连接，所述电压波形发生器的第二输入端与所述交流电源的第二输出端连接，所述电压波形发生器的第一输出端和第二输出端分别与所述输出电容的两端连接；
所述第一控制模块用于通过所述功率因数校正模块控制电感电流的相位与所述交流电源的输出电压的相位一致；
所述第二控制模块用于控制所述电压波形发生器的第二输入端与所述电压波形发生器的第二输出端之间的电压的频率与所述交流电源的输出频率保持一致。
优选的，所述电压波形发生器的输入端的电压波形的基波分量与所述交流电源的基波分量相等。
优选的，所述电压波形发生器包括第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关和第四可控开关；
所述第一可控开关的输出端与所述第二可控开关的输入端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输入端，所述第一可控开关的输入端与所述第三可控开关的输入端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输出端，所述第二可控开关的输出端与所述第四可控开关的输出端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输出端，所述第三可控开关的输出端与所述第四可控开关的输入端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输入端；
所述第二控制模块具体用于在所述交流电源的输出电压为负相时控制所述第三可控开关导通且控制所述第四可控开关断开，在所述交流电源的输出电压为正相时控制所述第四可控开关导通且所述第三可控开关断开。
优选的，还包括第三控制模块，用于通过所述第一可控开关和所述第二可控开关控制所述输出电容两端的电压为预设标准输出电压。
优选的，所述第三控制模块具体用于：
获取所述输出电容两端的实际电容电压；
将所述实际电容电压与预设标准输出电压做差得到输出电压差；
将所述输出电压差进行负反馈控制得到第一斩波角度，所述第一斩波角度用于控制所述第一可控开关及所述第二可控开关导通或关断以便调节所述实际电容电压。
优选的，在所述第一斩波角度为0度时，所述第一可控开关、所述第二可控开关、所述第三可控开关与所述第四可控开关均为二极管；
所述二极管的正极为所述第一可控开关的输入端、所述第二可控开关的输入端、所述第三可控开关的输入端及所述第四可控开关的输入端，所述二极管的负极为所述第一可控开关的输出端、所述第二可控开关的输出端、所述第三可控开关的输出端及所述第四可控开关的输出端。
优选的，所述电压波形发生器包括第五可控开关、第六可控开关、第七可控开关、第八可控开关、第九可控开关、第十可控开关和第一钳位电容；
所述第五可控开关至所述第八可控开关串联且串联后电路的两端与所述第九可控开关和第十可控开关串联后的电路的两端连接，且连接的公共端分别为所述电压波形发生器的第一输出端和第二输出端；
所述第六可控开关和所述第七可控开关连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输入端，所述第九可控开关和所述第十可控开关连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输入端；
所述第一钳位电容的第一端与所述第六可控开关的输入端连接，所述第一钳位电容的第二端与所述第七可控开关的输出端连接；
所述第二控制模块具体用于在所述交流电源的输出电压为负相时控制所述第九可控开关导通且所述第十可控开关断开，在所述交流电源的输出电压为正相时控制所述第十可控开关导通且所述第九可控开关断开。
优选的，所述电压波形发生器包括第十一可控开关、第十二可控开关、第十三可控开关、第十四可控开关、第一桥臂电容和第二桥臂电容；
所述第十一可控开关的输出端与所述第十二可控开关的输入端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输入端，所述第一桥臂电容的第一端与所述第二桥臂电容的第一端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输入端，所述第十一可控开关的输入端与所述第一桥臂电容的第二端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输出端，所述第十二可控开关的输出端与所述第二桥臂电容的第二端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输出端；
所述第十三可控开关的输入端与所述电压波形发生器的第一输入端连接，所述第十三可控开关的输出端与所述第十四可控开关的输出端连接，所述第十四可控开关的输入端与所述电压波形发生器的第二输入端连接。
优选的，所述功率因数校正模块为级联H桥电路或飞跨电容电路或模块化多电平电路。
优选的，所述飞跨电容电路包括第一左侧桥臂和第一右侧桥臂，其中，所述第一左侧桥臂和所述第一右侧桥臂均分别包括2*M个可控开关和M个飞跨电容，M为正整数；
所述第一左侧桥臂的第一端与所述第一右侧桥臂的第一端连接，所述第一左侧桥臂的第二端与所述第一右侧桥臂的第二端连接，所述第一左侧桥臂的输出端和所述第一右侧桥臂的输出端分别为所述功率因数校正模块的第一端和第二端；
所述第一左侧桥臂中的2*M个所述可控开关的输入端与输出端依次串联且串联后的电路的两端分别为所述第一左侧桥臂的第一端和第二端，所述第一左侧桥臂中第M个所述可控开关与第M+1个所述可控开关连接的公共端为所述第一左侧桥臂的输出端，所述第一左侧桥臂中第i个所述可控开关的输入端与第2*M+1-i个所述可控开关的输出端分别连接于所述飞跨电容的两端，
Figure 173774DEST_PATH_IMAGE001
；
所述第一右侧桥臂中的2*M个所述可控开关的输入端与输出端依次串联且串联后的电路的两端分别为所述第一右侧桥臂的第一端和第二端，所述第一右侧桥臂中的第M个所述可控开关与第M+1个所述可控开关连接的公共端为所述第一右侧桥臂的输出端，所述第一右侧桥臂中第i个所述可控开关的输入端与第2*M+1-i个所述可控开关的输出端与所述飞跨电容的两端连接。
优选的，所述模块化多电平电路包括第二左侧桥臂和第二右侧桥臂，其中，所述第二左侧桥臂和所述第二右侧桥臂均分别包括2*X个子模块、第一桥臂电感和第二桥臂电感，其中，各个所述子模块为全桥电路或半桥电路，X为正整数；
所述第二左侧桥臂的第一端与所述第二右侧桥臂的第一端连接，所述第二左侧桥臂的第二端与所述第二右侧桥臂的第二端连接，所述第二左侧桥臂的输出端和所述第二右侧桥臂的输出端分别为所述功率因数校正模块的第一端和第二端；
所述第二左侧桥臂中第一个子模块至第X个子模块依次串联且串联后的电路的一端为所述第二左侧桥臂的第一端，串联后的电路的另一端与所述第一桥臂电感的一端连接，所述第一桥臂电感的另一端与所述第二桥臂电感的一端连接且连接的公共端为所述第二左侧桥臂的输出端，所述第二左侧桥臂中第X+1个子模块至第2*X个子模块依次串联且串联后的电路的一端与所述第二桥臂电感的另一端连接，串联后的电路的另一端为所述第二左侧桥臂的第二端；
所述第二右侧桥臂中第一个子模块至第X个子模块依次串联且串联后的电路的一端为所述第二右侧桥臂的第一端，串联后的电路的另一端与所述第一桥臂电感的一端连接，所述第一桥臂电感的另一端与所述第二桥臂电感的一端连接且连接的公共端为所述第二右侧桥臂的输出端，所述第二右侧桥臂中第X+1个子模块至第2*X个子模块依次串联且串联后的电路的一端与所述第二桥臂电感的另一端连接，串联后的电路的另一端为所述第二右侧桥臂的第二端。
优选的，所述级联H桥电路包括N个H桥单元，所述H桥单元包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管及第二钳位电容，N为正整数；
所述第一MOS管的输入端与所述第三MOS管的输入端连接且连接的公共端与所述第二钳位电容的第一端连接，所述第一MOS管的输出端与所述第二MOS管的输入端连接且连接的公共端为所述H桥单元的第一端，所述第三MOS管的输出端与所述第四MOS管的输入端连接且连接的公共端为所述H桥单元的第二端，所述第二MOS管的输出端与所述第四MOS管的输出端连接且连接的公共端与所述第二钳位电容的第二端连接；
N个所述H桥单元的第一端与第二端串联，串联后的回路的第一端为所述功率因数校正模块的第一端，串联后的回路的另一端为所述功率因数校正模块的第二端。
优选的，所述第一控制模块还用于控制所述功率因数校正模块中的各个所述第二钳位电容的电压为预设标准钳位电压。
优选的，所述第一控制模块具体用于：
获取所述第二钳位电容两端的实际钳位电压，将所述实际钳位电压与所述预设标准钳位电压做差得到钳位电压差，将所述钳位电压差进行负反馈控制得到参考电流幅值；
获取所述交流电源的输出电压的相位作为参考电流相位；
基于所述参考电流幅值与所述参考电流相位得到参考电流；
将所述参考电流与所述电感电流做差得到电流差值，对所述电流差值进行负反馈控制得到第一控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向不变时，输出所述第一控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向改变时，基于所述第一控制信号输出第二控制信号以使所述功率因数校正模块两端的电压发生改变，且所述功率因数校正模块两端的电压的变化量的大小与所述电压波形发生器的输入端之间的电压的变化量的大小相等，所述功率因数校正模块的电压的变化量的方向与所述电压波形发生器的输入端之间的电压的变化量的方向相反；
基于所述第一控制信号及所述第二控制信号生成驱动信号，所述驱动信号用于控制所述功率因数校正模块中的各个MOS管的导通或关断以改变所述实际钳位电压。
优选的，在所述直流桥臂电压的方向发生改变时，基于所述第一控制信号输出第二控制信号，包括：
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压正跳变时，控制所述第一控制信号减去跳变信号，将当前的第一控制信号作为第二控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压负跳变时，控制所述第一控制信号加上所述跳变信号，并将当前的第一控制信号作为第二控制信号；
所述跳变信号为
Figure 527395DEST_PATH_IMAGE002
，其中
Figure 591166DEST_PATH_IMAGE003
为所述输出电容两端的输出电压，
Figure 321225DEST_PATH_IMAGE004
为所述第二钳位电容两端的实际钳位电压。
优选的，所述第一控制模块具体用于：
获取所述输出电容两端的实际输出电压，将所述实际输出电压与预设标准输出电压做差得到输出电压差，将所述输出电压差进行负反馈控制得到参考电流幅值；
获取所述交流电源的输出电压的相位作为参考电流相位；
基于所述参考电流幅值与所述参考电流相位得到参考电流；
将所述参考电流与所述电感电流做差得到电流差值，对所述电流差值进行比例积分得到第一控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向不变时，输出所述第一控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向改变时，基于所述第一控制信号输出第二控制信号以使所述功率因数校正模块两端的电压发生改变，且所述功率因数校正模块两端的电压的变化量的大小与所述电压波形发生器的输入端之间的电压的变化量的大小相等，所述功率因数校正模块的电压的变化量的方向与所述电压波形发生器的输入端之间的电压的变化量的方向相反；
基于所述第一控制信号及所述第二控制信号生成驱动信号，所述驱动信号用于控制所述功率因数校正模块中的各个MOS管的导通或关断以改变所述输出电容两端的实际输出电压。
优选的，还包括：
第四控制模块，用于获取所述第二钳位电容两端的实际第二钳位电容电压；
将所述第二钳位电容电压与预设第二钳位电容电压做差得到第二钳位电容输出电压差；
将所述第二钳位电容输出电压差进行负反馈控制得到第二斩波角度，所述第二斩波角度用于控制所述电压波形发生器的第一输入端与所述电压波形发生器的第二输入端之间的电压以便调节所述实际第二钳位电容电压。
综上，本发明提供了一种功率因数校正整流器，包括交流电源、电感、功率因数校正模块、电压波形发生器、输出电容、第一控制模块及第二控制模块。通过第一控制模块控制电感电流的相位与交流电源的输出电压的相位保持一致，通过第二控制模块控制电压波形发生器的第二输入端与电压波形发生器的第二输出端之间的电压的频率与交流电源的输出频率保持一致，使得输出电容的负极的对地电压跳变的频率与交流电源的频率一致也即几十赫兹，低于现有技术中输出电容的负极的对地电压跳变的频率，在实现功率因数校正的同时减小了共模噪声。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术常用的基于级联H桥的功率因数校正整流系统的电路图；
图2为本发明提供的一种功率因数校正整流器的电路图；
图3为本发明提供的一种功率因数校正整流器的电路图；
图4为本发明提供的一种功率因数校正整流器中第三控制模块的控制流程图；
图5为本发明提供的一种功率因数校正整流器的电路图；
图6为本发明提供的一种电压波形发生器的工作波形图；
图7为本发明提供的一种功率因数校正整流器的电路图；
图8为本发明提供的一种电压波形发生器的工作波形图；
图9为本发明提供的一种功率因数校正模块的电路图；
图10为本发明提供的一种功率因数校正模块的电路图；
图11为本发明提供的一种功率因数校正模块的电路图；
图12为本发明提供的一种功率因数校正整流器中第一控制模块的控制流程图；
图13为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的相关电压的波形图；
图14为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的功率因数校正模块的电压的波形图；
图15为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的电感的电压的波形图；
图16为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的第二控制信号的波形图；
图17为本发明提供的一种功率因数校正整流器中第一控制模块的另一种控制流程图；
图18为本发明提供的一种功率因数校正整流器中第四控制模块的控制流程图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种功率因数校正整流器，能够在实现功率因数校正的同时，降低输出电容的负极的对地电压跳变的频率，减小共模噪声。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参照图2，图2为本发明提供的一种功率因数校正整流器的电路图，该功率因数校正整流器包括交流电源1、电感2、功率因数校正模块3、电压波形发生器4、输出电容5、第一控制模块6及第二控制模块7；
交流电源1的第一输出端与电感2的第一端连接，电感2的第二端与功率因数校正模块3的第一端连接，功率因数校正模块3的第二端与电压波形发生器4的第一输入端连接，电压波形发生器4的第二输入端与交流电源1的第二输出端连接，电压波形发生器4的第一输出端和第二输出端分别与输出电容5的两端连接；
第一控制模块6用于通过功率因数校正模块3控制电感电流的相位与交流电源1的输出电压的相位一致；
第二控制模块7用于控制电压波形发生器4的第二输入端与电压波形发生器4的第二输出端之间的电压的频率与交流电源1的输出频率保持一致。
现有技术中的功率因数校正整流器在实现功率因数校正时会导致输出电容的负极的对地电压产生高频跳变，为解决上述技术问题，本申请提供了一种功率因数校正整流器，首先由第一控制模块6通过功率因数校正模块3控制电感电流的相位与交流电源1的输出电压的相位一致，以克服容性或阻性的用电器对供电电路造成的影响，也即实现了功率因数校正。由于输出电容5的负极对地的电压发生跳变的频率会受到电压波形发生器4中的可控开关导通或关断的影响，因此在本申请中第二控制模块7控制电压波形发生器4的第二输入端与电压波形发生器4的第二输出端之间的电压的频率与交流电源1的输出频率保持一致，所以输出电容5的负极对地的电压跳变的频率等于交流电源1的输出电压方向变化的频率，相较于现有技术中的基于级联H桥的功率因数校正整流系统中的输出电容两端的电压跳变频率为几千赫兹至几十千赫兹来说，本申请中的输出电容5的负极对地的电压跳变频率为交流电源1的频率也即几十赫兹，很大程度上减小了共模噪声。
综上，本发明提供了一种功率因数校正整流器，包括交流电源1、电感2、功率因数校正模块3、电压波形发生器4、输出电容5、第一控制模块6及第二控制模块7。通过第一控制模块6控制电感电流的相位与交流电源1的输出电压的相位保持一致，通过第二控制模块7控制电压波形发生器4的第二输入端与电压波形发生器4的第二输出端之间的电压的频率与交流电源1的输出频率保持一致，使得输出电容5的负极的对地电压跳变的频率与交流电源1的频率一致也即几十赫兹，低于现有技术中输出电容5的负极的对地电压跳变的频率，在实现功率因数校正的同时减小了共模噪声。
在上述实施例的基础上：
作为一种优选的实施例，电压波形发生器4的输入端的电压波形的基波分量与交流电源1的基波分量相等。
在本实施例中，在不考虑功率器件的损耗时，功率因数校正模块仅处理无功功率，因此其端口的基波分量为0；电压波形发生器接收全部的有功功率向后级传输，因此电压波形发生器输入端口电压的基波分量等于输入电压。电压波形发生器的输入端口电压的基波分量等于输入电压，而其波形可以是和输入电压频率一致的方波、准方波，也可以是高频的PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）波形，取决于电压波形发生器中开关器件的调制策略，本申请对此不作特别限定。
作为一种优选的实施例，电压波形发生器4包括第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关和第四可控开关；
第一可控开关的输出端与第二可控开关的输入端连接且连接的公共端为电压波形发生器4的第一输入端，第一可控开关的输入端与第三可控开关的输入端连接且连接的公共端为电压波形发生器4的第一输出端，第二可控开关的输出端与第四可控开关的输出端连接且连接的公共端为电压波形发生器4的第二输出端，第三可控开关的输出端与第四可控开关的输入端连接且连接的公共端为电压波形发生器4的第二输入端；
第二控制模块7具体用于在交流电源1的输出电压为负相时控制第三可控开关导通且控制第四可控开关断开，在交流电源1的输出电压为正相时控制第四可控开关导通且第三可控开关断开。
请参照图3，图3为本发明提供的一种功率因数校正整流器的电路图，在本实施例中，电压波形发生器4包括第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关和第四可控开关，此时输出电容5的负极对地的电压跳变的频率会受到第三可控开关和第四可控开关的影响。因此，为了保证本申请中的输出电容5的负极对地的电压跳变的频率等于交流电源1的输出电压方向变化的频率，需要第二控制模块7在交流电源1的输出电压为负相时控制第三可控开关导通且控制第四可控开关断开，在交流电源1的输出电压为正相时控制第四可控开关导通且第三可控开关断开。此时，输出电容5的负极对地的电压跳变的频率等于第三可控开关与第四可控开关切换的频率，也即等于交流电源1的频率，相较于现有技术中的基于级联H桥的功率因数校正整流系统中的输出电容5两端的电压跳变频率为几千赫兹到几十千赫兹来说，本申请中的输出电容5两端的电压跳变频率为交流电源1的频率也即几十赫兹，很大程度上减小了共模噪声。
此外，还可以控制第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关和第四可控开关导通或关断以使得电压波形发生器4的输入端的电压的基波分量与交流电源1的基波分量相等，其工作波形请参照图13、图14和图15。图13为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的相关电压的波形图，图13中
Figure 724524DEST_PATH_IMAGE005
为电压波形发生器的输入端之间的电压，
Figure 249046DEST_PATH_IMAGE006
为交流电源1的输出电压。图14为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的相关电压的波形图，图14中
Figure 800113DEST_PATH_IMAGE007
为功率因数校正模块3两端的电压。图15为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的电感的电压的波形图，图15中
Figure 68284DEST_PATH_IMAGE008
为电感2两端的电压。电压波形发生器4的输入端的电压
Figure 326090DEST_PATH_IMAGE009
的基波分量与交流电源1的输出电压
Figure 552672DEST_PATH_IMAGE010
相等。
此外，还可以采用特征谐波消除法和正弦脉冲宽度调制对第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关和第四可控开关进行控制，本申请对此不作特别限定。
作为一种优选的实施例，还包括第三控制模块，用于通过第一可控开关和第二可控开关控制输出电容5两端的电压为预设标准输出电压。
在本实施例中，还设置有第三控制模块，通过第三控制模块控制输出电容5两端的电压为预设标准输出电压，输出电容5的两端需要连接用电器等各类负载，通过第三控制模块将输出电容5两端的电压稳定在预设标准输出电压也就是对用电器的输入侧的电压进行稳定，进一步保证了供电电路及后端用电器的性能。
作为一种优选的实施例，第三控制模块具体用于：
获取输出电容5两端的实际电容电压；
将实际电容电压与预设标准输出电压做差得到输出电压差；
将输出电压差进行负反馈控制得到第一斩波角度，第一斩波角度用于控制第一可控开关及第二可控开关导通或关断以便调节实际电容电压。
请参照图4，图4为本发明提供的一种功率因数校正整流器中第三控制模块的控制流程图，图4中
Figure 826921DEST_PATH_IMAGE011
为输出电容5两端的实际电容电压，
Figure 633203DEST_PATH_IMAGE012
为预设标准输出电压，
Figure 807832DEST_PATH_IMAGE013
为斩波角度。
在本实施例中，为实现将输出电容5两端的电压稳定在预设标准输出电压，首先需要获取输出电容5两端的实际电容电压，然后将实际电容电压与预设标准输出电压做差得到了输出电压差，对输出电压差进行负反馈控制，例如进行比例积分控制，最终得到第一斩波角度，第一可控开关和第二可控开关根据第一斩波角度进行开关动作进而使输出电容5两端的实际电容电压相应改变。
此外，还可采用特征谐波消除法和正弦脉冲宽度调制对第一可控开关和第二可控开关进行控制，本申请对此不作特别限定。
作为一种优选的实施例，在第一斩波角度为0度时，第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关与第四可控开关均为二极管；
二极管的正极为第一可控开关的输入端、第二可控开关的输入端、第三可控开关的输入端及第四可控开关的输入端，二极管的负极为第一可控开关的输出端、第二可控开关的输出端、第三可控开关的输出端及第四可控开关的输出端。
在本实施例中，在斩波角度为0度的特殊情况下，作为相角斩波调制中的一种特例，第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关与第四可控开关可用二极管替代，输出电容5两端的输出电压始终为
Figure 674157DEST_PATH_IMAGE014
，其中，
Figure 934237DEST_PATH_IMAGE015
为交流电源1的输出电压，并称该电路为不控整流桥的单相功率因数校正整流器变换器。
作为一种优选的实施例，电压波形发生器4包括第五可控开关、第六可控开关、第七可控开关、第八可控开关、第九可控开关、第十可控开关和第一钳位电容；
第五可控开关至第八可控开关串联且串联后电路的两端与第九可控开关和第十可控开关串联后的电路的两端连接，且连接的公共端分别为电压波形发生器4的第一输出端和第二输出端；
第六可控开关和第七可控开关连接的公共端为电压波形发生器4的第一输入端，第九可控开关和第十可控开关连接的公共端为电压波形发生器4的第二输入端；
第一钳位电容的第一端与第六可控开关的输入端连接，第一钳位电容的第二端与第七可控开关的输出端连接；
第二控制模块7具体用于在交流电源1的输出电压为负相时控制第九可控开关导通且第十可控开关断开，在交流电源1的输出电压为正相时控制第十可控开关导通且第九可控开关断开。
请参照图5，图5为本发明提供的一种功率因数校正整流器的电路图，图5中
Figure 544210DEST_PATH_IMAGE015
为交流电源1，L为电感2，MISN为功率因数校正模块3，
Figure 573346DEST_PATH_IMAGE016
、
Figure 610572DEST_PATH_IMAGE017
、
Figure 590904DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 270147DEST_PATH_IMAGE019
、
Figure 153789DEST_PATH_IMAGE020
及
Figure 830758DEST_PATH_IMAGE021
依次为第五可控开关、第六可控开关、第七可控开关、第八可控开关、第九可控开关和第十可控开关，
Figure 799851DEST_PATH_IMAGE022
为输出电容5，
Figure 17206DEST_PATH_IMAGE023
为输出电容5两端的输出电压。
在本实施例中，电压波形发生器4包括第五可控开关、第六可控开关、第七可控开关、第八可控开关、第九可控开关、第十可控开关和第一钳位电容，此时输出电容5的负极对地的电压跳变的频率会受到第九可控开关和第十可控开关的影响。因此，为了保证本申请中的输出电容5的负极对地的电压跳变的频率等于交流电源1的输出电压方向变化的频率，需要第二控制模块7在交流电源1的输出电压为负相时控制第九可控开关导通且控制第十可控开关断开，在交流电源1的输出电压为正相时控制第十可控开关导通且第九可控开关断开。此时，输出电容5的负极对地的电压跳变的频率等于第九可控开关与第十可控开关切换的频率，也即等于交流电源1的频率，相较于现有技术中的基于级联H桥的功率因数校正整流系统中的输出电容5两端的电压跳变频率为几千赫兹至几十千赫兹来说，本申请中的输出电容5两端的电压跳变频率为交流电源1的频率也即几十赫兹，很大程度上减小了共模噪声。
此外，还可以设置控制模块控制第五可控开关、第六可控开关、第七可控开关和第八可控开关导通或关断以使得电压波形发生器4的输入端的电压的基波分量与交流电源1的基波分量相等，其工作波形请参照图6，图6为本发明提供的一种电压波形发生器4的工作波形图，图6中
Figure 20934DEST_PATH_IMAGE005
为电压波形发生器的输入端之间的电压，
Figure 399963DEST_PATH_IMAGE006
为交流电源1的输出电压，
Figure 121931DEST_PATH_IMAGE023
为输出电容5两端的输出电压，
Figure 378862DEST_PATH_IMAGE007
为功率因数校正模块3两端的电压，
Figure 971518DEST_PATH_IMAGE024
为电感2两端的电压。电压波形发生器4的输入端的电压
Figure 990289DEST_PATH_IMAGE025
为五电平的阶梯波电压，其基波分量与交流电源1的输出电压
Figure 730712DEST_PATH_IMAGE026
相等。此外，还可以采用特征谐波消除法和正弦脉冲宽度调制对第五可控开关、第六可控开关、第七可控开关和第八可控开关进行控制，本申请对此不作特别限定。
该实施例为基于五电平飞跨电容桥臂的电压波形发生器4，基于更多电平数的飞跨电容桥臂的电压波形发生器4的控制方案亦可依此类推；本申请对此不做限定。
作为一种优选的实施例，电压波形发生器4包括第十一可控开关、第十二可控开关、第十三可控开关、第十四可控开关、第一桥臂电容和第二桥臂电容；
第十一可控开关的输出端与第十二可控开关的输入端连接且连接的公共端为电压波形发生器4的第一输入端，第一桥臂电容的第一端与第二桥臂电容的第一端连接且连接的公共端为电压波形发生器4的第二输入端，第十一可控开关的输入端与第一桥臂电容的第二端连接且连接的公共端为电压波形发生器4的第一输出端，第十二可控开关的输出端与第二桥臂电容的第二端连接且连接的公共端为电压波形发生器4的第二输出端；
第十三可控开关的输入端与电压波形发生器4的第一输入端连接，第十三可控开关的输出端与第十四可控开关的输出端连接，第十四可控开关的输入端与电压波形发生器4的第二输入端连接。
请参照图7，图7为本发明提供的一种功率因数校正整流器的电路图，图7中
Figure 493132DEST_PATH_IMAGE026
为交流电源1，L为电感2，MISN为功率因数校正模块3，
Figure 205873DEST_PATH_IMAGE016
、
Figure 192284DEST_PATH_IMAGE017
、
Figure 623265DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 923796DEST_PATH_IMAGE019
、
Figure 756623DEST_PATH_IMAGE020
及
Figure 141031DEST_PATH_IMAGE021
依次为第十一可控开关、第十二可控开关、第十三可控开关和第十四可控开关，
Figure 324888DEST_PATH_IMAGE027
和
Figure 225848DEST_PATH_IMAGE028
分别为第一桥臂电容和第二桥臂电容，
Figure 647602DEST_PATH_IMAGE023
为第一桥臂电容和第二桥臂电容两端的输出电压。在本实施例中，由于采用了电容半桥桥臂，该电压波形发生器4的第二输入端和第二输出端之间的电压差始终为
Figure 975815DEST_PATH_IMAGE029
，频率为零，无需加额外的控制。
此外，还可以控制第十一可控开关、第十二可控开关、第十三可控开关、第十四可控开关的导通或关断使得电压波形发生器4的输入端电压的基波分量与交流源电源的基波分量相等。其工作波形图如图8，图8为本发明提供的一种电压波形发生器的工作波形图，图8中
Figure 850230DEST_PATH_IMAGE005
为电压波形发生器的输入端之间的电压，
Figure 820460DEST_PATH_IMAGE006
为交流电源1的输出电压，
Figure 362300DEST_PATH_IMAGE030
为第一桥臂电容和第二桥臂电容两端的输出电压，
Figure 362879DEST_PATH_IMAGE031
为功率因数校正模块3两端的电压，
Figure 193432DEST_PATH_IMAGE032
为电感2电压。电压波形发生器4的输入端电压
Figure 701774DEST_PATH_IMAGE025
为一三电平的阶梯波电压，其基波分量和虚线所示的交流输入电压
Figure 98120DEST_PATH_IMAGE026
相等。此外，还可采用特征谐波消除法和正弦脉冲宽度调制对第十一可控开关、第十二可控开关、第十三可控开关、第十四可控开关进行控制，本申请对此不作特别限定。
作为一种优选的实施例，功率因数校正模块3为级联H桥电路或飞跨电容电路或模块化多电平电路。
作为一种优选的实施例，飞跨电容电路包括第一左侧桥臂和第一右侧桥臂，其中，第一左侧桥臂和第一右侧桥臂均分别包括2*M个可控开关和M个飞跨电容，M为正整数；
第一左侧桥臂的第一端与第一右侧桥臂的第一端连接，第一左侧桥臂的第二端与第一右侧桥臂的第二端连接，第一左侧桥臂的输出端和第一右侧桥臂的输出端分别为功率因数校正模块3的第一端和第二端；
第一左侧桥臂中的2*M个可控开关的输入端与输出端依次串联且串联后的电路的两端分别为第一左侧桥臂的第一端和第二端，第一左侧桥臂中第M个可控开关与第M+1个可控开关连接的公共端为第一左侧桥臂的输出端，第一左侧桥臂中第i个可控开关的输入端与第2*M+1-i个可控开关的输出端分别连接于飞跨电容的两端，
Figure 971398DEST_PATH_IMAGE033
；
第一右侧桥臂中的2*M个可控开关的输入端与输出端依次串联且串联后的电路的两端分别为第一右侧桥臂的第一端和第二端，第一右侧桥臂中的第M个可控开关与第M+1个可控开关连接的公共端为第一右侧桥臂的输出端，第一右侧桥臂中第i个可控开关的输入端与第2*M+1-i个可控开关的输出端与飞跨电容的两端连接。
在本实施例中，功率因数校正模块3为一种基于飞跨电容的桥臂电路，具体结构请参照图9，图9为本发明提供的一种功率因数校正模块的电路图。
作为一种优选的实施例，模块化多电平电路包括第二左侧桥臂和第二右侧桥臂，其中，第二左侧桥臂和第二右侧桥臂均分别包括2*X个子模块、第一桥臂电感和第二桥臂电感，其中，各个子模块为全桥电路或半桥电路，X为正整数；
第二左侧桥臂的第一端与第二右侧桥臂的第一端连接，第二左侧桥臂的第二端与第二右侧桥臂的第二端连接，第二左侧桥臂的输出端和第二右侧桥臂的输出端分别为功率因数校正模块3的第一端和第二端；
第二左侧桥臂中第一个子模块至第X个子模块依次串联且串联后的电路的一端为第二左侧桥臂的第一端，串联后的电路的另一端与第一桥臂电感的一端连接，第一桥臂电感的另一端与第二桥臂电感的一端连接且连接的公共端为第二左侧桥臂的输出端，第二左侧桥臂中第X+1个子模块至第2*X个子模块依次串联且串联后的电路的一端与第二桥臂电感的另一端连接，串联后的电路的另一端为第二左侧桥臂的第二端；
第二右侧桥臂中第一个子模块至第X个子模块依次串联且串联后的电路的一端为第二右侧桥臂的第一端，串联后的电路的另一端与第一桥臂电感的一端连接，第一桥臂电感的另一端与第二桥臂电感的一端连接且连接的公共端为第二右侧桥臂的输出端，第二右侧桥臂中第X+1个子模块至第2*X个子模块依次串联且串联后的电路的一端与第二桥臂电感的另一端连接，串联后的电路的另一端为第二右侧桥臂的第二端。
在本实施例中，功率因数校正模块3为一种模块化多电平变换器的桥臂电路，具体结构请参照图10，图10为本发明提供的一种功率因数校正模块的电路图。
作为一种优选的实施例，级联H桥电路包括N个H桥单元，H桥单元包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管及第二钳位电容，N为正整数；
第一MOS管的输入端与第三MOS管的输入端连接且连接的公共端与第二钳位电容的第一端连接，第一MOS管的输出端与第二MOS管的输入端连接且连接的公共端为H桥单元的第一端，第三MOS管的输出端与第四MOS管的输入端连接且连接的公共端为H桥单元的第二端，第二MOS管的输出端与第四MOS管的输出端连接且连接的公共端与第二钳位电容的第二端连接；
N个H桥单元的第一端与第二端串联，串联后的回路的第一端为功率因数校正模块3的第一端，串联后的回路的另一端为功率因数校正模块3的第二端。
请参照图11，图11为本发明提供的一种功率因数校正模块的电路图。
现有技术中的功率因数校正整流器为多母线多输出结构，每个H桥单元的电容作为输出母线，需要对接多路DC-DC变换器，其单元电容存在的对大地电压的高频跳变作为噪声源，会通过DC-DC变换器的寄生电容连接到大地，产生较大的共模电流流入大地。
但在本实施例中，N个级联的H桥单元的电容是悬浮的（不接后级DC-DC变换器），虽然其电容对大地电压也存在高频跳变，但它只能通过空间耦合电容连接到大地，而空间耦合电容小，通过空间耦合电容形成的共模电流也非常小。本实施例的输出电容5负极对大地电压的跳变频率取决于第三MOS管和第四MOS管的开关频率，由于其开关频率与交流电源1相同，因此输出电容5大地电压跳变频率很低，所以这里的等效噪声源频率低，由于该输出电容5后级DC-DC变换器，因此其也存在寄生电容连接到大地，但由于等效噪声源频率低，寄生电容呈现的阻抗大，产生的共模电流小，因此共模噪声小。
作为一种优选的实施例，第一控制模块6还用于控制功率因数校正模块3中的各个第二钳位电容的电压为预设标准钳位电压。
在本实施例中，为了进一步保证交流电源1和功率因数校正整流器组成的供电电路的稳定性，通过第一控制模块6使功率因数校正模块3中的各个第二钳位电容两端的电压均为预设标准钳位电压，对于第一控制模块6的控制方式本申请不作特别限定，只要实现上述需求即可。
作为一种优选的实施例，第一控制模块6具体用于：
获取第二钳位电容两端的实际钳位电压，将实际钳位电压与预设标准钳位电压做差得到钳位电压差，将钳位电压差进行负反馈控制得到参考电流幅值；
获取交流电源1的输出电压的相位作为参考电流相位；
基于参考电流幅值与参考电流相位得到参考电流；
将参考电流与电感电流做差得到电流差值，对电流差值进行负反馈控制得到第一控制信号；
在电压波形发生器4的输入端之间的电压的方向不变时，输出第一控制信号；
在电压波形发生器4的输入端之间的电压的方向改变时，基于第一控制信号输出第二控制信号以使功率因数校正模块3两端的电压发生改变，且功率因数校正模块3两端的电压的变化量的大小与电压波形发生器4的输入端之间的电压的变化量的大小相等，功率因数校正模块3的电压的变化量的方向与电压波形发生器4的输入端之间的电压的变化量的方向相反；
基于第一控制信号及第二控制信号生成驱动信号，驱动信号用于控制功率因数校正模块3中的各个MOS管的导通或关断以改变实际钳位电压。
在本实施例中将第二钳位电容的电压作为外环进行控制，将电感电流作为内环进行控制。请参照图12，图12为本发明提供的一种功率因数校正整流器中第一控制模块的控制流程图，图12中的
Figure 351564DEST_PATH_IMAGE034
为实际钳位电压，
Figure 132438DEST_PATH_IMAGE035
为预设标准钳位电压，
Figure 852132DEST_PATH_IMAGE036
为参考电流幅值，
Figure 958629DEST_PATH_IMAGE037
为交流电源1的输出电压，
Figure 560511DEST_PATH_IMAGE038
为参考电流相位，
Figure 348339DEST_PATH_IMAGE039
为电感电流，
Figure 719277DEST_PATH_IMAGE040
为第一控制信号，
Figure 495210DEST_PATH_IMAGE041
为第二控制信号，
Figure 318810DEST_PATH_IMAGE042
为输出电容5两端的实际输出电压。
首先，获取第二钳位电容两端的实际钳位电压，这里的实际钳位电压可以是单独采集功率因数校正模块3中的各个第二钳位电容的电压，也可以是采集功率因数校正模块3两端的总电压然后再基于总电压计算出每个第二钳位电容的平均电压，本申请对此不作特别限定。
将实际钳位电压与预设标准钳位电压做差得到钳位电压差，对钳位电压差进行负反馈控制，例如进行比例积分，最终得到参考电流幅值。获取交流电源1的输出电压的相位作为参考电流相位，可以是通过锁相环实现上述功能，本申请对此不作特别限定。在得到参考电流幅值和参考电流相位之后，基于参考电流幅值和参考电流相位得到参考电流，参考电流的相位就是交流电源1的输出电压的相位。将参考电流与功率因数校正整流器的实际回路电流做差经过负反馈控制得到第一控制信号。通过上述步骤即可实现对功率因数校正整流器的回路电流的内环控制，能够使功率因数校正整流器的回路电流的相位与交流电源1的输出电压的相位一致。
请参照图13，图13为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的相关电压的波形图，图13中
Figure 910328DEST_PATH_IMAGE043
为直流桥臂电压，
Figure 135773DEST_PATH_IMAGE044
为交流电源1的输出电压。请参照图14，图14为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的相关电压的波形图，图14中
Figure 584072DEST_PATH_IMAGE045
为功率因数校正模块3两端的电压。设实际钳位电压为
Figure 363809DEST_PATH_IMAGE046
，功率因数校正模块3两端的电压
Figure 290177DEST_PATH_IMAGE047
，电感2两端的电压为
Figure 635707DEST_PATH_IMAGE048
，那么为避免功率因数校正整流器与交流电源1构成的供电电路发生电流畸变，
Figure 254907DEST_PATH_IMAGE047
应当满足：
Figure 256362DEST_PATH_IMAGE047
=
Figure 986420DEST_PATH_IMAGE049
-
Figure 687922DEST_PATH_IMAGE050
。
考虑到经过比例积分控制输出的第一控制信号是缓慢变化的也即第一控制信号是不能发生跳变的，但实际上直流桥臂电压也即
Figure 478024DEST_PATH_IMAGE050
是有跳变的，所以如果直接对第一控制信号进行载波移相生成驱动信号驱动功率因数校正模块3中的各个MOS管的话，
Figure 966774DEST_PATH_IMAGE047
会不等于
Figure 234944DEST_PATH_IMAGE049
减去
Figure 555067DEST_PATH_IMAGE050
，此时供电电路中存在电流畸变。
为解决上述技术问题，还需要在
Figure 516070DEST_PATH_IMAGE050
跳变时对第一控制信号进行调整。具体的，需要基于第一控制信号输出第二控制信号，基于第二控制信号输出的驱动信号能够使功率因数校正模块3两端的电压
Figure 226537DEST_PATH_IMAGE047
发生改变，且
Figure 298398DEST_PATH_IMAGE047
的改变量为与
Figure 738607DEST_PATH_IMAGE050
的跳变电压大小相等方向相反。请参照图15，图15为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的电感的电压的波形图，图15中u L 为电感2两端的电压，由于第二控制信号的作用
Figure 604931DEST_PATH_IMAGE048
满足
Figure 68274DEST_PATH_IMAGE051
，并且由于电感2电压不会突变，所以可以避免供电电路中的电流畸变，最后使用载波移相的PWM基于第一控制信号和第二控制信号生成驱动功率因数校正模块3中的MOS管的驱动信号。
作为一种优选的实施例，在直流桥臂电压的方向发生改变时，基于第一控制信号输出第二控制信号，包括：
在电压波形发生器4的输入端之间的电压正跳变时，控制第一控制信号减去跳变信号，将当前的第一控制信号作为第二控制信号；
在电压波形发生器4的输入端之间的电压负跳变时，控制第一控制信号加上跳变信号，并将当前的第一控制信号作为第二控制信号；
跳变信号为
Figure 182641DEST_PATH_IMAGE052
，其中
Figure 477356DEST_PATH_IMAGE053
为输出电容5两端的输出电压，
Figure 514583DEST_PATH_IMAGE054
为第二钳位电容两端的实际钳位电压。
请参照图16，图16为本发明提供的一种功率因数校正整流器中的第二控制信号的波形图，图16中
Figure 465221DEST_PATH_IMAGE055
为第二控制信号。在本实施例中，计算跳变信号的原理为：当
Figure 144464DEST_PATH_IMAGE056
发生跳变时，利用功率因数校正模块3产生一个与
Figure 28106DEST_PATH_IMAGE056
的跳变量大小相等，方向相反的跳变电压，基于该原理可计算出跳变信号的大小应为
Figure 705075DEST_PATH_IMAGE057
。第二控制信号为第一控制信号加还是减跳变信号由电压波形发生器4的输入端之间的电压的变化情况决定，若
Figure 939748DEST_PATH_IMAGE058
和
Figure 891523DEST_PATH_IMAGE059
为两个先后发生的时刻，如果
Figure 98514DEST_PATH_IMAGE060
，那么
Figure 477542DEST_PATH_IMAGE061
是正跳变即电压波形发生器4的输入端之间的电压增大，此时第二控制信号为第一控制信号减去跳变信号；若
Figure 700975DEST_PATH_IMAGE062
，那么
Figure 659704DEST_PATH_IMAGE061
是负跳变即电压波形发生器4的输入端之间的电压减小，此时第二控制信号为第一控制信号加上跳变信号。
综上，利用跳变信号解决通过比例积分控制输出的第一控制信号不能突变的问题，进一步保证了功率因数校正整流器及整个供电电路的可靠性。
作为一种优选的实施例，第一控制模块6具体用于：
获取输出电容5两端的实际输出电压，将实际输出电压与预设标准输出电压做差得到输出电压差，将输出电压差进行负反馈控制得到参考电流幅值；
获取交流电源1的输出电压的相位作为参考电流相位；
基于参考电流幅值与参考电流相位得到参考电流；
将参考电流与电感电流做差得到电流差值，对电流差值进行比例积分得到第一控制信号；
在电压波形发生器4的输入端之间的电压的方向不变时，输出第一控制信号；
在电压波形发生器4的输入端之间的电压的方向改变时，基于第一控制信号输出第二控制信号以使功率因数校正模块3两端的电压发生改变，且功率因数校正模块3两端的电压的变化量的大小与电压波形发生器4的输入端之间的电压的变化量的大小相等，功率因数校正模块3的电压的变化量的方向与电压波形发生器4的输入端之间的电压的变化量的方向相反；
基于第一控制信号及第二控制信号生成驱动信号，驱动信号用于控制功率因数校正模块3中的各个MOS管的导通或关断以改变输出电容5两端的实际输出电压。
请参照图17，图17为本发明提供的一种功率因数校正整流器中第一控制模块的另一种控制流程图，图17中的
Figure 517939DEST_PATH_IMAGE063
为输出电容5两端的实际输出电压，
Figure 599027DEST_PATH_IMAGE064
为预设标准输出电压，
Figure 542713DEST_PATH_IMAGE065
为参考电流幅值，
Figure 39553DEST_PATH_IMAGE037
为交流电源1的输出电压，
Figure 752294DEST_PATH_IMAGE038
为参考电流相位，
Figure 4284DEST_PATH_IMAGE039
为电感电流，
Figure 435265DEST_PATH_IMAGE066
为第一控制信号，
Figure 735796DEST_PATH_IMAGE041
为第二控制信号。
在本实施例中，将输出电容5两端的输出电压作为外环进行控制，将电感电流作为内环进行控制，将实际输出电压与预设标准输出电压做差得到输出电压差，经过电压环控制器后得到参考电流幅值，具体控制策略与前文中第一控制模块6将第二钳位电容的电压作为外环进行控制，将电感电流作为内环进行控制一致，在此不做赘述。
作为一种优选的实施例，还包括：
第四控制模块，用于获取第二钳位电容两端的实际第二钳位电容电压；
将第二钳位电容电压与预设第二钳位电容电压做差得到第二钳位电容输出电压差；
将第二钳位电容输出电压差进行负反馈控制得到第二斩波角度，第二斩波角度用于控制电压波形发生器的第一输入端与电压波形发生器的第二输入端之间的电压以便调节实际第二钳位电容电压。
在本实施例中，还设置有第四控制模块，为了进一步保证交流电源1和功率因数校正模块3组成的供电电路的稳定性，通过第四控制模块控制功率因数校正模块3中的各个第二钳位电容两端的实际第二钳位电容电压为预设第二钳位电容电压，请参照图18，图18为本发明提供的一种功率因数校正整流器中第四控制模块的控制流程图。
需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (17)

1.一种功率因数校正整流器，其特征在于，包括交流电源、电感、功率因数校正模块、电压波形发生器、输出电容、第一控制模块及第二控制模块；
所述交流电源的第一输出端与所述电感的第一端连接，所述电感的第二端与所述功率因数校正模块的第一端连接，所述功率因数校正模块的第二端与所述电压波形发生器的第一输入端连接，所述电压波形发生器的第二输入端与所述交流电源的第二输出端连接，所述电压波形发生器的第一输出端和第二输出端分别与所述输出电容的两端连接；
所述第一控制模块用于通过所述功率因数校正模块控制电感电流的相位与所述交流电源的输出电压的相位一致；
所述第二控制模块用于控制所述电压波形发生器的第二输入端与所述电压波形发生器的第二输出端之间的电压的频率与所述交流电源的输出频率保持一致。
2.如权利要求1所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述电压波形发生器的输入端的电压波形的基波分量与所述交流电源的基波分量相等。
3.如权利要求2所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述电压波形发生器包括第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关和第四可控开关；
所述第一可控开关的输出端与所述第二可控开关的输入端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输入端，所述第一可控开关的输入端与所述第三可控开关的输入端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输出端，所述第二可控开关的输出端与所述第四可控开关的输出端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输出端，所述第三可控开关的输出端与所述第四可控开关的输入端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输入端；
所述第二控制模块具体用于在所述交流电源的输出电压为负相时控制所述第三可控开关导通且控制所述第四可控开关断开，在所述交流电源的输出电压为正相时控制所述第四可控开关导通且所述第三可控开关断开。
4.如权利要求3所述的功率因数校正整流器，其特征在于，还包括第三控制模块，用于通过所述第一可控开关和所述第二可控开关控制所述输出电容两端的电压为预设标准输出电压。
5.如权利要求4所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第三控制模块具体用于：
获取所述输出电容两端的实际电容电压；
将所述实际电容电压与预设标准输出电压做差得到输出电压差；
将所述输出电压差进行负反馈控制得到第一斩波角度，所述第一斩波角度用于控制所述第一可控开关及所述第二可控开关导通或关断以便调节所述实际电容电压。
6.如权利要求5所述的功率因数校正整流器，其特征在于，在所述第一斩波角度为0度时，所述第一可控开关、所述第二可控开关、所述第三可控开关与所述第四可控开关均为二极管；
所述二极管的正极为所述第一可控开关的输入端、所述第二可控开关的输入端、所述第三可控开关的输入端及所述第四可控开关的输入端，所述二极管的负极为所述第一可控开关的输出端、所述第二可控开关的输出端、所述第三可控开关的输出端及所述第四可控开关的输出端。
7.如权利要求2所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述电压波形发生器包括第五可控开关、第六可控开关、第七可控开关、第八可控开关、第九可控开关、第十可控开关和第一钳位电容；
所述第五可控开关至所述第八可控开关串联且串联后电路的两端与所述第九可控开关和第十可控开关串联后的电路的两端连接，且连接的公共端分别为所述电压波形发生器的第一输出端和第二输出端；
所述第六可控开关和所述第七可控开关连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输入端，所述第九可控开关和所述第十可控开关连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输入端；
所述第一钳位电容的第一端与所述第六可控开关的输入端连接，所述第一钳位电容的第二端与所述第七可控开关的输出端连接；
所述第二控制模块具体用于在所述交流电源的输出电压为负相时控制所述第九可控开关导通且所述第十可控开关断开，在所述交流电源的输出电压为正相时控制所述第十可控开关导通且所述第九可控开关断开。
8.如权利要求2所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述电压波形发生器包括第十一可控开关、第十二可控开关、第十三可控开关、第十四可控开关、第一桥臂电容和第二桥臂电容；
所述第十一可控开关的输出端与所述第十二可控开关的输入端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输入端，所述第一桥臂电容的第一端与所述第二桥臂电容的第一端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输入端，所述第十一可控开关的输入端与所述第一桥臂电容的第二端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第一输出端，所述第十二可控开关的输出端与所述第二桥臂电容的第二端连接且连接的公共端为所述电压波形发生器的第二输出端；
所述第十三可控开关的输入端与所述电压波形发生器的第一输入端连接，所述第十三可控开关的输出端与所述第十四可控开关的输出端连接，所述第十四可控开关的输入端与所述电压波形发生器的第二输入端连接。
9.如权利要求1所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述功率因数校正模块为级联H桥电路或飞跨电容电路或模块化多电平电路。
10.如权利要求9所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述飞跨电容电路包括第一左侧桥臂和第一右侧桥臂，其中，所述第一左侧桥臂和所述第一右侧桥臂均分别包括2*M个可控开关和M个飞跨电容，M为正整数；
所述第一左侧桥臂的第一端与所述第一右侧桥臂的第一端连接，所述第一左侧桥臂的第二端与所述第一右侧桥臂的第二端连接，所述第一左侧桥臂的输出端和所述第一右侧桥臂的输出端分别为所述功率因数校正模块的第一端和第二端；
所述第一左侧桥臂中的2*M个所述可控开关的输入端与输出端依次串联且串联后的电路的两端分别为所述第一左侧桥臂的第一端和第二端，所述第一左侧桥臂中第M个所述可控开关与第M+1个所述可控开关连接的公共端为所述第一左侧桥臂的输出端，所述第一左侧桥臂中第i个所述可控开关的输入端与第2*M+1-i个所述可控开关的输出端分别连接于所述飞跨电容的两端，
Figure DEST_PATH_IMAGE002
；
所述第一右侧桥臂中的2*M个所述可控开关的输入端与输出端依次串联且串联后的电路的两端分别为所述第一右侧桥臂的第一端和第二端，所述第一右侧桥臂中的第M个所述可控开关与第M+1个所述可控开关连接的公共端为所述第一右侧桥臂的输出端，所述第一右侧桥臂中第i个所述可控开关的输入端与第2*M+1-i个所述可控开关的输出端与所述飞跨电容的两端连接。
11.如权利要求9所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述模块化多电平电路包括第二左侧桥臂和第二右侧桥臂，其中，所述第二左侧桥臂和所述第二右侧桥臂均分别包括2*X个子模块、第一桥臂电感和第二桥臂电感，其中，各个所述子模块为全桥电路或半桥电路，X为正整数；
所述第二左侧桥臂的第一端与所述第二右侧桥臂的第一端连接，所述第二左侧桥臂的第二端与所述第二右侧桥臂的第二端连接，所述第二左侧桥臂的输出端和所述第二右侧桥臂的输出端分别为所述功率因数校正模块的第一端和第二端；
所述第二左侧桥臂中第一个子模块至第X个子模块依次串联且串联后的电路的一端为所述第二左侧桥臂的第一端，串联后的电路的另一端与所述第一桥臂电感的一端连接，所述第一桥臂电感的另一端与所述第二桥臂电感的一端连接且连接的公共端为所述第二左侧桥臂的输出端，所述第二左侧桥臂中第X+1个子模块至第2*X个子模块依次串联且串联后的电路的一端与所述第二桥臂电感的另一端连接，串联后的电路的另一端为所述第二左侧桥臂的第二端；
所述第二右侧桥臂中第一个子模块至第X个子模块依次串联且串联后的电路的一端为所述第二右侧桥臂的第一端，串联后的电路的另一端与所述第一桥臂电感的一端连接，所述第一桥臂电感的另一端与所述第二桥臂电感的一端连接且连接的公共端为所述第二右侧桥臂的输出端，所述第二右侧桥臂中第X+1个子模块至第2*X个子模块依次串联且串联后的电路的一端与所述第二桥臂电感的另一端连接，串联后的电路的另一端为所述第二右侧桥臂的第二端。
12.如权利要求9所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述级联H桥电路包括N个H桥单元，所述H桥单元包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管及第二钳位电容，N为正整数；
所述第一MOS管的输入端与所述第三MOS管的输入端连接且连接的公共端与所述第二钳位电容的第一端连接，所述第一MOS管的输出端与所述第二MOS管的输入端连接且连接的公共端为所述H桥单元的第一端，所述第三MOS管的输出端与所述第四MOS管的输入端连接且连接的公共端为所述H桥单元的第二端，所述第二MOS管的输出端与所述第四MOS管的输出端连接且连接的公共端与所述第二钳位电容的第二端连接；
N个所述H桥单元的第一端与第二端串联，串联后的回路的第一端为所述功率因数校正模块的第一端，串联后的回路的另一端为所述功率因数校正模块的第二端。
13.如权利要求12所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一控制模块还用于控制所述功率因数校正模块中的各个所述第二钳位电容的电压为预设标准钳位电压。
14.如权利要求13所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一控制模块具体用于：
获取所述第二钳位电容两端的实际钳位电压，将所述实际钳位电压与所述预设标准钳位电压做差得到钳位电压差，将所述钳位电压差进行负反馈控制得到参考电流幅值；
获取所述交流电源的输出电压的相位作为参考电流相位；
基于所述参考电流幅值与所述参考电流相位得到参考电流；
将所述参考电流与所述电感电流做差得到电流差值，对所述电流差值进行负反馈控制得到第一控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向不变时，输出所述第一控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向改变时，基于所述第一控制信号输出第二控制信号以使所述功率因数校正模块两端的电压发生改变，且所述功率因数校正模块两端的电压的变化量的大小与所述电压波形发生器的输入端之间的电压的变化量的大小相等，所述功率因数校正模块的电压的变化量的方向与所述电压波形发生器的输入端之间的电压的变化量的方向相反；
基于所述第一控制信号及所述第二控制信号生成驱动信号，所述驱动信号用于控制所述功率因数校正模块中的各个MOS管的导通或关断以改变所述实际钳位电压。
15.如权利要求14所述的功率因数校正整流器，其特征在于，在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向改变时，基于所述第一控制信号输出第二控制信号，包括：
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压正跳变时，控制所述第一控制信号减去跳变信号，将当前的第一控制信号作为第二控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压负跳变时，控制所述第一控制信号加上所述跳变信号，并将当前的第一控制信号作为第二控制信号；
所述跳变信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE004
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE006
为所述输出电容两端的输出电压，
Figure DEST_PATH_IMAGE008
为所述第二钳位电容两端的实际钳位电压。
16.如权利要求12所述的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一控制模块具体用于：
获取所述输出电容两端的实际输出电压，将所述实际输出电压与预设标准输出电压做差得到输出电压差，将所述输出电压差进行负反馈控制得到参考电流幅值；
获取所述交流电源的输出电压的相位作为参考电流相位；
基于所述参考电流幅值与所述参考电流相位得到参考电流；
将所述参考电流与所述电感电流做差得到电流差值，对所述电流差值进行比例积分得到第一控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向不变时，输出所述第一控制信号；
在所述电压波形发生器的输入端之间的电压的方向改变时，基于所述第一控制信号输出第二控制信号以使所述功率因数校正模块两端的电压发生改变，且所述功率因数校正模块两端的电压的变化量的大小与所述电压波形发生器的输入端之间的电压的变化量的大小相等，所述功率因数校正模块的电压的变化量的方向与所述电压波形发生器的输入端之间的电压的变化量的方向相反；
基于所述第一控制信号及所述第二控制信号生成驱动信号，所述驱动信号用于控制所述功率因数校正模块中的各个MOS管的导通或关断以改变所述输出电容两端的实际输出电压。
17.如权利要求12所述的功率因数校正整流器，其特征在于，还包括：
第四控制模块，用于获取所述第二钳位电容两端的实际第二钳位电容电压；
将所述第二钳位电容电压与预设第二钳位电容电压做差得到第二钳位电容输出电压差；
将所述第二钳位电容输出电压差进行负反馈控制得到第二斩波角度，所述第二斩波角度用于控制所述电压波形发生器的第一输入端与所述电压波形发生器的第二输入端之间的电压以便调节所述实际第二钳位电容电压。
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